JP6498632B2 - 通信システムおよび通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、帯域分散伝送方式を用いた通信技術に関する。

近年、通信システムにおける周波数帯域の利用効率を向上するために、送信側において、シングルキャリア変調信号を周波数領域で複数のサブスペクトラムに分割し、サブスペクトラムを分散配置する帯域分散伝送方式が考えられている。帯域分散伝送方式は、スペクトラムを分割して分散配置するため、送信信号のピーク対平均電力比(PAPR:Peak to Average Power Ratio)が増大するという問題があり、PAPRを低減する技術が検討されている（例えば、非特許文献1参照）。

図21は、帯域分散伝送方式を用いる通信システムにおける送信装置700の一例を示す。

送信装置700は、変調器701、波形整形フィルタ702、DFT（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）回路703、分割フィルタ704、周波数シフタ705-1〜705-N_D、位相器706-1-1〜706-C-N_D、加算器707-1〜707-C、IDFT（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）回路708-1〜708-C、PAPR算出器709-1〜709-C、最小PAPR信号選択器710を備える。ここで、N_D，Cは正の整数である。

送信装置700において、送信するデータ信号は、変調器701によりQPSK（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）などの変調方式で変調され、波形整形フィルタ702で帯域が制限された後、DFT回路703に入力される。DFT回路703に入力された時間領域の信号（直列信号）は、周波数領域の信号（並列信号（スペクトラム））に変換される。時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する方法として、例えば離散フーリエ変換（以降、DFTと称する）が用いられる。式（1）に示すように、時間領域の離散信号x(n)は、周波数領域の離散信号X(s)に変換される。

式（1）において、DFT回路703が出力する並列信号の数は、DFT処理の標本点の数N_DFT（正の数）と一致する。以降の説明において、各標本点をDFTポイントと呼ぶ。また、周波数軸上のDFTポイントを示すパラメータをp_DFT（正の数）で表す。ここでnを正の数とすると、p_DFT=n+1となる。また、p_DFTの定義域を1≦p_DFT≦N_DFTとする。

DFT回路703が出力するスペクトラムは、分割フィルタ704に入力され、フィルタ係数を乗算することにより、N_D個に分割される。ここで、分割フィルタ704により分割されたN_D個のスペクトラムをそれぞれサブスペクトラムと呼ぶ。

図22は、スペクトラムの分割数が4分割（N_D=4）の場合の送信装置700の各部のスペクトラム例（振幅特性（振幅A）および位相特性（位相θ））を示す。図22（a）は、分割フィルタ704でスペクトラムを分割する前後のスペクトラムの一例を示す。図22（a）において、実線は分割前のスペクトラム、破線は分割後のスペクトラムをそれぞれ示す。図22（a）から分かるように、分割により生成されるサブスペクトラムは、分割前のスペクトラムにおける共通する周波数成分を含んでいる。ここで、共通する周波数成分を有する領域を「重畳領域」と呼ぶ。また、分割フィルタ704により生成されたサブスペクトラムは、周波数が低い方から順に以下のように示す。

また、図面や数式において、太文字で表記した変数はベクトルを意味するが、文章中では太文字ではなく、SS_NDと表記する。

図21において、分割フィルタ704が出力するN_D個のサブスペクトラムは、サブスペクトラム毎に周波数シフタ705-1から705-N_Dにそれぞれ入力される。例えば、分割フィルタ704が出力するサブスペクトラムSS₁は周波数シフタ705-1に入力され、分割フィルタ704が出力するサブスペクトラムSS_NDは周波数シフタ705-N_Dに入力される。つまり、分割フィルタ704-kが出力する各サブスペクトラムSS_kは、サブスペクトラム毎に異なる周波数シフタ705-kに入力される。ここで、周波数シフタ705-k（705-1から705-N_D）に共通する説明を行う場合は、符号末尾の（-k）を省略して、周波数シフタ705と表記する。なお、以降で説明する同名称の複数のブロック（位相器706や加算器707など）についても周波数シフタ705と同様に表記する。

そして、周波数シフタ705に入力されるサブスペクトラムは、予め決められた周波数だけ移動される（周波数シフトと称する）。移動される周波数（周波数シフト量と称する）は、サブスペクトラム毎に異なるので、各サブスペクトラムは周波数軸上に分散して配置される。例えば、周波数シフト前のサブスペクトラムSS_kの中心周波数がf₀、周波数シフタ705-kで付加する周波数シフト量がf_fs1である場合、周波数シフト後のサブスペクトラムSS_kの中心周波数は、f₀+f_fs1となる。

次に、周波数シフタ705-kが出力するサブスペクトラムSS'_kは、位相器706-q-kに入力される（qは、1≦q≦Cの整数）。位相器706-q-kは、サブスペクトラムSS'_kの位相を指定された角度だけ回転させる（位相シフトと称する）。位相シフトは、例えば、スカラー値の複素位相exp(jθ_1,k)を乗算することにより行われ、位相シフト後の信号SS'_kexp(jθ_1,k)が生成される。図22（b）は、周波数シフタ705-kが出力するサブスペクトラムSS'_kの波形（位相器706-q-kが位相シフトする前の波形）を示す。また、図22（c）は、位相器706-q-kが位相シフトした後の波形を示す。

ここで、送信装置700が位相シフトする前のスペクトラムを受信側において復元する必要があるため、特定のサブスペクトラムの位相シフト量を基準位相として、送信装置700と後述する受信装置800との間で既知の値として共有される。なお、送信装置700と受信装置800との間で基準位相を共有する方法として、例えば送信装置700と受信装置800とに予め基準位相を設定しておいてもよいし、通信を開始するときに送信装置700から受信装置800に制御用チャネルなどにより送信するようにしてもよい。なお、図22（c）の例では、サブスペクトラムの中で最も周波数が低いサブスペクトラム（SS'₁）の位相シフト量を0とし、これを基準位相にしている。

位相器706-1-kから出力されるサブスペクトラムSS'_kexp(jθ_1,k)は、加算器707-1により加算される。ここで、C個の加算器707のうち、q番目の加算器707-qの出力信号は、式(2)で表すことができる。

例えば、q=1番目の加算器707-1の出力信号は下記のように表される。

図22（d）は、加算器707-1で加算後の波形の一例を示す。加算器707-1が出力する信号は、IDFT708-1に入力され、IDFT708-1により時間領域の信号に変換される。IDFT708-1が出力する時間領域の信号は、PAPR算出器709-1により一定時間毎に区分けされ、各区間における信号の最大電力と平均電力の比（ピーク対平均電力比：PAPR(Peak to Average Ppower Ratio)）を求める。IDFT708-1が出力する信号およびPAPR算出器709-1が出力するPAPRは、最小PAPR信号選択器710に入力される。

