CN101375569B - 宽带传输系统中估计符号时间误差的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在宽带传输系统中估计符号时间误差的方法和系统，该方法包括：利用每个接收符号中的预定周期，基于符号间相关，确定数据符号流中离散傅里叶变换块(5)的输出信号的定时误差信号；选择实际符号和在前符号的有用数据部分的多个采样，作为预定周期；基于实际符号和在前符号的所选采样的符号间干扰，确定时间误差值(ε)。

Description

宽带传输系统中估计符号时间误差的方法和系统

技术领域

本发明涉及宽带传输系统中估计符号时间误差的方法和系统。 

背景技术

本发明优选地用在使用正交频分复用(OFDM)的数据传输系统中，具体在针对数字视频广播(DVB，例如DVB-H，DVB-T)的无线应用中，然而，还可以用于诸如ISDB-T，DAB，WiBro和WiMax.DVB之类的其它传输模式，例如，DVB-H和DVB-T等DVB是将数字电视内容传送给例如移动设备等的公知标准。 

这样的正交频分复用系统对于符号间干扰(ISI)非常敏感，符号间干扰是由于符号正交性的丢失而引起的。本发明涉及通过估计符号时间误差对符号间干扰的补偿。 

正交频分复用模式是如下模式：将帧中符号流转换为块单元的并行数据，然后将并行符号复用至不同的子载波频率中。多载波复用的特性在于，对于典型为2ⁿ的特定长度，所有载波彼此正交，从而使用快速傅里叶变换。采用接收机处的离散傅里叶变换(DFT)和发射机处的离散傅里叶逆变换(IDFT)实现了OFDM模式，这是通过正交特性和离散傅里叶变换的定义而简单地获得的。 

在宽带传输系统中，对于每个OFDM符号，由在离散傅里叶逆变换的输出之前的循环扩展形成保护间隔。 

图1示出了由保护间隔保护的OFDM符号的传统结构。保护间隔由循环前缀形成，也就是，所谓有用部分的末尾采样的复制在该有用部分的前面。如图2所示，如果没有多径，则接收机可以在符号内的任何位置选择具有该有用部分大小的窗。 

保护间隔保护有用数据携带部分免受多径失真，并且，如果选择 足够长，则可以允许单频网络(SFN)。在SFN中，多个发射机同步地发射相同的信号，从而在接收机处可以将这样的信号视为多径信号。 

在多径传播环境中，发射信号通过多个路径到达接收机，每个路径可能引入不同的延迟、幅值和相位，从而扩大从一个符号至下一符号的过渡时间。如果过渡时间小于保护间隔，则接收机可以选择接收符号的一部分，该部分没有受到由相邻符号引入的任何干扰。 

标识有用部分，也就是包含来自相邻符号的最小干扰(符号间干扰)的OFDM符号的部分，是由接收机执行的时间同步任务。该任务对于整个接收机性能非常关键。 

可以将时间同步分为两个主要类别：获取和跟踪。符号时间获取定义了初始找到正确定时的任务。通常，将符号时间获取分成两个或更多个步骤，在第一步骤，实现粗糙时间同步。在接下来的步骤中，细化时间窗。对于那些相继的步骤，通常应用类似或同样的用于跟踪的算法。跟踪定义了在连续接收期间不断调整时间窗以保持时间窗在其最佳位置的任务。 

对于OFDM，对时间跟踪付出了很多努力。已知的方法可以分为数据辅助和非数据辅助跟踪，以及基于预FFT(pre-FFT)或后FFT(post-FFT)的跟踪。数据辅助跟踪使用OFDM中已知的符号，例如，导频符号或前同步码(preamble)，而非数据辅助跟踪使用信号的相关特性。 

在针对连续接收的DVB-T中，该标准没有定义任何前同步码。导频符号包括在复用中，其中，该标准定义了在每第12个载波处的所谓的离散导频、以及出现在固定载波位置处的较少数量的连续导频。 

