JP2009033570A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信号の受信処理において、受信信号に離散的に配置されているパイロットシンボルを用いて高精度に伝送路推定を行う受信装置を得ること。
【解決手段】本発明にかかる受信装置は、既知シンボル位置の伝送路推定値を算出する伝送路推定部と、利用周波数帯域および端部をそれぞれ処理対象として、既知シンボルが配置されていない位置の伝送路推定値を補間する第１の補間部、第２の補間部および第３の補間部と、端部で補間処理を実行して得られた伝送路推定値に基づいて、利用周波数帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値を補正する置換部と、補正された後の伝送路推定値に基づいて受信信号を復調する復調部と、を備える。
【選択図】 図９

Description

本発明は、受信信号に含まれる既知信号を利用して伝送路推定を行う受信装置に関する。

たとえば、下記特許文献１に既知信号を利用する従来の伝送路推定を実行するＯＦＤＭ用等化装置およびＯＦＤＭ用等化方法が示されている。下記特許文献１に記載の技術では、周波数領域で離散的にパイロットシンボルが配置されているＯＦＤＭシステムにおいて、パイロットシンボルを用いた伝送路推定によって得た伝送路推定値を補間することにより、周波数領域全体の伝送路推定値を得ている。このときの具体的な伝送路推定処理を以下に示す。

下記特許文献１に記載のＯＦＤＭ用等化装置は、受信信号に対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を実行し、受信信号を時間領域から周波数領域へと変換する。そして、変換後の周波数領域の受信信号からパイロットシンボルを抽出し、伝送路推定を行う。つぎに、伝送路推定を実行して得られた複数の伝送路推定値からなる伝送路推定値列を周波数領域から時間領域へと変換する。さらに、時間領域の伝送路推定値列に０を挿入し、その結果得られた系列を時間領域から周波数領域へと変換する。以上の一連の処理を実行することにより伝送路推定値を補間し、補間後の伝送路推定値を利用して、周波数領域へ変換された受信信号の復調を行う。

特開２００３−１０１５０３号公報

しかしながら、上記従来の伝送路推定値を補完する技術では、利用する帯域の両端の伝送路推定誤差が増大してしまう、という問題があった。これは、ＦＦＴを利用する際に、不連続性に起因して発生するリップルが伝送路推定誤差を増大させてしまうことに起因する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、離散的に配置されたパイロットシンボルを含んだ信号を受信する際の伝送路推定において、ＦＦＴ利用時に発生するリップルの影響を抑え、高精度に伝送路を推定する受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信装置は、受信信号に離散的に配置された既知シンボル位置の伝送路推定値を算出する伝送路推定手段と、通信に利用する周波数帯域および当該利用周波数帯域の端部をそれぞれ処理対象として、前記伝送路推定手段により算出された伝送路推定値に基づいて、当該処理対象帯域ごとに、前記既知シンボルが配置されていない位置の伝送路推定値を補間する伝送路推定値補間手段と、前記端部に対応する帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値に基づいて、前記利用周波数帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値のうちの前記端部に対応する帯域の伝送路推定値を補正する補正手段と、前記補正手段により補正された後の伝送路推定値に基づいて前記受信信号を復調する復調手段と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、パイロットシンボルを用いて算出した伝送路推定値を補間するにあたり、利用周波数帯域を対象として補間処理を実行した場合に推定誤差が大きくなる部分（帯域の端部）では、利用周波数帯域よりも狭い帯域を対象として別途補間処理を実行することとした。すなわち、端部での補間処理で得られた伝送路推定値を用いて、利用周波数帯域を対象とした補間処理で得られた伝送路推定値のうちの端部に対応するものを補正することとしたので、利用帯域の両端付近で伝送路推定精度が劣化するのを抑えることができる、という効果を奏する。

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信装置に対して信号を送信する送信機の構成例を示す図である。また、図２は、本発明にかかる受信装置（受信機）の構成例を示す図である。

本実施の形態の送信機は、入力される送信データに対して誤り訂正符号化を行う符号化部１１と、入力される信号を変調信号に変換する変調部１２と、入力される変調信号列にパイロットシンボルを挿入するパイロット挿入部１３と、入力される変調信号列を周波数領域から時間領域へ変換する逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下ＩＦＦＴと略記する）を実行するＩＦＦＴ部１４と、により構成される。

ここで、パイロットシンボルとは、振幅と位相が受信側で既知となっている信号であり、受信側は、このパイロットシンボルを参照し、通信を行う伝送路における信号の振幅と位相の変動を推定する伝送路推定処理を実行する。また、本実施の形態では、パイロットシンボルを周波数方向に離散的に配置し、その間隔を２^m（ｍは自然数）として信号を送信する場合について説明する。図３は、実施の形態１の送信機から送信される信号へのパイロットシンボルの配置例を示す図であり、この例では４サブキャリアおき、つまりｍ＝２として離散的にパイロットシンボルを配置している。

図１を参照しながら上記送信機の送信動作を説明する。図１に示した送信機の符号化部１１は、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１２は誤り訂正符号化された送信データを変調し、変調信号を生成する。パイロット挿入部１３は、変調部１２から出力された変調信号列に対してパイロットシンボルを挿入し、ＩＦＦＴ部１４は、パイロット挿入部１３の出力信号を周波数領域から時間領域へ変換して送信信号を生成する。