ここで、周波数シフタ705-kが出力する同じサブスペクトラムSS'_kに対して、位相器706-q-kで付加する位相のみを変えて複数通り（本実施形態ではC通り）行う。このように、位相器706-q-kで付加する位相を変えることにより、PAPR算出器709で算出されるPAPRが異なるので、最小PAPR信号選択器710は、PAPRが最小となる位相系列のIDFT708-qが出力する信号を選択することができる。

図23は、従来技術における受信装置800の一例を示す。

受信装置800は、DFT回路801、抽出フィルタ802、周波数シフタ803-1〜803-N_D、位相推定器804-2〜804-N_D、位相器805-1〜805-N_D、加算器806、IDFT回路807、復調器808、平均化器810-2〜810-N_Dおよび加算器811-2〜811-N_Dを備える。

受信装置800において、受信信号は、DFT回路801により、時間領域の直列信号から周波数領域の並列信号に変換される。ここで、DFT回路801の出力信号は、式(3)で表すことができる。

DFT回路801から出力される信号は、抽出フィルタ802に入力され、次に示す複数のサブスペクトラムを抽出する。

図23において、抽出フィルタ802により抽出された複数のサブスペクトラムは、サブスペクトラム毎に異なる周波数シフタ803に入力される。例えば、サブスペクトラム

(SS'_k^)exp(j(θ_q,k^))は、周波数シフタ803-kに入力される。周波数シフタ803では、送信装置700の周波数シフタ705が各サブスペクトラムに付加した周波数シフトと逆向きの周波数シフトを行い、周波数軸上に分散配置する前の帯域に戻す処理を行う。

ここで、位相推定器804の処理について説明する。

図24は、スペクトラムの分割数が4分割（N_D=4）の場合の受信装置800の各部のスペクトラム例（振幅特性（振幅A）および位相特性（位相θ））を示す。図24の（a）は、周波数シフタ803が周波数シフト後のスペクトラムの一例を示す。また、図24の（b）は、位相器805が送信側で加算された位相を元に戻した後のスペクトラムの一例を示す。

ここで、周波数シフタ803-1から周波数シフタ803-N_Dは、それぞれ次に示すサブスペクトラムを出力する。

次に、周波数シフタ803-1が出力するサブスペクトラム(SS₁^)exp(j(θ_q,1^))と、周波数シフタ803-2が出力するサブスペクトラム(SS₂^)exp(j(θ_q,2^))とが位相推定器804-2に入力される。位相推定器804-2は、2つのサブスペクトラムの重畳領域におけるDFTポイント毎の位相差を求める。

ここで、重畳領域で位相差を求める理由は、図22（a）に示すように、送信装置700において隣接するサブスペクトラムの境界部分の領域（遷移域）が重畳しているため、位相シフトの付加前の隣接するサブスペクトラムの遷移域は同一の信号成分を有するからである。そして、受信装置800では、重畳領域の信号成分から送信側で付加された位相シフト量を推定する。

図24（c）は、重畳領域のDFTポイント数が3の場合の位相推定時の波形例を示す。ここで、抽出フィルタ802により抽出される複数のサブスペクトラムの低周波数側から数えてm番目（mは、2≦m≦N_Dの整数）のサブスペクトラムにおける高周波数側と低周波数側の2か所の重畳領域を示す。そして、低周波数側の重畳領域のうち、周波数が低いDFTポイントの信号から順にL_m-1,1,L_m-1,2,L_m-1,3…と表記し、高周波数側の重畳領域のうち、周波数が低いDFTポイントの信号から順にH_m-1,1,H_m-1,2,H_m-1,3…と表記する。

ここで、送信装置700の分割フィルタ704により生じたm-1番目のサブスペクトラムとm番目のサブスペクトラムとの間の重畳領域の位相差をR_m-1,mと表記する。この位相差R_m-1,mは、式（4）に示すように、隣接するサブスペクトラムの高周波数側の信号成分と低周波数側の信号成分との複素共役を乗算して得ることができる。

このようにして、位相推定器804-mは、式（4）により位相差R_m-1,mを求める。そして、位相差R_m-1,mは、平均化器810-m（2≦m≦N_D）により平均化され、加算器811-mで加算された後、位相器805-mに入力される。ここで、位相器805-1に入力される位相は、初期位相と呼び、θ₀と表記する。本実施形態では、初期位相は、θ₀=0として扱う。

位相器805は、加算器811が出力する位相値に基づいて、周波数シフタ803が出力するサブスペクトラムの位相を逆にシフトし（位相逆シフトと称する）、送信装置700で位相シフトを行う前の状態に戻す。ここで、加算器811の出力信号は、式(5)で表すことができる。

図24（b）は、位相逆シフトを行った後の波形の一例を示す。位相器805により位相逆シフトが行われた後の各サブスペクトラムを加算器806が加算する。IDFT回路807は、時間領域の信号に変換された後、復調器808により受信データが復調される。

このようにして、受信装置800は、隣接するサブスペクトラム間の位相差をDFTポイント毎に推定し、送信装置700側の位相シフトにより生じた位相オフセットを補償することができる。

宮武遼，阿部順一，杉山隆利"帯域分散伝送方式におけるPAPR低減に関する一検討"，総合大会，電子情報通信学会，2015年3月.