如欧洲电信标准协会(European Telecommunication StandardsInstitute)ETSI EN300744V1.4.1(2001-01)的第27页图11中描述了在功率上提升的离散导频的传统插入。 

只有在DFT之后，并且只有在已经建立一些粗糙时间同步之后，这些导频符号才是可访问的。因此，大多数用于DVB-T/H的时间同步算法使用OFDM符号与其循环扩张的自相关特性来进行粗糙时间估计，然后依靠导频进行精细时间同步和跟踪。 

在DVB-T中，可以选择保护间隔为FFT(或DFT)尺寸的1/4、1/8、1/16、或1/32。在大规模单频网络(SFN)中，多径可以几乎充分地使用甚至是1/4FFT尺寸的保护间隔。在一些情况下，已发现延迟扩散甚至超过了保护间隔。利用每第12个载波处的导频，可以估计仅FFT长度的1/12的时间间距(span)的信道脉冲响应，这对于等于或大于1/8的保护间隔是明显不够的。对于等于FFT尺寸的1/8或更长的保护间隔，为了可靠的时间同步，有必要以与频域均衡器所需的信道传递函数的估计方式相同或类似的方式从相继的符号中收集导频。 

已知基于后FFT的时间同步的两个基本方法都使用信道传递函数的估计：第一个方法计算从一个离散导频至下一离散导频的平均相位差，从而估计信道传递函数的平均斜率。这基于FFT的特性，即时域中的延迟对应于与载波索引成比例并与时域中的延迟成比例的相位。因此，在单径信道中，可以直接从该斜率估计图2中指示为τ的时间延迟。不幸的是，在繁重的多径情况下该技术无法令人满意的执行。更严格的方法是，利用IFFT将估计的信道传递函数传递回时域中，以得到信道脉冲响应的估计。然后，对估计的信道脉冲响应执行能量搜索。 

另一已知方法仅基于连续导频。 

已知的基于后FFT的时间同步的可选方法是进一步改进基于时域相关的方法，该方法典型地用于粗糙时间同步。 

如以上论述的，时间跟踪对于整个系统性能至关重要。在DVB-T/H中，前同步码的缺乏使得很难找到最佳时间窗，前同步码能够帮助精确估计信道脉冲响应。 

已发现，一些使用自相关特性的基于预FFT时域的时间跟踪技术要求相对长的平均时间以产生适当的结果。另一缺点是，在获取了信号之后，在接收机的其他位置不需要那样类型的计算。此外，繁重多径条件下的性能不总是最佳的。 

以上介绍的基于后FFT的方法还具有缺点。如以上所述的，使用信道传递函数的斜率的均值估计的简单方法虽然在具有低延迟散布的信道中给出了满意的结果，然而发现其在繁重多径情况下没有给出适当结果，如在SFN中可能出现的。实验显示了在单频网络中该方法无 法经受住针对保护间隔利用的测试。 

到目前为止最鲁棒的技术似乎是基于IFFT的方法，该方法根据估计的信道传递函数计算信道脉冲响应。然而，该方法也是计算密集的方法，需要额外的存储器。使用这种算法时需要解决该问题是在1/3FFT长度之后的信道脉冲响应的循环卷绕(wrap)，这是由于在收集多个符号时在每第三个载波处分隔开的离散导频引起的。循环卷绕可能导致难以识别信道脉冲响应的开始和结束。当脉冲响应的能量散布在较大的时间间隔上时，还难以在有噪声的环境中识别脉冲响应。 

针对移动接收设计的DVB-H给符号时间同步算法带来了额外的挑战： 

(1)在移动环境中，信道的相干时间更低，也就是信道的时变性更强。 

(2)DVB-H使用时间分片。在时间分片中，将数据以突发串(burst)形式发送，允许在突发串之间关闭接收机。该特点允许接收机节省大量的功率消耗，然而，也意味着不能在突发串之间跟踪信道。 