本実施の形態の受信機は、入力する受信信号を時間領域から周波数領域へ変換する高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：以下ＦＦＴと略記する）を実行するＦＦＴ部２１と、受信信号に含まれているパイロットシンボルを用いて伝送路推定を行う伝送路推定部２２と、パイロットシンボルの挿入されていない時間・周波数領域に対して伝送路推定値の補間を行う区間を決定する第１窓演算部２３および第２の窓演算部２４と、伝送路推定部２２の出力に対して伝送路推定値の補間を行う第１の補間部２５と、第１の窓演算部２３の出力に対して伝送路推定値の補間を行う第２の補間部２６と、第２の窓演算部２４の出力に対して伝送路推定値の補間を行う第３の補間部２７と、第１の補間部２５の出力の一部に対して第２の補間部２６の出力および第３の補間部２７の出力を置換する置換部２８と、置換部２８の出力を用いてＦＦＴ部２１の出力を復調する復調部２９と、復調部２９の出力を誤り訂正復号する復号部３０と、により構成される。なお、第１の補間部２５、第２の補間部２６および第３の補間部２７が伝送路推定値補間手段を構成する。

図２を参照しながら上記構成の受信機の動作を詳細に説明する。図１に示した送信機から送信された信号を受信すると、ＦＦＴ部２１は、受信信号を時間領域から周波数領域へ変換する。なお、ＦＦＴ部２１に代えて離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform：以下ＤＦＴと略記する）を実行するＤＦＴ部を備えた構成として、このＤＦＴ部が周波数領域へ変換するようにしてもよい。周波数領域の受信信号は、伝送路推定部２２および復調部２９に対して出力される。

伝送路推定部２２は、周波数領域の受信信号からパイロットシンボルを抽出し、抽出したパイロットシンボルを用いて伝送路を推定する。上述したように、伝送路推定は、受信側でパイロットシンボルの振幅と位相が既知であることを利用して伝送路における振幅と位相の変動を推定するものである。したがって、伝送路推定部２２ではパイロットシンボルが送信されている時間・周波数に対応する伝送路推定値を算出する。伝送路推定値の算出方法の一例として以下に示す方法が広く知られている。

ｇ番目のＯＦＤＭシンボル、周波数ｆにおける受信パイロットシンボルをＹ(ｇ,ｆ)，Ｙ(ｇ,ｆ)の送信側におけるパイロットシンボルをＸ(ｇ,ｆ)，伝送路推定によって得られる伝送路における位相と振幅の変動を表す伝送路推定値をＨ’(ｇ,ｆ)とした場合、伝送路推定値は次式から求めることができる。
Ｈ’(ｇ,ｆ)＝Ｙ(ｇ,ｆ)／Ｘ(ｇ,ｆ)

伝送路推定部２２は、算出した伝送路推定値の系列（以下、伝送路推定値列と記載する）を第１の補間部２５、第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４へ出力する。

第１の窓演算部２３は、図４に示したように入力された伝送路推定値列を窓関数によって切り取る。同様に、第２の窓演算部２４は、図５に示したように伝送路推定値列を窓関数によって切り取る。なお、第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４窓関数によって切り取る伝送路推定値の個数は４を下限とし、上限は伝送路推定部２２より出力される１ＯＦＤＭシンボルあたりの伝送路推定値の個数よりも小さい値の中で最大の２の累乗とする。また、切り取る窓関数の位置は、利用する周波数帯域の両端に当たる伝送路推定値列とする。第１の窓演算部２３が切り取った伝送路推定値列は第２の補完部２６へ出力され、第２の窓演算部２４が切り取った伝送路推定値列は第３の補間部２７へ出力される。

図６は、第１の補間部２５の構成例を示す図であり、第１の補間部２５は、入力された伝送路推定値列を周波数領域から時間領域へと変換するＩＦＦＴ部３１と、入力された伝送路推定値列に０を挿入するゼロ挿入部３２と、ゼロ挿入部３２により０が挿入された後の伝送路推定値列を時間領域から周波数領域へ変換するＦＦＴ部３３と、により構成される。以下、第１の補間部２５の動作を詳細に説明する。

伝送路推定部２２から出力された伝送路推定値列を受け取った第１の補間部２５では、ＩＦＦＴ部３１が伝送路推定値列を周波数領域から時間領域へ変換する。このときのポイント数はＩＦＦＴ部３１へ入力された伝送路推定値列に含まれる伝送路推定値の個数よりも大きな２の累乗となる値であり、これをＮ₁とする。また、伝送路推定値列に含まれる伝送路推定値の個数は、１ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロットシンボルの個数に一致する。そのため、伝送路推定値の個数がＩＦＦＴ部３１の入力ポイント数に満たない場合には、不足している入力ポイントに０値を挿入し、ポイント数と伝送路推定値の個数を一致させてから変換処理を行う。時間領域へ変換された伝送路推定値列であるＩＦＦＴ部３１の出力は、ゼロ挿入部３２へ入力される。

なお、ＩＦＦＴ部３１に代えて逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier Transform：以下ＩＤＦＴと略記する）を実行するＩＤＦＴ部を備えた構成として、このＩＤＦＴ部が周波数領域から時間領域への変換処理を行うようにしてもよい。