従来技術では、送信装置700側において周波数軸上で各サブスペクトラムに位相を付加することにより、サブスペクトラム間の位相が同相で合成される頻度を低くしてPAPRを小さくする。ここで、PAPRが大きい場合、電力増幅器における非線形増幅の影響を受けて伝送特性が劣化するという問題が生じるが、PAPRが小さい場合、電力増幅器における非線形増幅による伝送特性の劣化を避けることができる。一般に、電力増幅器は、大型で高消費電力になるほど線形領域が広く、非線形増幅の問題が起きにくいので、PAPRを小さくすることにより、小型で低消費電力の電力増幅器が使用でき、機器の小型化や低価格化が可能になる。

ところが、従来技術の受信装置800のように、隣接するサブスペクトラムの位相差から送信装置700の位相シフト量を推定する場合、低いS／N環境下や、重畳領域のDFTポイント数が少なく、平均化器810の平均化サンプル数が十分ではない場合、位相推定誤差が増大する。その結果、受信装置800における受信信号のビット誤り率（BER：Bit Error Rate）特性が劣化するという問題が生じる。

第１の発明は、送信データを変調する変調部と、変調部が出力する変調信号を周波数領域の信号に変換する第１離散フーリエ変換部と、第１離散フーリエ変換部が出力するスペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割する第１周波数分割部と、第１周波数分割部が分割した各サブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数シフト部と、第１周波数シフト部が分散配置したサブスペクトラムに対して予め決められた複数の位相系列毎に位相シフトを行う第１位相部と、第１位相部が位相シフト後のサブスペクトラムを加算する第１加算部と、第１加算部が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する第１離散フーリエ逆変換部と、第１離散フーリエ逆変換部が出力する時間領域の送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の送信信号を選択する選択部とを有する送信装置と、送信装置から受信する時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する第２離散フーリエ変換部と、第２離散フーリエ変換部が出力するスペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割する抽出部と、抽出部が出力する各サブスペクトラムを分散配置する前の帯域にシフトする第２周波数シフト部と、第２周波数シフト部が出力する信号から送信装置側での位相シフト量を推定する位相推定部と、位相推定部が推定した位相シフト量により位相シフトする前のサブスペクトラムを復元する第２位相部と、第２位相部が出力する復元後の各サブスペクトラムを加算する第２加算部と、第２加算部が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する第２離散フーリエ逆変換部と、第２離散フーリエ逆変換部が出力する時間領域の信号を復調する復調部とを有する受信装置とを備える通信システムにおいて、送信装置は、複数の位相系列をサンプル番号として、サンプル番号毎に予め決められた第１ビット系列を誤り訂正符号化した第２ビット系列を生成する誤り訂正符号化部と、第２ビット系列または第２ビット系列に対応する第３ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出して第１位相部に出力する第１制御部とを有し、受信装置は、第２周波数シフト部が周波数シフトしたサブスペクトラム間の重畳領域の位相差を送信側と逆の処理により第４ビット系列に換算し、換算された第４ビット系列を誤り訂正復号化したビット系列を再び誤り訂正符号化した第５ビット系列を生成する誤り訂正符号化・復号化部と、第５ビット系列または第５ビット系列に対応する第６ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出して第２位相部に出力する第２制御部とを有することを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、送信装置は、加算後の周波数領域の信号に予め決められた周波数領域のプリアンブルを付加する第１プリアンブル付加部および送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の信号に予め決められた時間領域のプリアンブルを付加する第２プリアンブル付加部の少なくとも一方をさらに有し、受信装置は、送信装置が第１プリアンブル付加部を有する場合、第１プリアンブル付加部が付加した周波数領域のプリアンブルに基づいて周波数選択性のチャネル特性の推定を行う第１チャネル推定部と、第１チャネル推定部が推定した周波数選択性のチャネル特性を補償する第１チャネル補償部とを第２離散フーリエ変換部の後に配置し、送信装置が第２プリアンブル付加部を有する場合、第２プリアンブル付加部が付加した時間領域のプリアンブルに基づいて時間選択性のチャネル特性の推定を行う第２チャネル推定部と、第２チャネル推定部が推定した時間選択性のチャネル特性を補償する第２チャネル補償部とを第２離散フーリエ変換部の前に配置することを特徴とする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、第２ビット系列は、第１ビット系列を畳込み符号化処理またはブロック符号化処理により生成され、畳込み符号化処理の場合は、畳込み符号化処理を行うときの符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態が送信装置と受信装置との間で共有され、ブロック符号化処理の場合は、ブロック化する符号の長さが送信装置と受信装置との間で共有され、誤り訂正符号アルゴリズムに基づき算出された第２ビット系列は、サブスペクトラムの生成区間またはサブスペクトラムの重畳領域の区間と同じ長さでブロック化されたブロック符号により構成されることを特徴とする。

第４の発明は、第１から第３の発明のいずれかにおいて、送信装置の第１位相部は、第１離散フーリエ変換部の処理単位またはサブスペクトラム単位で位相シフトを行い、受信装置の位相推定部は、第２離散フーリエ変換部の処理単位またはサブスペクトラム単位で位相差を推定し、第２位相部は、第２離散フーリエ変換部の処理単位またはサブスペクトラム単位で逆位相シフトを行うことを特徴とする。

第５の発明は、送信データを変調した変調信号を第１離散フーリエ変換処理により周波数領域のスペクトラムに変換し、スペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割して、分割された各サブスペクトラムを周波数軸上で分散配置し、分散配置されたサブスペクトラムに対して予め決められた複数の位相系列毎に位相シフトを行い、位相シフト後のサブスペクトラムを加算した時間領域の送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の送信信号を選択して送信する送信装置と、送信装置から受信する信号を第２離散フーリエ変換処理により、時間領域の受信信号を周波数領域のスペクトラムに変換し、変換されたスペクトラムから周波数軸上に分散配置された各サブスペクトラムを抽出し、抽出された各サブスペクトラムを分散配置する前の帯域に戻した後、送信装置側での位相シフト量を推定し、推定した位相シフト量に基づいて、送信装置側で位相シフトする前のサブスペクトラムを復元し、復元後の各サブスペクトラムを加算した時間領域の信号を復調する受信装置とを有する通信システムの通信方法であって、送信装置は、複数の位相系列をサンプル番号として、サンプル番号毎に予め決められた第１ビット系列を誤り訂正符号化した第２ビット系列または第２ビット系列に対応する第３ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出し、算出された位相シフト量で周波数軸上で分散配置された各サブスペクトラムの位相シフトを行い、受信装置は、周波数シフトされたサブスペクトラム間の重畳領域の位相差を送信側と逆の処理により第４ビット系列に換算し、換算された第４ビット系列を誤り訂正復号化したビット系列を再び誤り訂正符号化した第５ビット系列と第５ビット系列に対応する第６ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出し、算出された位相シフト量により、分散配置する前の帯域に周波数シフトされたサブスペクトラムの位相シフトを行うことを特徴とする。

第６の発明は、第５の発明において、送信装置は、加算後の周波数領域の信号への予め決められた周波数領域の第１プリアンブルの付加および送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の信号への予め決められた時間領域の第２プリアンブルの付加の少なくとも一方の処理を行い、受信装置は、送信装置が第１プリアンブルを付加する場合、第１プリアンブルに基づいて周波数選択性のチャネル特性を推定する処理と、推定された周波数選択性のチャネル特性を補償する処理とを第２離散フーリエ変換処理の後で行い、送信装置が第２プリアンブルを付加する場合、第２プリアンブルに基づいて時間選択性のチャネル特性を推定する処理と、推定された時間選択性のチャネル特性を補償する処理とを第２離散フーリエ変換処理の前に行うことを特徴とする。