作为优点，用于DVB-H的时间跟踪算法必须比DVB-T的算法实质上快。 

为了例证这些挑战，考虑以下测试情况下使用的两路径模型的示例。 

图3示出了分别在两个定时实例t1和t2处传统两路径模型的脉冲响应的幅值。以保护间隔持续时间Tg的0.9倍分隔这两个路径。在时间实例t1处，第二路径实际上不可见，因为它衰退了。在真实情况下，第一路径可以源于一个发射机，第二路径源于另一发射机。两个发射机在相同频率(SFN)上同步地发射相同信号。在时间实例t1处，第二路径不可见，因为其可能被障碍物阻档(阴影衰退)，或者该路径实际上是在时间实例t1处破坏性相加的多个路径的叠加(快速衰退)。锁定至在时间实例t1处经历该信道的接收信号的接收机仅看见第一路径，并可能只将该路径集中到保护间隔的中间。如果接收机正在与信号同步以接收时间分片突发串，则接收机本质上没有可以依靠的信道的有关历史。 

在例如两个10ms等相对短的时间之后第二路径出现时，接收器必须迅速再调整符号定时，并将两个路径都置于保护间隔中，以使有用部分中没有符号间干扰发生。 

同样地，还可能在时间实例t1处，第一路径遭受衰退，接收机初始地锁定至第二路径。 

该示例示出了针对DVB-H的符号时间跟踪要求比针对连续接收的要求更加严格，尤其在固定或准固定环境中。 

对于DVB-T，通常争论的是可以减小基于IFFT的方法的计算量，因为可以采用更低速率来执行符号时间跟踪，从而不一定要为每个接收符号计算IFFT。在移动DVB-H的情况下，，也就是快速时变信道和快速重获取时间以减少开启时间并进而减小功率消耗的情况下，该假设不成立。 

发明内容

本发明的目的是提出一种用于估计符号时间误差的新的方法和系统，以避免符号间干扰。 

根据发明，利用一种方法和系统解决了问题，其中方法是在宽带传输系统中估计符号时间误差的方法，系统是在宽带传输系统中估计符号时间误差的系统。 

本发明的关键方面是，利用每个接收字符中的预定周期，基于符号间相关，确定数据符号流中离散傅里叶变换块的输出信号的时间误差信号。选择实际符号和在前符号的DFT或FFT的输出的多个采样，作为预定周期。基于实际符号和在前符号的所选采样的符号间干扰，确定时间误差值。可以使用在后符号，而不是在前符号。 

更具体地，在宽带传输系统的接收机中，建立符号时间误差估计器。优选的符号时间误差估计器包括：单元，用于选择每个接收符号的离散傅里叶变换的多个输出采样；以及缓冲器，用于存储例如实际符号、在前符号或在后符号等符号之一的所选采样。此外，符号时间误差估计器包括：单元，用于将相应符号(例如实际符号或在前符号或在后符号)的所选输出采样向左或向右移位预定数量的采样。将相应符号的已移位采样与预定相位矢量进行逐元素复共轭相乘(element-wise complex-conjugate multiplication)。在已移位采样的相位相乘之后，将经相位修改的采样与所缓冲的符号的所选输出采样逐元素地复共轭相乘。对逐元素复共轭相乘后的输出信号累加为平均和信号，该平均和信号表示时间误差值。为了将时间误差值映射到实轴或虚轴，将该和信号与相位旋转常量相乘。可选地，相位旋转常量包括于上述相位矢量中。 

因此，本发明提供了一种迅速获取并连续跟踪OFDM符号的定时的鲁棒方案。在优选实施例中，时间误差估计器所确定的时间误差值用于调整快速傅里叶变换选择窗，具体是提前或延迟快速傅里叶变换选择窗，或用于在使用采样速率转换器的情况下提高或降低采样速率转换器中的采样转换速率，或用于在使用模拟数字转换器的情况下提高或降低模拟数字转换器中的采样速率。 