長さ調整手段に相当するゼロ挿入部３２は、パイロットシンボルの挿入位置（周波数）の間の周波数に対応する伝送路推定値を補間するため、入力された時間領域の長さＮ₁の伝送路推定値列の長さがＮ₁×２^m（本実施の形態ではＮ₁×４）となるように、伝送路推定値列の所定の位置へ０を挿入する。具体的には、図７示したように、ＩＦＦＴ部３１の出力のうち、０≦ｔ＜Ｎ₁／２の区間の伝送路推定値列、Ｎ₁／２≦ｔ＜Ｎ₁の区間の伝送路推定値列が、それぞれ０≦ｔ＜Ｎ₁／２の区間の伝送路推定値列、Ｎ₁×２^m−Ｎ₁／２≦ｔ＜Ｎ₁×２^mの区間の伝送路推定値列となるように、Ｎ₁／２≦ｔ＜Ｎ₁×２^m−Ｎ₁／２の区間へ０を挿入する。０が挿入された後の伝送路推定値列はＦＦＴ部３３へ入力される。

ＦＦＴ部３３は、受け取った伝送路推定値列に対してポイント数がＮ₃＝Ｎ₁×２^mのＦＦＴを実行し、時間領域から周波数領域へ変換する。なお、この処理はＤＦＴによって行ってもよい。周波数領域へ変換された伝送路推定値列は、第１の補間部２５の出力として置換部２８へ入力される。

第２の補間部２６および第３の補間部２７は同一の構成であり、その構成例を図８に示す。これらは、入力された伝送路推定値列を周波数領域から時間領域へと変換するＩＦＦＴ部４１と、入力された伝送路推定値列に０を挿入するゼロ挿入部４２と、ゼロ挿入部４２により０が挿入された後の伝送路推定値列を時間領域から周波数領域へ変換するＦＦＴ部４３と、により構成される。以下、第２の補間部２６および第３の補間部２７の動作を詳細に説明する。

第１の窓演算部２３から出力された伝送路推定値列を受け取った第２の補間部２６および第２の窓演算部２４から出力された伝送路推定値列を受け取った第３の補間部２７では、ＩＦＦＴ部４１が伝送路推定値列を周波数領域から時間領域へ変換する。このときのポイント数はＩＦＦＴ部４１へ入力された伝送路推定値列に含まれる伝送路推定値の個数よりも大きな２の累乗となる値であり、これをＮ₂とする。また、Ｎ₂に対し伝送路推定値列に含まれる伝送路推定値の個数が少ない場合には、不足している入力ポイントに０値を挿入し、ポイント数と伝送路推定値の個数を一致させてから変換処理を行う。時間領域へ変換された伝送路推定値列であるＩＦＦＴ部４１の出力は、ゼロ挿入部４２へ入力される。

なお、ＩＦＦＴ部４１に代えてＩＤＦＴを実行するＩＤＦＴ部を備えた構成とし、ＩＤＦＴ部が周波数領域から時間領域への変換処理を行うようにしてもよい。

ゼロ挿入部４２は、入力された時間領域の長さＮ₂の伝送路推定値列の長さがＮ₂×２^m（本実施の形態ではＮ₂×４）となるように、伝送路推定値列の所定の位置へ０を挿入する。この処理は、上述した第１の補間部２５のゼロ挿入部３２が実行する処理（図７参照）と同様である。すなわち、ＩＦＦＴ部４１の出力のうち、０≦ｔ＜Ｎ₂／２の区間の伝送路推定値列、Ｎ₂／２≦ｔ＜Ｎ₂の区間の伝送路推定値列が、それぞれ０≦ｔ＜Ｎ₂／２の区間の伝送路推定値列、Ｎ₂×２^m−Ｎ₂／２≦ｔ＜Ｎ₂×２^mの区間の伝送路推定値列となるように、Ｎ₂／２≦ｔ＜Ｎ₂×２^m−Ｎ₂／２の区間へ０を挿入する。０が挿入された後の伝送路推定値列はＦＦＴ部４３へ入力される。

ＦＦＴ部４３は、受け取った伝送路推定値列に対してポイント数がＮ₄＝Ｎ₂×２^mのＦＦＴを実行し、時間領域から周波数領域へ変換する。なお、この処理はＤＦＴによって行ってもよい。周波数領域へ変換された伝送路推定値列は置換部２８へ出力される。

補正手段に相当する置換部２８は、第１の補間部２５、第２の補間部２６および第３の補間部２７からそれぞれ入力された伝送路推定値列を用いて、復調部２９が復調処理で使用する伝送路推定値列を生成する。具体的には、第１の補間部２５から入力された伝送路推定値列の帯域の両端にあたる伝送路推定値を第２の補間部２６および第３の補間部２７から入力された伝送路推定値列へ置き換える。置き換える区間は、上記第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４が伝送路推定値列を切り取った区間の半分とし、図９に示したように置き換える。これにより、第１の補間部２５から入力された伝送路推定値列の補正を行う。置き換えを行って得られた系列（補正後の系列）は補間が完了した伝送路推定値列であり、置換部２８は、この補間後の伝送路推定値列を復調部２９へ出力する。