第７の発明は、第５または第６の発明において、第２ビット系列は、第１ビット系列を畳込み符号化処理またはブロック符号化処理により生成され、畳込み符号化処理の場合は、畳込み符号化処理を行うときの符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態が送信装置と受信装置との間で共有され、ブロック符号化処理の場合は、ブロック化する符号の長さが送信装置と受信装置との間で共有され、誤り訂正符号アルゴリズムに基づき算出された第２ビット系列は、サブスペクトラムの生成区間またはサブスペクトラムの重畳領域の区間と同じ長さでブロック化されたブロック符号により構成されることを特徴とする。

第８の発明は、第５から第７の発明のいずれかにおいて、送信装置は、第１離散フーリエ変換処理の処理単位またはサブスペクトラム単位で位相シフトを行い、受信装置は、第２離散フーリエ変換処理の処理単位またはサブスペクトラム単位で、位相差の推定と逆位相シフトとを行うことを特徴とする。

本発明に係る通信システムおよび通信方法は、送信側において、誤り訂正符号化器から出力されるビット系列を位相値に換算した位相系列を位相シフト量として使用し、受信側において、隣接するサブスペクトラム間の重畳領域からDFTポイント毎の位相差を算出する。そして、受信側で算出されたDFTポイント毎の位相差に対して、送信側で行った処理と逆に位相差からビット系列に換算する（硬判定の場合）か、もしくは、“送信側の位相候補値”と“受信位相”との間の誤差を最適なものに換算するメトリックの使用により（軟判定の場合）、換算されたビット系列を誤り訂正復号化器に入力し、誤り訂正符号の冗長性を利用して符号化前のビット系列を復号する。そして、この復号後の符号化後のビット系列に基づいて送信側とは逆の位相シフト量を決定することにより、従来技術の課題である位相差の推定誤差を吸収することができ、受信信号のビット誤り率（BER）特性を向上することができる。

また、位相推定精度の向上により、必要となるサブスペクトラムの遷移域を削減できるので、スペクトラムの占有帯域を狭くすることができ、周波数利用効率を向上できるという効果が得られる。

第1本実施形態に係る送信装置の一例を示す図である。 第1本実施形態に係る受信装置の一例を示す図である。 位相シフト前のサブスペクトラムの一例を示す図である。 ビット系列とコードブックの一例を示す図である。 重畳領域での位相シフトの一例を示す図である。 重畳領域以外での位相シフトの一例を示す図である。 硬判定復号処理の一例を示す図である。 軟硬判定復号処理の一例を示す図である。 第1実施形態に係る送信処理の一例を示す図である。 第1実施形態に係る受信処理の一例を示す図である。 DFTポイント毎の周波数波形と時間波形との対応例を示す図である。 位相シフトした場合のピーク電力の変化の一例を示す図である。 第2実施形態に係る送信装置150の一例を示す図である。 第2実施形態に係る受信装置250の一例を示す図である。 第2実施形態に係る送信処理の一例を示す図である。 第2実施形態に係る受信処理の一例を示す図である。 第3実施形態におけるビット系列の一例を示す図である。 第3実施形態に係る送信装置側の処理の一例を示す図である。 受信側におけるサブスペクトラムの位相変動の一例を示す図である。 第3実施形態に係る送信装置側の処理の一例を示す図である。 従来の送信装置の一例を示す図である。 送信装置のスペクトラム例を示す図である。 従来の受信装置の一例を示す図である。 受信装置のスペクトラム例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明に係る通信システムおよび通信方法の実施形態について説明する。
（第1実施形態）
［送信装置100］
図1は、第1実施形態に係る送信装置100の一例を示す。

送信装置100は、変調器101、波形整形フィルタ102、DFT回路103、分割フィルタ104、周波数シフタ105-1〜105-N_D、位相器106-1-1〜106-C-N_D、加算器107-1〜107-C、IDFT回路108-1〜108-C、PAPR算出器109-1〜109-C、最小PAPR信号選択器110、誤り訂正符号化器111および位相系列制御装置112を備える。ここで、変調器101、波形整形フィルタ102、DFT回路103、分割フィルタ104、周波数シフタ105-1〜105-N_D、位相器106-1-1〜106-C-N_D、加算器107-1〜107-C、IDFT回路108-1〜108-C、PAPR算出器109-1〜109-Cおよび最小PAPR信号選択器110は、従来技術で説明した送信装置700と同名のブロックに対応し、変調器101による変調処理から周波数シフタ105による周波数軸上へのサブスペクトラムの分散配置までの処理は、従来技術の送信装置700と同様に行われる。

図1において、周波数シフタ105により周波数軸上に分散配置された各サブスペクトラムは、位相器106により位相シフトされる。従来技術の場合は、各DFTポイントにおけるサブスペクトラムSSkに予め決められた一定の位相を付加して位相シフトを行ったが、本実施形態の場合は、DFTポイント毎のサブスペクトラムSSkに予め決められた異なる位相を付加して位相シフトを行う。

ここで、本実施形態に係る送信装置100における位相シフトの具体的な方法について説明する。なお、周波数シフタ105-kから出力されたサブスペクトラムkは、Pk個のDFTポイントで構成されているものとする。また、サブスペクトラムkを構成するDFTポイントの変数をpkとする。そして、pkの定義域は（1≦pk≦Pk）である。

図3は、N_D=3，P1=P2=P3=18の場合の位相シフト前のサブスペクトラムの波形の一例を示す。図3において、Lk,1は、k番目のサブスペクトラムについて、低周波数側の遷移域における1番目のDFTポイントを表している。同様に、M_k,1は、k番目のサブスペクトラムについて、低周波数側の遷移域と高周波数側の遷移域との間の領域における1番目のDFTポイントを表している。H_k,1は、k番目のサブスペクトラムについて、高周波数側の遷移域における1番目のDFTポイントを表している。また、|x_1,1|はx_1,1の振幅、arg(x_1,1)はx_1,1の位相を意味する。さらに、図3では簡単のために、各DFTポイントの位相は全て0［rad］としているが、実際には任意の値を取る。

図1と図3との対応関係として、図1の位相器106-1-1-1には、周波数シフタ105から図3のL_1,1が入力されており、位相器106-1-1-2にはL_1,2が入力される。また、位相器106-1-1-6には図3のM_1,1が入力される。