换言之：本发明是一种新的非数据辅助方法，用于对符号进行时间跟踪。该用于估计符号时间误差的符号时间误差估计器和方法是基于频域的。 

基于新的非数据辅助准则，本发明关注针对数据调制OFDM信号的符号时间同步，该数据调制OFDM信号使用循环前缀(或后缀)以保护符号免受符号间干扰。因为几乎所有OFDM系统都使用该方案，且该准则是非数据辅助的，所以本发明可应用于很多基于ODFM的系统。本发明适用于具有任意FFT长度(较大FFT尺寸产生噪声较少的估计)和最实际保护间隔(至少是从1/32到1/2)的OFDM。 

本发明使用新颖的准则，该准则产生与出现的符号间干扰成比例的值，作为绝对值，并产生调整定时所在的方向，作为符号。这样，接收机可以调整其定时，从而将接收符号的符号间干扰减小至最小。误差估计本身是无偏的。 

本发明产生针对符号定时的误差信号，该误差信号可以用于传统跟踪环以调整为解调器选择最优采样矢量的时间窗。如果未超过基于 IFFT的信道脉冲响应估计方法的性能，也可预期本发明与传统跟踪环相结合的性能达到等同水平。该准则在包括SFN在内的单径和多环境中产生好的结果，即使两个路径之间的延迟超过保护间隔持续时间。当脉冲响应在保护间隔内部散布在较长持续时间上时，该准则也产生好的结果。 

误差信号是根据FFT的输出导出的，并考虑到在前或在后符号的FFT输出。因此，本发明只是基于后FFT(post-FFT)的。 

计算复杂度和存储要求可与简单的斜率估计方法相比。不需要当前最普遍使用的附加IFFT。 

本发明的时间跟踪算法在标准数字信号处理器中得到很好的映射。 

存在不同的实现方式变体，从而可以将跟踪环调整以适应应用的实施和性能。 

此外，可以组合这样的实现方式变体，以甚至提高性能。 

如果正确地选择了参数，则本发明的跟踪环的跟踪范围是在保护间隔左边或右边的FFT尺寸采样的一半(等于持续时间Tu/2)。在四分之一FFT尺寸采样(等于持续时间Tu/4)的范围内，由时间误差估计器导出的均值误差信号几乎与实际时间误差成比例，使得时间估计器对于传统跟踪环实现是理想的。 

取决于均衡器的实施(不是本发明的主题)，可能需要补偿信道传递函数的均值斜率。可以通过在频域上乘以具有线性增大或减小相位的矢量，或通过对FFT的输入矢量进行循环移位，进行该斜率补偿。当包括校正因子时，本发明可以处理FFT输出，对于该FFT输出，FFT输入已被循环移位。因此，本发明还非常适合使用循环FFT输入矢量移位技术的接收机结构。 

附图说明

图4示出了用于宽带传输系统的接收机的优选实施例的方框图； 

图5至6示出了接收机的符号时间误差估计器的不同优选实施例的方框图； 

图7示出了用于时间跟踪DLL的合适环路滤波器的实施例的方框图； 

图8示出了保护间隔1/4、FFT尺寸2k、SNR 10dB的单径的S曲线(S-curve)的示例图； 

图9示出了保护间隔1/4、FFT尺寸2k、SNR 10dB的两个射线路径(ray path)的S曲线的示例图，其中第一路径具有零延迟，第二路径具有保护间隔持续时间的0.9倍的延迟。 

具体实施方式

为了详细描述如何使用本发明，首先，考虑典型的DVB-T/H接收机。 

图4示出了典型DVB-T/H接收机1的方框图。为了简单说明，没有示出针对基于预FFT的获取的电路。通常通过控制频率误差校正单元2中的数字移频器，对由模拟前端、模拟至数字转换器(ADC)和附加数字滤波器电路提供的数字IQ输入IN进行进一步的频率误差校正。 

然后将已校正的信号馈送过采样速率转换器3(SRC)，该采样速率转换器3(SRC)可以校正发射机与接收机ADC之间的采样频率偏移。采样速率转换器3可以可选地包括附加的抽取(decimation)和低通滤波。 