復調部２９は、置換部２８から受け取った補間後の伝送路推定値列を用いてＦＦＴ部２１から受け取った周波数領域の受信信号を復調し、復号部３０へ出力する。復号部３０は、復調部２９から受け取った復調された受信信号を誤り訂正復号し、復号された受信データを出力する。

利用する周波数帯域の両端の伝送路推定誤差は、補間区間によってその大きさが異なる。そのため、伝送路推定誤差が特に大きくなる利用帯域の両端を、上述したように別途異なる区間（利用する周波数帯域よりも狭い区間）で補間することにより、伝送路推定誤差を軽減することが可能になる。

なお、上記説明では、第２の補間部２６および第３の補間部２７を備え、第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４の出力を並行して処理する構成としたが、第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４の出力を交互に処理する補間部を１つだけ備える構成としてもよい。また、伝送路推定部と窓演算回路の順序を交換し、窓演算回路にて補間範囲を決定した後で、伝送路推定・補間を行うことも可能である。

このように、本実施の形態の受信機は、周波数軸上で離散的に配置されたパイロットシンボルを用いて算出した伝送路推定値の補間処理を行う場合、利用周波数帯域および利用周波数帯域の端部において補間処理を実行し、さらに、端部で補間処理を実行して得られた伝送路推定値列の中の、より帯域の端に近い側の伝送路推定値を、利用周波数帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値列の中の対応するものと置き換えて、最終的な伝送路推定値列を生成することとした。これにより、利用帯域の両端付近で伝送路推定精度が劣化するのを抑えることができる。

実施の形態２．
つづいて、実施の形態２について説明する。本実施の形態の受信機の構成は実施の形態１の受信機（図２参照）と同様であり、伝送路推定値列を補間するために実行する処理が異なる。すなわち、補間処理を行う第１の補間部、第２の補間部および第３の補間部の構成が異なる。実施の形態２の第１の補間部の構成例を図１０、第２の補間部および第３の補間部の構成例を図１１に示す。本実施の形態では、実施の形態１と異なる第１の補間部２５ａ、第２の補間部２６ａおよび第３の補間部２７ａの動作を説明する。なお、受信信号のパイロットシンボル配置は実施の形態１と同一とする。

図１０に示したように、第１の補間部２５ａは、実施の形態１で示した第１の補間部２５（図６参照）に対して、入力された伝送路推定値列へ窓関数を乗算する窓演算部３４と、ＦＦＴ部３３からの出力へ窓演算部３４が乗算する窓関数と逆の特性を持つ窓関数を乗算する逆窓演算部３５と、を追加した構成をとる。これらの新たに追加された構成以外については実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。

また、図１１に示したように、第２の補間部２６ａおよび第３の補間部２７ａは、実施の形態１で示した第２の補間部２６および第３の補間部２７（図８参照）に対して、入力された伝送路推定値列へ窓関数を乗算する窓演算部４４と、ＦＦＴ部４３からの出力へ窓演算部４４が乗算する窓関数と逆の特性を持つ窓関数を乗算する逆窓演算部４５と、を追加した構成をとる。これらの新たに追加された構成以外については実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。

まず、第１の補間部２５ａの動作を詳細に説明する。第１の補間部２５ａでは、入力された伝送路推定値列に対して、窓演算部３４が窓関数を乗算する。ここでは、入力された伝送路推定値列の不連続性を軽減するために、たとえば次式で示されるハニング（hanning）窓を乗算する。
Ｗ(ｋ)＝０．５＋０．５ｃｏｓ(ｋ／Γ＋α)

上記Γによって窓の範囲を変化させることにより窓の急峻の具合を、αによって窓の位置を決定することができる。ハニング窓を利用した例を図１２に示す。ハニング窓をかけることにより、伝送路推定値列の利用する帯域の両端の振幅が小さくなり、ＩＦＦＴ部３１において挿入される０値との不連続性が軽減されていることがわかる。窓がかけられた伝送路推定値列はＩＦＦＴ部３１へ入力される。

逆窓演算部３５は、ＦＦＴ部３３から入力された伝送路推定値列に対して、窓演算部３４が用いた窓関数の逆特性をもつ窓関数をかける。そして、この処理によって得られた伝送路推定値列を第１の補間部２５ａで補間が行われた伝送路推定値として置換部２８へ入力する。

つぎに、第２の補間部２６ａおよび第３の補間部２７ａの動作を詳細に説明する。第２の補間部２６ａおよび第３の補間部２７ａでは、入力された伝送路推定値列に対して、窓演算部４４が窓関数を乗算する。ここで使用する窓関数は、上述した第１の補間部２５ａと同様のハニング窓とする。窓がかけられた伝送路推定値列はＩＦＦＴ部４１へ入力される。

なお、上述したように、ハニング窓（窓関数）のΓを調整することにより窓の範囲を変化させることができるため、このΓの値によっては第２の補間部２６ａおよび第３の補間部２７ａの前段に配置されている第１の窓演算部２３、第２の窓演算部２４を省略することが可能である。

逆窓演算部４５は、ＦＦＴ部４３から入力された伝送路推定値列に対して、窓演算部４４が用いた窓関数の逆特性をもつ窓関数をかける。そして、この処理によって得られた伝送路推定値列を補間が行われた伝送路推定値として置換部２８へ入力する。