図3において、A_FECで示された範囲は、重畳領域を示し、受信側で位相差の推定が可能な領域である。従来技術では、A_FECの範囲の重畳領域のDFTポイントのサブスペクトラムに一定の位相を付加したが、本実施形態では、DFTポイント毎のサブスペクトラムに異なる位相を付加する。

図4は、本実施形態で用いる位相系列に対応するビット系列の一例を示す。図4において、1列目から順に位相系列に対応するサンプル番号、符号化前の任意のビット系列、当該任意のビット系列を任意の符号化方式で符号化後のビット系列、符号化後のビット系列と一対一に対応する位相シフト量の一例を示している。なお、2列目の符号化前のビット系列の長さは、任意の値を取ってもよい。例えば、3列目と4列目とのビット系列長の和が、図3に示す範囲A_FECと範囲A_cbとに含まれるDFTポイント数の総和と同じになるように、2列目の符号化前のビット系列の長さを設定してもよいし、それ以上、もしくはそれ以下の長さのビット系列の長さを設定してもよい。

ここで、誤り訂正技術を用いた符号化方式として、例えば畳込み符号化やブロック符号化などが考えられる。例えば畳込み符号化を行う場合、符号化器の初期状態と終端状態とを送信装置100と後述の受信装置200とで共有する構成と、共有しない構成とが考えられる。一般に、送信装置100と受信装置200とで符号化器の初期状態と終端状態とを共有する場合、受信装置200で行う誤り訂正復号化処理の精度を向上させることができる。ブロック符号化を行う場合、ブロックの区間として、DFT処理の標本点の数N_DFTと同じ区間（サブスペクトラム生成区間と称する）にする構成であってもよいし、N_DFTの整数倍の区間にする構成であってもよい。

図4において、4列目のビット系列は、3列目の“符号化後”のビット系列に一対一に対応していれば、任意の値を与えてもよい。例えば、ランダムな値を使ってもよいし、3列目の“符号化後”のビット系列を複数回符号化してもよい。なお、本実施形態では、ランダムな値を使用する。ランダムな値を使用する場合、図4に示した3列目と4列目との対応関係をコードブック160として、予め送信側と受信側とで共有しておく。

図1において、誤り訂正符号化器111は、予め決められたビット系列161（図4の2列目に示すビット系列）を外部または内部のメモリなどに予め保持し、所定の符号化方式により誤り訂正符号化し、3列目に示す誤り訂正符号を生成する。ここで、所定の符号化方式として、畳込み符号化方式やブロック符号化方式が用いられる。例えば、誤り訂正符号化器111は、符号化前のビット系列（ビット系列161）を畳込み符号化またはブロック符号化により、図4の3列目に示す符号化後のビット系列を生成する。そして、畳込み符号化処理の場合は、畳込み符号化処理を行うときの符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態が送信装置100と受信装置200との間で共有される。このように、畳込み符号化処理を行う符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態を送信側と受信側とで共有する既知の値を使用することにより、受信装置200側で行う誤り訂正復号化処理の精度を向上させることができる。また、ブロック符号化処理の場合は、ブロック化する符号の長さが送信装置100と受信装置200との間で共有され、誤り訂正符号アルゴリズムに基づき算出された図4の3列目に示す符号化後のビット系列は、サブスペクトラムの生成区間と同じ長さ、または、サブスペクトラムの重畳領域の区間と同じ長さでブロック化されたブロック符号により構成される。

また、送信装置100の位相器106は、DFT回路103の処理単位（DFTポイント単位）、または、サブスペクトラム単位で位相シフトを行う。なお、受信装置200の位相推定器204は、DFT回路201の処理単位（DFTポイント単位）、または、サブスペクトラム単位で位相差を推定し、受信装置200の位相器205は、DFT回路201の処理単位またはサブスペクトラム単位で逆位相シフトを行う。

位相系列制御装置112は、符号化後のビット系列を受信側に通知する。例えば、位相系列制御装置112は、3列目と4列目のビット系列の対応関係を示すコードブック160を参照して、図4の 4列目に示すビット系列を算出する。なお、使用した符号化方式およびコードブック160は、予め受信側に通知され、送信側と受信側とで共有されている。そして、図3に示したDFTポイントの範囲A_FECのサブスペクトラムに対して、図4の3列目に示した誤り訂正符号の値に基づいて位相器106が位相シフトを行う。

ここで、3列目の符号化後のビット系列または4列目の任意のビット系列を位相シフト量に換算する一例として、ビット系列の「ビット1」を「0度」、「ビット0」を「180度」にそれぞれ変換する方法が考えられる。また、ビット系列と位相シフト量の他の換算例として、例えば、「ビット系列00」を「0度」、「ビット系列01」を「90度」、「ビット系列10」を「180度」、「ビット系列11」を「270度」のように、符号化後の複数のビットを位相値に変換する方法が考えられる。

本実施形態では、「ビット1」を「0度」、「ビット0」を「180度」にそれぞれ変換する方法を用いる場合について説明する。

図5は、送信装置100における重畳領域での位相シフトの一例を示す。図5（a）は、図4に示す「サンプル番号1」と同じ符号系列を示し、図5（b）は、図5（a）の符号化後のビット系列と符号化後のビット系列に対応するビット系列とを位相シフト量に換算する例を示す。また、図5（c）は、図5（a）の符号化後のビット系列（図5（b）の範囲A_FECの位相シフト量）を基に、範囲A_FECにおいて位相シフトを行った結果を示す。例えば、図5（b）に示す範囲A_FECの1番目，3番目および4番目のDFTポイントの位相シフト量は180度なので、図5（c）に示す(1) A_FECの1番目，3番目および4番目のDFTポイントの位相が180度シフトされる。なお、図5（b）に示す範囲A_FECの2番目のDFTポイントの位相シフト量は0度なので、図5（c）に示す(1) A_FECの2番目のDFTポイントの位相はシフトされない。ここで、図5（b）に示す範囲A_FECのDFTポイント毎の位相シフト量において、1番目のDFTポイントから5番目のDFTポイントまでの位相シフト量は、図5（c）に示す(1) A_FECの範囲の各DFTポイントに適用され、6番目のDFTポイントから10番目のDFTポイントまでの位相シフト量は、図5（c）に示す(2) A_FECの範囲の各DFTポイントに適用される。従って、図5（b）に示す範囲A_FECの7番目のDFTポイントの位相シフト量180度は、図5（c）に示す(2) A_FECの2番目のDFTポイントに適用され、(2) A_FECの2番目のDFTポイントの位相が180度シフトされる。以降、同様に、範囲A_FECのDFTポイント毎の位相をシフトする処理が行われる。