在校正了频率和采样频率时钟偏移之后，对于每个符号，使用用于窗选择和去除保护间隔Tg的单元4。更具体地，选择FFT尺寸采样的矢量。对该矢量，在FFT单元5中执行FFT。 

取决于接收机实现方式，需要去除残余公共相位误差(commonphase error，CPE)。典型地，在单元6中从多路复用中提取连续导频，该连续导频用于在单元7中估计公共相位误差，从单元7得到适当的估计。然后将该估计用于在CPE校正单元8中校正FFT单元5的输出处的公共相位误差。 

该估计公共相位误差还用于在频率跟踪单元9中跟踪任何残余频率偏移，以控制频率误差校正块2。 

对于顺序的处理，必须利用均衡器10从CPE校正后的符号中去除 由信道添加的损害。通过在离散导频提取单元12中使用从多路复用中提取的离散导频，从信道估计器11得到信道传递函数(CTF)的估计。典型地，通过在时域和频域上对基于离散导频的估计中的信道进行内插，得到信道估计。 

然后，将校正的OFDM符号和估计的信道传递函数传递至外部接收机13。然后，外部接收机13执行符号去映射(demapping)、符号和比特去交织(deinterleaving)、去穿孔(depuncturing)、典型地利用Viterbi处理器的卷积解码、外(Forney)去交织、Reed-Solomon解码、和最终的去随机化(derandomizing)(解扰(descrambling))，以产生MPEG运输流(MPEG-TS)。因此，外部接收机13包括多个传统功能块或单元13.1至13.7。 

如本发明公开中描述的，提出的时间跟踪算法使用FFT单元5(未示出该配置)的输出或CPE校正单元8的输出，如图4所示，CPE校正单元8与符号时间误差估计器14连接，以对窗选择单元4或采样速率转换器3进行符号时间控制。这与使用离散导频或信道传递函数CTF估计的其它公知技术相反。 

图5示出了提出的时间跟踪算法的可能实现的方框图，其中，强调了本发明的符号时间误差估计器14。符号时间误差估计器14采用FFT单元5的输出采样。为了最好的性能，提议将CPE校正后的输出馈送至符号时间估计器14中。 

对于时间误差估计，只有包含载波的FFT的输出采样是有用的。为了清楚说明，在方框图中示出了用于选择这些载波的块14.1。为了减小计算复杂度，还可以仅选择这些载波的子集。然而，仅选择这些载波的子集的代价是噪声更多的误差估计ε，从而需要针对类似的时间抖动的更小环路滤波器带宽，如果这取决于所要求的跟踪收敛时间，是可以容忍的。载波或子集的设置应该是按照连续顺序的。 

在所示实现方式中，在单元14.2中，将将选择的输出采样向左或向右移位固定数量N个采样。在另一功能单元14.3中，将已移位的输出采样与相位复矢量(complex phasor vector)进行逐元素复共轭相乘，其中，该相位矢量的元素是exp(jφ_n)类的。该相位矢量的斜率的绝对值， 也就是φ_n与φ_n-1的差为2πTg/Tu，其中Tg/Tu是保护间隔持续时间Tg与有用部分Tu长度之比。该斜率的符号，也就是斜率是正的还是负的，取决于在哪里应用随后的采样移位，以及是否使用了循环前缀或后缀。 

然后，在功能单元14.4中，将与相位复矢量相乘后的的输出矢量(＝经相位修改的采样)与在前符号的所选的FFT输出采样进行逐元素复共轭相乘。从而，将在前符号的所选采样存储在缓冲单元14.5中。 

在本发明的不同实施例中，在相位复矢量乘法之后，对所选的FFT输出采样进行移位，见图6。 

在本发明的不同实施例中，对例如在前符号或在后符号的缓冲的载波的输出而不是当前符号的载波，应用相位复矢量乘法。如果在相位复矢量乘法之后可应用，则另一实施例将缓冲的符号向左或向右移位N个载波采样。这里未示出这些可选的实施例。 