置換部２８では、第１の補間部２５、第２の補間部２６および第３の補間部２７からそれぞれ入力された伝送路推定値列を用いて、実施の形態１で示した処理を実行し、その結果得られた補間が完了した伝送路推定値列を出力する。

このように、本実施の形態では、伝送路推定値列に対して不連続性を軽減するための窓関数を乗算してから補間処理を行うこととした。これにより、実施の形態１で示した効果に加えて、伝送路推定値列と挿入される０点との不連続性を軽減し、不連続性に起因して伝送路推定誤差が増大するのを抑えることができる。

また、上記ハニング窓のΓを適切に与えて窓演算部４４の処理と前段の第１の窓演算部２３および第２の窓演算部２４の処理を同時に行っても同様の効果が得られる。

実施の形態３．
つづいて、実施の形態３について説明する。本実施の形態の受信機の構成は実施の形態１の受信機（図２参照）と同様であり、伝送路推定値列を補間するために実行する処理が異なる。すなわち、補間処理を行う第１の補間部、第２の補間部および第３の補間部の構成が異なる。実施の形態３の第１の補間部の構成例を図１３、第２の補間部および第３の補間部の構成例を図１４に示す。本実施の形態では、実施の形態１と異なる第１の補間部２５ｂ、第２の補間部２６ｂおよび第３の補間部２７ｂの動作を説明する。なお、受信信号のパイロットシンボル配置は実施の形態１と同一とする。

図１３に示したように、第１の補間部２５ｂは、実施の形態１で示した第１の補間部２５（図６参照）に対して、入力された伝送路推定値列に雑音による伝送路推定誤差を抑制するための重みを乗算するフィルタ部３６を追加した構成をとる。この新たに追加された構成以外については実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。

また、図１４に示したように、第２の補間部２６ｂおよび第３の補間部２７ｂは、実施の形態１で示した第２の補間部２６および第３の補間部２７（図８参照）に対して、入力された伝送路推定値列に雑音による伝送路推定誤差を抑制するための重みを乗算するフィルタ部４６を追加した構成をとる。この新たに追加された構成以外については実施の形態１と同様であるため同一の符号を付してその説明を省略する。

まず、第１の補間部２５ｂの動作を詳細に説明する。第１の補間部２５ｂでは、ＩＦＦＴ部３１からの出力がフィルタ部３６へ入力され、フィルタ部３６は、入力された伝送路推定値列に対して雑音による伝送路推定誤差を抑制するフィルタリングを行う。雑音抑制のフィルタリングは、たとえば、時間ｔでの時間領域の伝送路推定値ｈ’(ｔ)の電力をＰ_t、雑音の分散をσ²として、ｈ’(ｔ)に対してＰ_t／(Ｐ_t＋σ²)の重みを乗算する。これにより、雑音による伝送路推定誤差を抑制し、伝送路推定の精度を向上することができる。重みが乗算された伝送路推定値列は、ゼロ挿入部３２へ入力される。

つぎに、第２の補間部２６ｂおよび第３の補間部２７ｂの動作を詳細に説明する。第２の補間部２６ｂおよび第３の補間部２７ｂでは、ＩＦＦＴ部４１からの出力がフィルタ部４６へ入力され、フィルタ部４６は、入力された伝送路推定値列に対して雑音による伝送路推定誤差を抑制するフィルタリングを行う。フィルタリングされた伝送路推定値列は、ゼロ挿入部４２へ入力される。なお、このフィルタリングは上記第１の補間部２５ｂのフィルタ部３６が実行するフィルタリングと同じであり、これにより雑音による伝送路推定誤差を抑制し、伝送路推定の精度を向上することができる。

このように、本実施の形態では、時間領域の伝送路推定値列に対してフィルタリングを行うこととした。これにより、雑音による伝送路推定誤差を抑制することが可能になり、精度の高い伝送路推定・補間が実現できる。

なお、上記フィルタ部は、その後段に位置するゼロ挿入部３２およびゼロ挿入部４２と順序を交換しても同様の効果を得ることができる。また、この処理は時間領域に限らず、ＩＦＦＴ部３１およびＩＦＦＴ部４１の前段、またはＦＦＴ部２１およびＦＦＴ部４３の後段に配置し、周波数領域の信号に対して実行しても同様の効果が得られる。

また、本実施の形態では、一例として、実施の形態１で示した第１の補間部２５などに対してフィルタ部を追加する場合について説明を行ったが、実施の形態２で示した第１の補間部２５ａなどに対してフィルタ部を追加してもよい。

実施の形態４．
つづいて、実施の形態４について説明する。本実施の形態の受信機の構成は実施の形態１の受信機（図２参照）と同様であり、伝送路推定値列を補間するために実行する処理が異なる。すなわち、補間処理を行う第２の補間部および第３の補間部の構成が異なる。実施の形態４の第２の補間部および第３の補間部の構成例を図１５に示す。本実施の形態では、実施の形態１と異なる第２の補間部２６ｃおよび第３の補間部２７ｃの動作を説明する。なお、受信信号のパイロットシンボル配置は実施の形態１と同一とする。