図6は、送信装置100における重畳領域以外での位相シフトの一例を示す。図6（a）は、図4に示す「サンプル番号1」と同じ符号系列を示し、図6（b）は、図6（a）の符号化後のビット系列と符号化後のビット系列に対応するビット系列とを位相シフト量に換算する例を示す。また、図6（c）は、図6（a）の符号化後のビット系列に対応するビット系列（図6（b）の範囲A_cbの位相シフト量）を基に、範囲A_cbにおいて位相シフトを行った結果を示す。例えば、図6（b）に示す範囲A_cbの1番目，3番目および5番目のDFTポイントの位相シフト量は180度なので、図6（c）に示す(1) A_cbの1番目，3番目および5番目のDFTポイントの位相が180度シフトされる。なお、図6（b）に示す範囲A_cbの2番目および4番目のDFTポイントの位相シフト量は0度なので、図6（c）に示す(1) A_cbの2番目および4番目のDFTポイントの位相はシフトされない。ここで、図6（b）に示す範囲A_cbのDFTポイント毎の位相シフト量において、1番目のDFTポイントから13番目のDFTポイントまでの位相シフト量は、図6（c）に示す(1) A_cbの範囲の各DFTポイントに適用され、14番目のDFTポイントから21番目のDFTポイントまでの位相シフト量は、図6（c）に示す(2) A_FECの範囲の各DFTポイントに適用される。従って、図6（b）に示す範囲A_cbの14番目のDFTポイントの位相シフト量0度は、図6（c）に示す(2) A_cbの1番目のDFTポイントに適用され、(2) A_cbの1番目のDFTポイントの位相はシフトされない。同様に、図6（b）に示す範囲A_cbの15番目のDFTポイントの位相シフト量180度は、図6（c）に示す(2) A_cbの2番目のDFTポイントに適用され、(2) A_cbの2番目のDFTポイントの位相が180度シフトされる。以降、同様に、(2) A_cbの範囲および(3) A_cbの範囲の各DFTポイント毎の位相をシフトする処理が行われる。

このように、送信装置100において、位相器106-1-k-p_kは、誤り訂正技術を用いてビット系列を符号化し、符号化後のビット系列および符号化後のビット系列に対応するビット系列の各ビットを位相シフト量に換算して各サブスペクトラムの位相シフトを行う。そして、位相器106-1-k-p_kの出力信号は、加算器107-1により加算され、IDFT回路108-1により周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。そして、PAPR算出器109-1は、IDFT回路108-1が出力する時間領域の信号（時間波形）における瞬時電力の時間的な変動量を算出する。なお、本実施形態では、瞬時電力の時間的な変動量を示す指標として、一定の時間区間における最大電力と平均電力の比であるピーク対平均電力比（PAPR）が使用される。

以降、図4に示す「サンプル番号2」から「サンプル番号C」までのそれぞれについても「サンプル番号1」の場合と同様に、符号化前のビット系列から符号化後のビット系列および符号化後のビット系列に対応するビット系列が算出され、ビット系列の各ビットが位相シフト量に変換される。そして、位相器106-2-k-p_kは、よりサブスペクトラムの位相シフトを行い、位相器106-q-k-p_kの出力信号は、加算器107-qにより加算され、IDFT回路108-qにより周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。さらに、PAPR算出器109-qは、IDFT回路108-qが出力する時間領域の信号におけるPAPRを算出し、最小PAPR信号選択器110に出力する。

このようにして、C通りのPAPRと、C通りの時間領域信号とが最小PAPR信号選択器110に入力され、最小PAPR信号選択器110は、入力された信号の中から、PAPRが最小となる時間領域信号を選択し、受信装置200に送信する。ここで、図4において、点線で囲んだ符号化後のビット系列と、符号化後のビット系列に対応するビット系列との対応関係は、コードブック160として、送信装置100と受信装置200との間で予め共有されている。
［受信装置200］
図2は、第1実施形態に係る受信装置200の一例を示す。

受信装置200は、DFT回路201、抽出フィルタ202、周波数シフタ203-1〜203-N_D、位相推定器204-2〜204-N_D、位相器205-1-1〜205-N_D-N_F、加算器206、IDFT回路207、復調器208、位相系列制御装置209、誤り訂正符号化・復号化器210およびバッファ211を備える。

受信装置200において、受信信号は、DFT回路201に入力され、時間領域の信号（直列信号）から周波数領域の信号（並列信号）に変換される。DFT回路201から出力される信号は、抽出フィルタ202によりサブスペクトラムが抽出され、N_D個の周波数シフタ203に出力される。そして、N_D個の周波数シフタ203により周波数シフトされたサブスペクトラムが位相推定器204に出力される。

ここで、受信装置200において、DFT回路201、抽出フィルタ202、周波数シフタ203-1〜203-N_Dおよび位相推定器204-2〜204-N_Dまでの処理は、従来技術で説明した受信装置800の同名のブロックに対応し、DFT回路801から位相推定器804までの処理と同様に行われ、各サブスペクトラムの重畳領域における位相がDFTポイント毎に算出される。なお、算出された位相値には伝送路での雑音が乗っており、この雑音により位相推定器204での位相推定精度が劣化し、誤り率特性が低下するという問題が生じる。そこで、本実施形態に係る受信装置200は、位相精度が劣化した場合でも誤り率特性が低下しないようにする機能を有する。

本実施形態に係る受信装置200は、重畳領域における位相差から送信装置100側で付加された位相シフト量を推定する。位相シフト量の推定は、位相系列制御装置209と誤り訂正符号化・復号化器210とにより行われる。

次に、位相系列制御装置209および誤り訂正符号化・復号化器210の処理について説明する。先ず、位相系列制御装置209は、誤り訂正符号化・復号化器210に位相推定値を出力する。そして、誤り訂正符号化・復号化器210は、位相系列制御装置209から入力する位相推定値に基づいて、例えば、硬判定復号処理や軟判定復号処理などの復号処理を行う。