另一变体将相位复矢量乘法分配到两个分支上，和/或对两个分支中的一个应用移位。 

采样移位的实际值是-2，-1，1和2，然而其它值也是可能的，即使在误差估计的跟踪范围和噪声水平上性能会典型地降低。 

对于来自当前和先前或在前符号的FFT采样的逐元素乘法的输出，在求和单元14.6中计算平均和。通常将该运算称为“积分和转储(integrate and dump)”。 

在单元14.7中，将该运算的输出与另一相位旋转常量α相乘，其中α是α＝exp(jφ_n)类型的。映射单元14.8跟随在后，以将符号时间误差值ε映射到实轴或虚轴。如果将符号时间误差值ε映射到实轴，则给出该复数乘法的实部作为符号时间误差值ε，如图6所示。如果将符号时间误差值旋转到虚轴，则给出该复数乘法的虚部作为符号时间误差值ε。 

典型地，α的相位φ是取决于保护间隔Tg和应用于两个分支中任一分支的采样移位量N的相位与π/2的整数倍的相位之和，以将信号旋转至实轴或虚轴并调整符号以适应随后的环路滤波器的要求。第一相位的绝对值是2π|N|Tg/Tu，并包括相对于OFDM符号的有用部分的保护间隔Tg的长度，还包括两个分支之间的采样移位差，其中两个分支由 当前符号和延迟(缓冲)符号的采样形成。 

在应用的另一实施例中，相位复矢量中包括α。这样，仅需要通过两个分支的乘法计算实部或虚部，其中两个分支包括在前和当前的符号。这样，可以节省一半的实数乘法，仅需要分别在实部或者虚部这一部上计算平均和。 

在接收机实现要求FFT的循环移位的情况下，可以加上或减去取决于循环移位因子的另一相位(取决于所使用的本发明的变体)，以使得跟踪环免受在FFT之前施加的任何数量的循环移位。该相位是2π|N|s/FFTSize，其中s指示采样中循环移位的数量，FFTSIZE是FFT输入和输出矢量尺寸。 

本发明另一实施例预期到所公开的时间误差估计器的不同变体的组合，以减小误差信号中的噪声。该组合包括图6中所示的实现的多个并行变体，每个变体独立地估计符号时间误差值ε，但是例如使用不同的移位因子。然后，通过将由时间误差估计器14的各个符号时间误差值ε提供的估计相加，得到组合的误差估计。 

为了使跟踪环闭合，将符号时间误差值ε馈送至环路滤波器中，环路滤波器执行附加的平均化，以减小符号时间误差值ε的噪声。一旦找到了合适的时间误差估计器14，例如本申请中公开的时间误差估计器14，则跟踪环的设计就很直接简单了(straightforward)。合适的一阶环路滤波器15可以是图7中示出的环路滤波器。 

在图7中，首先，在乘法块15.1中，将来自时间误差估计器14的符号时间误差值ε与积分常量Ki相乘。该常量确定环路滤波器带宽。在相继的具有求和块15.3和延迟块15.4的积分电路15.2以及量化器15.5和求和块15.6中，对乘积进行累加。详细地，也就是，将乘法块15.1的输出信号加入所有先前累加的值之和，其中所有先前累加的值之和是由指示为z^-1的单值(one value)延迟单元实现的。还将累加值提供给包含零值的量化器15.5。如果该和超过1或更大的整数，则将该整数作为延迟/提前信号提供给保护间隔/时间窗控制块4，以在采样速率转换器3中对输入的采样流延迟或提前的整数个采样。同时，在环路滤波器15中，从累加值中减去该整数值。 

在类似的形式中，典型地利用二阶或更高阶的环路滤波器，从而可以估计时间漂移(time drift)。然后可以将该时间漂移估计用于调整采样速率转换器3的采样速率转换因子。 