本実施の形態の第２の補間部２６ｃおよび第３の補間部２７ｃは、線形補間部５１により構成される。第２の補間部２６ｃおよび第３の補間部２７ｃすなわち線形補間部５１では、入力された伝送路推定値列に対して線形補間を行う。ここで実行する線形補間では、伝送路推定値をＨ’(ｇ,ｆ)、Ｈ’(ｇ,ｆ＋２^m)とし、０＜ｌ＜２^mであるようなＨ’(ｇ,ｆ＋ｌ)を次式のように求める。
Ｈ’(ｇ,ｆ＋ｌ)＝(１−ｌ／２^m)・Ｈ’(ｇ,ｆ)＋ｌ／２^m・Ｈ’(ｇ,ｆ＋２^m)

パイロットシンボルは２^mおきに配置されており、パイロットシンボルより得られた伝送路推定値Ｈ’(ｇ,ｆ)、Ｈ’(ｇ,ｆ＋２^m)を用いて線形補間を行うことにより、挿入されているパイロットシンボル間の周波数における伝送路推定値列を推定（補間）することができる。伝送路推定値の線形補間が行われた伝送路推定値列は置換部２８へ入力される。

このように、本実施の形態では、離散的に配置されたパイロットシンボルから推定した伝送路推定値を用いて、パイロットシンボルが存在しない位置の伝送路推定値を線形補間することとした。これにより補間処理でＩＦＦＴやＦＦＴなどの処理が不要となり、計算量を抑えることができる。

なお、第２の補間部２６および第３の補間部２７の処理を２次補間などの多項式補間で行った場合も同様に、計算量を抑えることができる。

実施の形態５．
つづいて、実施の形態５について説明する。本実施の形態では、送信機が２本のアンテナ（アンテナａ，アンテナｂとする）を使用して信号を送信し、多重化された信号を受信機が受信する場合の動作について説明する。

図１６は、実施の形態５の送信機の構成例を示す図であり、図１７は、受信機の構成例を示す図である。

本実施の形態の送信機は、符号化部１１と、変調部１２と、変調信号列を各送信アンテナに割り当てる直並列変換器６１と、送信アンテナａから送信する信号系列に対してパイロットシンボルを挿入する第１のパイロット挿入部６２と、送信アンテナｂから送信する信号系列に対してパイロットシンボルを挿入するパイロット挿入部６３と、第１のパイロット挿入部６２が出力した信号列を周波数領域から時間領域へ変換する第１のＩＦＦＴ部６４と、第２のパイロット挿入部６３が出力した信号列を周波数領域から時間領域へ変換する第２のＩＦＦＴ部６５と、により構成される。なお、符号化部１１および変調部１２は、実施の形態１の送信機が備える符号化部および変調部と同一である。

図１８は、実施の形態５の送信機から受信機へ送信される信号のパイロットシンボル配置例を示す図である。このパイロットシンボル配置では、データシンボルと各送信アンテナのパイロットシンボルが重複しないように配置されている。

本実施の形態の送信機では、符号化部１１が送信データに対して誤り訂正符号化し、変調部１２が、符号化部１１から出力された信号列を変調し、変調信号を生成する。直並列変換部６１は、変調部１２から出力された変調信号列を分岐して出力し、一方の変調信号列が第１のパイロット挿入部６２へ、もう一方の変調信号列が第２のパイロット挿入部６３へ入力される。

第１のパイロット挿入部６２および第２のパイロット挿入部６３は、入力された変調信号列に対してパイロットシンボルを挿入する。なお、第１のパイロット挿入部６２は図１８に示したパイロットシンボルＰ_aを挿入し、第２のパイロット挿入部６３はパイロットシンボルＰ_bを挿入する。

第１のＩＦＦＴ部６４，第２のＩＦＦＴ部６５は、それぞれ、第１のパイロット挿入部６２からの出力信号，第２のパイロット挿入部６３からの出力信号を周波数領域から時間領域へ変換する。変換後の信号は、送信信号ａ，送信信号ｂとして、それぞれ送信アンテナａ，送信アンテナｂを介して送信される。

本実施の形態の受信機は、受信信号を時間領域から周波数領域へ変換するＦＦＴ部２１と、ＦＦＴ部２１からの出力信号のうち、送信アンテナａから送信されたパイロットシンボルＰ_aより伝送路推定を行う第１の伝送路推定部７１と、送信アンテナｂから送信されたパイロットシンボルＰ_bより伝送路推定を行う第２の伝送路推定部７２と、第１の伝送路推定部７１から出力された伝送路推定値列に対して補間処理（周波数補間処理）を実行する第１の周波数補間部７３と、第２の伝送路推定部７２から出力された伝送路推定値列に対して補間処理（周波数補間処理）を実行する第２の周波数補間部７４と、第１の周波数補間部７３から出力された周波数補間後の伝送路推定値列に対して、パイロットシンボルの挿入されていない時間における伝送路推定値の補間を行う第１の時間補間部７５と、第２の周波数補間部７４から出力された周波数補間後の伝送路推定値列に対して、パイロットシンボルの挿入されていない時間における伝送路推定値の補間を行う第２の時間補間部７６と、第１の時間補間部７５および第２の時間補間部７６から受け取った補間された伝送路推定値を用いてＦＦＴ部２１の出力を復調する復調部７７と、復調部７７の出力を誤り訂正復号する復号部３０と、により構成される。