図7は、硬判定復号処理を適用する場合の一例を示す。なお、受信装置200で推定する各DFTポイントの位相は、定義域が0度から360度の間の値を取るが、送信側で与えられる位相は、0度と180度のみである。図7の(1)は、図5で説明した送信装置100側で生成される符号化後のビット系列のビットを位相に変換した例を示す。そして、受信装置200側において、各DFTポイントにおける位相推定値は0度か180度に丸め込まれる。位相推定値を丸め込む方法として、例えば、位相が0度か180度のいずれかに近い方を選択する方法が考えられる。図7の（2）は、位相推定値の丸め込みを行った結果を示す。図7の（2）において、送信装置100で与えられた（1）に示す10個の位相のうち、2個に誤判定が生じている場合を一例として示している（点線円で囲んだ部分）。図7(a)に示す位相の一例において、範囲A_FECの部分に誤判定が発生している。

先ず、位相系列制御装置209は、推定された位相量の位相情報をビット情報に逆変換する。例えば、図7の（3）に示すように、送信装置100において、「ビット1」が「180度」、「ビット0」が「0度」にそれぞれ変換される場合、位相系列制御装置209は、「180度」を「ビット1」、「0度」を「ビット0」にそれぞれ逆変換する。このようにして、図7の（3）に示すビット系列が得られる。そして、誤り訂正符号化・復号化器210は、図7の（3）に示すビット系列を誤り訂正復号化する。この誤り訂正復号化処理により、伝送路で生じた誤判定が誤り訂正符号の冗長性により吸収され、図7の（4）に示すように、符号化前のビット系列が正常に復元される。そして、誤り訂正符号化・復号化器210は、復元された符号化前のビット系列に対して、再び、符号化処理を行って、図7の（5）に示すような符号化後のビット系列が算出される。

このように、伝送路の雑音等による誤判定箇所は、誤り訂正復号化処理により補償される。これにより、図7の（6）に示すように、送信装置100側で付加された範囲A_FECにおける誤りの無い位相シフト量が算出される。なお、範囲A_cbについては、誤り訂正された符号化後のビット系列に対応するビット系列の値がコードブック160により取得され、ビット系列の各ビットは位相値に変換される。そして、位相器205は、誤りが補償された位相シフト量で各サブスペクトラムの逆位相シフトを行う。各位相器205から出力される信号は加算器206で加算され、IDFT回路207により周波数領域から時間領域の信号に変換された後、復調器208により受信データが復調される。

図8は、軟硬判定復号処理を適用する場合の一例を示す。軟判定復号の場合、位相推定器204が推定したDFTポイント毎の位相差は、送信装置100側での位相候補値（本実施形態では0度と180度）に丸め込まずに、メトリックとして使用される。メトリックとは、誤り訂正復号の軟判定技術において使用され、信号の信頼性を表す指標であり、値が小さいほど信頼性が高いとみなされる。例えば、メトリックとして、“送信装置で与えられた位相シフト量の候補値の中で、推定値に最も近い値と推定値の差分”を使用する方法や、当該差分に“DFTポイントの振幅の逆数”を乗算した値、および信号のS／N比を別途求めておき、前記差分にS／N比を乗算した値を使用する方法などが考えられる。

図8の(1)は、図7の(1)と同じ送信側で生成される符号化後のビット系列のビットを位相に変換した例を示す。図8の（2）は、丸め込まずに受信側で推定した位相の一例を示す。図8の（3）は、(2)の推定された位相に対してメトリックを算出した例を示す。

ここで、メトリックは、式(6)により求めることができる。
(メトリック)=|(0度と180度の内、推定位相に近い位相)- 推定位相| …式（6）
例えば、図8の（2）に示す推定位相は、「162 11 56 177 9 23 49 3 112 179」である。そして、推定位相に対するメトリックは、図8の（3）示す「18 11 56 3 9 23 49 3 68 1」となる。ここで、例えば、最初の162度に対するメトリックは、|(180-162)-162|=18のように求められる。

そして、算出したメトリックに対して軟判定の誤り訂正復号処理を施すと、図8の（4）に示すように、符号化前のビット系列が復元される。そして、再び、誤り訂正符号化処理が行われ、図8の（4）に示すように、誤りが訂正された符号化後のビット系列が得られる。さらに、図8の（6）に示すように、誤りが訂正された符号化後のビット系列は、位相に換算され、送信装置100側で与えられた図8の（1）に示す位相が求められ、誤判定箇所の補償が行われる。このように、軟判定復号では、図8の（5）および（6）に示すように、メトリックに基づいて位相シフト量が推定される。そして、硬判定復号処理と同様に、図4に示した符号化後のビット系列に対応する位相シフト量の値をコードブック160を参照して、符号化前の位相に変換した後、当該位相値を用いて位相器205によりサブスペクトラムの逆位相シフトが行われる。なお、位相器205は、周波数シフタ203から入力されるサブスペクトラムの信号を位相系列制御装置209から出力される位相により、位相シフトを行う。バッファ211は、適切な時刻のサブスペクトラムに適切な時刻に算出された位相を適用できるように、時間的なタイミング合わせを行うために使用される。そして、位相器205が出力するサブスペクトラムは、加算器206で加算された後、IDFT回路207で時間領域の信号に変換され、復調器208により受信データが復調される。

このように、本実施形態に係る送信装置100は、誤り訂正符号化器111から出力されるビット系列を位相値に換算した値を位相シフト量として使用する。そして、受信装置200は、受信信号からDFTポイント毎の位相差を算出して、送信装置100側で行った処理とは逆に位相差をビット系列に換算し、換算されたビット系列は誤り訂正符号化・復号化器210により誤り訂正復号処理が行われ、誤り訂正符号の冗長性を利用して信号が復号される。そして、この復号後の信号に基づいて送信側とは逆の位相シフト量を決定することにより、従来技術の課題である位相推定値の推定誤差が吸収され、受信信号のBER特性が向上する。なお、位相推定精度の向上により、必要となるサブスペクトラムの遷移域を削減できるので、スペクトラムの占有帯域を狭くすることができ、周波数利用効率が向上するという効果も得られる。
［送信処理］
図9は、本実施形態における送信装置100の送信処理の一例を示す。

ステップS101において、送信装置100で送信する送信ビットが送信装置100の外部または不図示のブロックにより生成され、変調器101に入力される。

ステップS102において、変調器101は、入力する送信ビットを予め決められた変調方式で変調する。

ステップS103において、波形整形フィルタ102は、変調器101が出力する変調信号の周波数帯域を制限する。

ステップS104において、DFT回路103は、波形整形フィルタ102が出力する時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、分割フィルタ104は、DFT回路103が出力する信号のスペクトラムをN_D個のサブスペクトラムに分割する。