在本节的剩余部分，阐述了时间误差估计器14的操作。 

图8示出了从对两个连续的OFDM符号的仿真获得的近似完美的S曲线(S-curve)，其中信道是单径信道。FFT尺寸是2048个采样，保护隔离是1/4。在10dB的SNR的情况下添加高斯白噪声。使用组合的估计器，将向在前符号的输出应用一个FFT采样的正向或负向移位。对于时间偏移τ，通过仿真符号时间误差值ε得到S曲线，其中τ是以采样定义的，这里τ＝0意味着对OFDM采样的首批采样计算FFT，也就是循环前缀完全包括在FFT的输入矢量中。S曲线示出了，对于从0至511的τ的偏移，符号时间误差值ε实质上是0。对于单径信道，因为对于该范围没有符号间干扰出现，因此，对于该范围不需要调整FFT窗。 

对于负的τ，接收机1遭受来自在前符号的符号间干扰。符号时间误差值ε变成负的，告知跟踪电路对接收的采样流进行延迟。对于超过保护间隔持续时间的τ，接收机1遭受来自在后符号的符号间干扰。在这种情况下，符号时间误差值ε变成正的，告知跟踪电路对接收的采样流进行提前。 

图9中示出了符号时间估计器14的性能的另一示例。这里，使用具有两个路径的测试信道，其中两个路径的强度和相位相等，并且彼此间距为保护间隔的0.9倍。再次将SNR设置为10dB。图9中的S曲线不同于图8中的S曲线，区别在于基本上减小了符号时间误差值接近0的范围。该信道导致OFDM符号与下一相邻符号的保护间隔Tg重叠。现在，将无符号间干扰出现的范围限制为从OFDM符号的开始算起，τ大于460且小于或等于512个采样的偏移的范围。图9中示出的S曲线清楚地示出了，时间误差估计器14正在使用正确的准则。再次，对于在τ小于460情况下为负符号时间误差值ε，接收机1需要对接收的采样流进行延迟，而对于τ大于511，符号时间误差值ε变成正的，告知接收机1对接收的采样流进行提前。 

如以上论述的，虽然提出了在DVB-T/H的情况下提出了本发明， 然而本发明不仅限于DVB-T/H，还可适用于很多OFDM系统，包括DAB、ISDB-T、DMB-T和其它可能的例如ADSL/VDSL中的系统或即将到来的Wibro和WiMax标准。 

附图标记列表 

1           接收机 

2           频率误差校正单元 

3           采样速率转换器 

4           窗选择和保护间隔去除单元 

5           FFT单元 

6           导频提取单元 

7           公共相位误差估计器 

8           公共相位误差校正单元 

9           频率跟踪单元 

10          均衡器 

11          信道估计器 

12          离散导频提取单元 

13          外部接收机 

13.1至13.7  外部接收机的功能块 

14          符号时间误差估计器 

14.1        采样选择块 

14.2        相位矢量乘法块 

14.3        采样移位器块 

14.4        采样符号乘法块 

14.5        缓冲单元 

14.6        求和块 

14.7        常量乘法块 

14.8        映射块 

15          环路滤波器 

15.1        乘法块 

15.2        相继积分块 

15.3        求和块 

15.4        延迟块 

15.5        量化 

15.6    求和块 

Claims (19)

1.一种宽带传输系统中估计符号时间误差的方法，包括：

利用每个接收符号中的预定周期，基于符号间相关，确定数据符号流中离散傅里叶变换块(5)的输出信号的定时误差信号，其中，选择实际符号和在前符号的有用数据部分的多个采样，作为该预定周期，并基于实际符号和在前符号的所选采样的符号间干扰，确定时间误差值(ε)；

选择多个采样包括：选择离散傅里叶变换块(5)的输出采样的多个采样，所选采样的数量等于离散傅里叶变换的长度；

确定时间误差值包括：

将实际符号的输出采样向左或向右移位预设数量N个采样，

向实际符号的移位输出采样提供预定相位矢量，

对实际符号的经相位修改的输出采样与缓冲的在前符号的采样进行逐元素复共轭相乘，

计算逐元素复共轭相乘后的采样的平均和信号，

将和信号与相位旋转常量相乘，以将时间误差值(ε)映射到实轴或虚轴；

其中，确定时间误差值还包括：复制所选采样作为循环扩展，所述循环扩展是在发射机处用于循环扩展的傅里叶逆变换之后，在针对每个符号的输出信号的间隔中的在前或在后的循环扩展。