なお、第１の周波数補間部７３および第２の周波数補間部７４は同一の構成をとり、その構成例を図１９に示す。また、これらは、実施の形態１の受信機（図２参照）が備えている第１の窓演算部２３、第２の窓演算部２４、第１の補間部２５、第２の補間部２６、第３の補間部２７および置換部２８、により構成される。そのため、第１の周波数補間部７３および第２の周波数補間部７４が実行する補間処理は、実施の形態１の受信機が実行する補間処理と同一であり、その説明は省略する。

図１７を参照しながら本実施の形態の受信機の動作を詳細に説明する。本実施の形態のＦＦＴ部２１により時間領域から周波数領域へ変換された受信信号は、第１の伝送路推定部７１、第２の伝送路推定部７２および復調部７７へ入力される。

第１の伝送路推定部７１は、送信アンテナａより送信されたパイロットシンボルを周波数領域の受信信号から抽出し、抽出したパイロットシンボルを用いて伝送路を推定する。そして、算出した伝送路推定値列を後段に接続されている第１の周波数補間部７３へ出力する。

第２の伝送路推定部７２は、送信アンテナｂより送信されたパイロットシンボルを周波数領域の受信信号から抽出し、抽出したパイロットシンボルを用いて伝送路を推定する。そして、算出した伝送路推定値列を後段に接続されている第２の周波数補間部７４へ出力する。

第１の周波数補間部７３および第２の周波数補間部７４は、入力された伝送路推定値列に対して、実施の形態１で示した補間処理（周波数補間処理）を実行する。第１の周波数補間部７３の処理により得られた周波数補間後の伝送路推定値列は第１の時間補間部７５へ出力され、第２の周波数補間部７４の処理により得られた周波数補間後の伝送路推定値列は第２の時間補間部７６へ出力される。

第１の時間補間部７５は、送信機がアンテナａを介して送信する信号へパイロットシンボルを挿入した位置（時間）の間の時間に対応する伝送路推定値の補間を行う。補間処理（時間補間処理）は、たとえば線形補間を利用する。この線形補間は、伝送路推定値をＨ’(ｇ,ｆ)、Ｈ’(ｇ＋ｐ,ｆ)とし、０＜ｑ＜ｐであるようなＨ’(ｇ＋ｑ,ｆ)を次式のように求める。
Ｈ’(ｇ＋ｑ,ｆ)＝(１−ｑ／ｐ)・Ｈ’(ｇ,ｆ)＋ｑ／ｐ・Ｈ’(ｇ,ｆ＋２^m)

このように、第１の時間補間部７５は、線形補間によりパイロットシンボルが配置されていない時間における伝送路推定値の補間を行い、データシンボルの配置されていない時間・周波数の伝送路推定値を得て、伝送路推定値列を復調部７７へ出力する。

同様に、第２の時間補間部７６は、送信機がアンテナｂを介して送信する信号へパイロットシンボルを挿入した位置（時間）の間の時間に対応する伝送路推定値の補間を行う。補間処理は、上述した第１の時間補間部７５が実行する補間処理と同一である。

復調部７７は、第１の時間補間部７５から受け取った補間後の伝送路推定値列および第２の時間補間部７６から受けとった補間後の伝送路推定値列を用いて、ＦＦＴ部２１から受け取った周波数領域の受信信号を復調し、復号部３０へ出力する。復号部３０は、復調部２９から受け取った復調された受信信号を誤り訂正復号し、復号された受信データを出力する。

なお、本実施の形態では、上記第１の周波数補間部７３および第２の周波数補間部７４が実施の形態１で示した補間処理を利用する場合について説明を行ったが、実施の形態２〜４で示した補間処理を利用することも可能である。

以上のように、送信側（送信機）が２本の送信アンテナを備える通信システムに対しても上述した実施の形態１〜４の受信機を適用できる。

また、上記説明では、受信機が２つの周波数補間部（第１／第２の周波数補間部）を備え、第１の伝送路推定部７１および第２の伝送路推定部７２の出力を並行して処理する構成としたが、第１の伝送路推定部７１および第２の伝送路推定部７２の出力を交互に処理する周波数補間部を１つだけ備える構成としても、同様の効果が得られる。同様に、時間補間を行う時間補間部を１つだけ備える構成とすることも可能である。

また、送信アンテナ数が３本以上の場合にも、送信機が各々の送信アンテナ−受信アンテナ間の伝送路推定を行うための各パイロットシンボルを位置が重ならないように配置して各アンテナから送信し、受信機が各送信アンテナとの間の伝送路を推定するための構成（上記第１（第２）の伝送路推定部、補間部および第１（第２）の時間補間部に相当する構成）を送信アンテナの本数分備え、アンテナ数に応じた復調処理を実行することにより、上述した実施の形態１〜４の受信機と同様に伝送路を推定できる。