2.根据权利要求1所述的方法，包括：

使用在后符号而不是在前符号。

3.根据权利要求1所述的方法，包括：

在两个分支上提供预定相位，所述两个分支包括实际符号的采样和在前符号的采样。

4.根据权利要求1所述的方法，包括：

利用移位值-2，-1，1和2之一，将采样移位至两个分支之一，所述两个分支包括实际符号的采样和在前符号的采样。

5.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，其中：

相位旋转常量取决于符号之一的预定周期，并取决于采样移位个数的量和π/2的整数倍的相位。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述预定周期包括保护间隔持续时间。

7.根据权利要求6所述的方法，其中：

整数倍的相位具有2π|N|Tg/Tu或2π|N|s/FFTSize的值，N指示输出采样的移位量，Tg/Tu指示保护间隔持续时间Tg与有用部分Tu长度之比，s指示在计算DFT之前采样中循环移位的个数，FFTSize指示DFT/FFT输入和输出矢量尺寸。

8.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，包括：

通过使用不同的采样移位因子，确定单独时间误差值(ε)的个数。

9.根据权利要求8所述的方法，包括：

通过将单独时间误差值(ε)相加，确定组合时间误差值。

10.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，包括：

使用确定的时间误差值(ε)调整定时。

11.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，包括：

使用确定的时间误差值(ε)调整快速傅里叶变换选择窗，具体是提前或延迟快速傅里叶变换选择窗。

12.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，包括：

使用确定的时间误差值(ε)提高或降低采样速率转换器中的采样转换速率。

13.根据权利要求1至3中任一权利要求所述的方法，包括：

使用确定的时间误差值(ε)提高或降低模拟数字转换器中的采样速率。

14.一种在宽带传输系统中估计符号时间误差的系统，所述系统接收来自发射机的数据符号流，

所述系统包括：符号时间误差估计器(14)，用于使用每个接收符号中的预定周期，基于符号间相关，确定数据符号流中离散傅里叶变换块(5)的输出信号的定时误差信号，其中，选择实际符号和在前符号的有用数据部分的多个采样作为预定周期，并基于实际符号和在前符号的所选采样的符号间干扰，确定时间误差值(ε)；

所述符号时间误差估计器(14)包括：

用于选择离散傅里叶变换块(5)的输出采样的多个采样的单元(14.1)；

缓冲器(14.5)，用于存储符号之一的所选采样；

用于将实际符号的采样向左或向右移位预定数量N个采样的单元(14.3)；

用于向实际符号的移位采样提供预定相位矢量的单元(14.2)；

用于对实际符号的经相位修改的采样与缓冲的在前符号的采样进行逐元素复共轭相乘的单元(14.4)；

用于计算逐元素复共轭相乘后的采样的平均和信号的单元(14.6)；以及

用于将和信号与相位旋转常量相乘以将时间误差值映射到实轴或虚轴的单元(14.7，14.8)。

15.根据权利要求14所述的系统，其中：

符号时间误差估计器(14)的时间误差值(ε)用于调整定时。

16.根据权利要求14或15所述的系统，其中：

符号时间误差估计器(14)的时间误差值(ε)用于调整快速傅里叶变换选择窗，具体是提前或延迟快速傅里叶变换选择窗。

17.根据权利要求14或15所述的系统，其中：

符号时间误差估计器(14)的时间误差值(ε)用于提高或降低采样速率转换器(3)中的采样转换速率。

18.根据权利要求14或15所述的系统，其中：

符号时间误差估计器(14)的时间误差值(ε)用于提高或降低模拟数字转换器中的采样速率。

19.根据权利要求14所述的系统，其中：

利用FIR或IIR环路滤波器对符号时间误差估计器(14)的时间误差值(ε)进行平均，经环路滤波器平均的时间误差值(ε)用于调整定时。

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