以上のように、本発明にかかる受信装置は、無線通信システムに有用であり、特に、離散的に配置されたパイロットシンボルを使用して伝送路を推定する受信装置に適している。

本発明にかかる受信装置に対して信号を送信する送信機の構成例を示す図である。 本発明にかかる受信装置の構成例を示す図である。 実施の形態１の送信機から送信される信号のパイロットシンボル配置例を示す図である。 第１の窓演算部の処理を説明するための図である。 第２の窓演算部の処理を説明するための図である。 第１の補間部の構成例を示す図である。 ゼロ挿入部の処理を説明するための図である。 第２の補間部および第３の補間部の構成例を示す図である。 置換部の処理を説明するための図である。 実施の形態２の第１の補間部の構成例を示す図である。 実施の形態２の第２の補間部および第３の補間部の構成例を示す図である。 窓演算部の処理を説明するための図である。 実施の形態３の第１の補間部の構成例を示す図である。 実施の形態３の第２の補間部および第３の補間部の構成例を示す図である。 実施の形態４の第２の補間部および第３の補間部の構成例を示す図である。 実施の形態５の送信機の構成例を示す図である。 実施の形態５の受信機の構成例を示す図である。 実施の形態５の送信機から送信される信号のパイロットシンボル配置例を示す図である。 実施の形態５の受信機が備える補間部の構成例を示す図である。

符号の説明

１１ 符号化部
１２ 変調部
１３ パイロット挿入部
１４、３１、４１ ＩＦＦＴ部
２１、３３、４３ ＦＦＴ部
２２ 伝送路推定部
２３ 第１の窓演算部
２４ 第２の窓演算部
２５、２５ａ、２５ｂ 第１の補間部
２６、２６ａ、２６ｂ、２６ｃ 第２の補間部
２７、２７ａ、２７ｂ、２７ｃ 第３の補間部
２８ 置換部
２９、７７ 復調部
３０ 復号部
３２、４２ ゼロ挿入部
３４、４４ 窓演算部
３５、４５ 逆窓演算部
３６、４６ フィルタ部
５１ 線形補間部
６１ 直並列変換部
６２ 第１のパイロット挿入部
６３ 第２のパイロット挿入部
６４ 第１のＩＦＦＴ部
６５ 第２のＩＦＦＴ部
７１ 第１の伝送路推定部
７２ 第２の伝送路推定部
７３ 第１の周波数補間部
７４ 第２の周波数補間部
７５ 第１の時間補間部
７６ 第２の時間補間部

Claims (7)

1. 受信信号に離散的に配置された既知シンボル位置の伝送路推定値を算出する伝送路推定手段と、
   通信に利用する周波数帯域および当該利用周波数帯域の端部をそれぞれ処理対象として、前記伝送路推定手段により算出された伝送路推定値に基づいて、当該処理対象帯域ごとに、前記既知シンボルが配置されていない位置の伝送路推定値を補間する伝送路推定値補間手段と、
   前記端部に対応する帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値に基づいて、前記利用周波数帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値のうちの前記端部に対応する帯域の伝送路推定値を補正する補正手段と、
   前記補正手段により補正された後の伝送路推定値に基づいて前記受信信号を復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記伝送路推定値補間手段は、
   前記利用周波数帯域で補間処理を実行する第１の補間手段と、
   前記利用周波数帯域のいずれか一方の端部に対応する帯域で補間処理を実行する第２の補間手段と、
   前記利用周波数帯域の他方の端部に対応する帯域で補間処理を実行する第３の補間手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第１の補間手段、前記第２の補間手段および前記第３の補間手段は、それぞれ、
   処理対象となる帯域で補間処理を実行して得られた伝送路推定値を周波数領域から時間領域へ変換する周波数時間変換手段と、
   前記時間領域へ変換された後の伝送路推定値が所定の長さとなるように調整する長さ調整手段と、
   前記長さ調整手段により長さを調整された後の伝送路推定値を時間領域から周波数領域へ変換する時間周波数変換手段と、
   を備えることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記第１の補間手段、前記第２の補間手段および前記第３の補間手段は、さらに、
   補間処理を実行する帯域の伝送路推定値の不連続性を解消するための窓関数を当該伝送路推定値へ乗算し、窓関数を乗算した後の伝送路推定値を前記周波数時間変換手段へ出力する窓演算手段と、
   前記時間周波数変換手段から出力された伝送路推定値に対して前記窓関数と逆の特性を有する窓関数を乗算する逆窓演算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記第１の補間手段、前記第２の補間手段および前記第３の補間手段は、さらに、
   前記伝送路推定値に含まれる雑音成分を抑圧するための雑音成分抑圧手段、
   を備えることを特徴とする請求項３または４に記載の受信装置。
6. 前記第２の補間手段および前記第３の補間手段は、それぞれ、補間処理を実行して得られた伝送路推定値に基づいて、前記端部に対応する帯域で線形補間または多項式補間を行うことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
7. 送信側の装置から複数のアンテナを介して多重送信された各信号を個別に受信するための、前記伝送路推定手段、前記伝送路推定値補間手段および前記補正手段により構成された情報処理手段、
   を複数備え、
   さらに、
   前記各情報処理手段から出力される周波数補間後の伝送路推定値に対して時間補間を行う時間補間手段、
   を備え、
   前記復調手段は、前記時間補間手段から出力される時間補間後の伝送路推定値に基づいて前記受信信号を復調することを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の受信装置。

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