ステップS105において、周波数シフタ105は、分割フィルタ104が出力する各サブスペクトラムを周波数シフトして、周波数軸上にサブスペクトラムを分散して配置する。

ステップS106において、位相系列制御装置112は、誤り訂正符号化器111が生成する誤り訂正符号に基づいて、位相シフト量を決定する。

ステップS107において、誤り訂正符号化器111は、予め決められた符号化前のビット系列に対して誤り訂正符号のアルゴリズムにより誤り訂正符号（符号化後のビット系列）を生成して位相系列制御装置112に出力する。なお、符号化後のビット系列に対応するビット系列は、コードブック160により求められる。

ステップS108において、位相器106は、位相系列制御装置112により決定された位相系列θqの位相シフト量に基づいて、周波数シフタ105により周波数シフト後の各サブスペクトラムを位相シフトする。

ステップS109において、加算器107は、位相器106により位相シフトされた各サブスペクトラムを加算し、IDFT回路108は、加算器107が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。

ステップS110において、PAPR算出器109は、IDFT回路108が出力する時間領域の信号からPAPRを算出する。

ステップS111において、最小PAPR信号選択器110は、PAPR算出器109により算出されたPAPRを位相系列θq適用時のPAPRとして内部のバッファに保持する。

ステップS112において、Ｃ個の位相系列全てについてPAPRの算出を行った場合(q=Cの場合)、ステップS114の処理に進み、q=Cではない場合はステップS113に進む。

ステップS113において、処理対象の位相系列番号qをインクリメントして(q=q+1)、ステップS106の処理に戻り、同様の処理が繰り返し実行される。

ステップS114において、最小PAPR信号選択器110は、位相系列θq（q=1〜C）のうちPAPRが最小となる信号を選択して出力する。

このように、本実施形態に係る送信装置100は、誤り訂正符号化器111が生成する誤り訂正符号により位相シフト量を決定して位相シフトを行い、PAPRが最小となる位相系列の信号を選択して送信する。
［受信処理］
図10は、本実施形態における受信装置200の受信処理の一例を示す。

ステップS201において、抽出フィルタ202は、送信装置100側で分割されたサブスペクトラムを抽出する。

ステップS202において、周波数シフタ203は、抽出フィルタ202により抽出された各サブスペクトラムの周波数シフトを行い、送信装置100側で周波数シフトする前の帯域に戻す。周波数シフタ203が出力する信号は、位相推定器204およびバッファ211に出力される。

ステップS203において、位相推定器204は、周波数シフタ203により分散配置される前の帯域に戻されたサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラム間の遷移域の位相差から送信装置100側で付加された位相シフト量を推定する。

ステップS204において、位相系列制御装置209は、誤り訂正符号化・復号化器210が復号化した誤り訂正符号と、送信装置100側と予め共有する情報（符号化方式やコードブック160などの情報）とに基づいて、位相器205が行う位相シフトの位相シフト量を求める。なお、位相系列制御装置209は、位相推定器204の推定位相量に対応するビット系列を誤り訂正符号化・復号化器210に出力し、誤り訂正符号化・復号化器210から誤り訂正復号化処理を行った符号化前のビット系列を取得する。そして、位相系列制御装置209は、符号化前のビット系列を再び誤り訂正符号化・復号化器210に出力し、誤り訂正符号化・復号化器210から誤り訂正符号化した符号化前のビット系列を取得する。

ステップS205において、誤り訂正符号化・復号化器210は、位相推定器204の推定位相量に対応するビット系列を誤り訂正符号のアルゴリズムに従って復号化し、誤り訂正を行ったビット系列を位相系列制御装置209に出力する。また、誤り訂正符号化・復号化器210は、位相系列制御装置209から受け取る符号化前のビット系列を符号化処理した符号化後のビット系列を位相系列制御装置209に出力する。

ステップS206において、位相器205は、位相系列制御装置209が出力する位相シフト量に基づいてバッファ211に保持されている周波数シフタ203の出力信号の位相シフトを行う。ここで、送信装置100側で付加された位相シフト量は、誤り訂正符号のアルゴリズムに従って生成されているので、受信装置200は、位相シフト量の推定値に対して誤り訂正復号化を行うことができる。このように、受信装置200は、誤り訂正符号の冗長性により、伝送路で生じた位相シフト量の誤差を補償することができる。

ステップS207において、加算器206は、位相器205-1-N_Fから位相器205-N_D-N_Fまでの各位相器205が出力するサブスペクトラムを加算して合成する。

ステップS208において、IDFT回路207は、加算器206により加算された周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、復調器208は、送信装置100側の変調器101と同じ変復調方式により、受信データを復調する。

このように、本実施形態に係る受信装置200は、受信側で算出するDFTポイント毎の位相差に対して、送信側で行った処理とは逆に位相差をビット系列に換算し、換算されたビット系列は、誤り訂正符号化・復号化器210により、誤り訂正復号化され、誤り訂正符号の冗長性を利用して符号化前のビット系列が復号化される。そして、復号化されたビット系列に基づいて位相逆シフト量を決定することにより、位相推定値の推定誤差を吸収し、受信信号のBER特性を向上することができる。なお、位相推定精度の向上により、必要となるサブスペクトラムの遷移域を削減できるので、スペクトラムの占有帯域を狭くすることができ、周波数利用効率を向上できるという効果が得られる。
［位相系列数Cについて］
ここで、位相系列数Cとして取り得る数の一例について説明する。例えば、DFTポイント数を8192、シンボルレートとサンプリングレートの比を1／16、分割数N_Dを4、分割フィルタ104で用いるロールオフフィルタのロールオフ率が0.35、符号長と重畳領域の総DFTポイント数とが同数、符号化率が1／2、各DFTポイントで取り得る位相の数が2個（0度と180度）とする場合、サブスペクトラムの通過域のDFTポイント数は、8192/16=512となる。そして、4分割後の通過域のDFTポイント数は、512/4=128となり、
遷移域1ヶ所のDFTポイント数は、128×0.35=44となる。

そして、全サブスペクトラムが持つ重畳領域の総DFTポイント数は、式(7)のように求めることができる。
（遷移域の総DFTポイント数）=(遷移域1ヶ所のDFTポイント数)×(遷移域の数) …(7)
式(7)に上記の条件を当てはめると、（遷移域の総DFTポイント数）= 44×3 = 132 となる。

ここで、符号化後の位相系列で重畳領域の各DFTポイントに位相シフトを付加することを考えると、符号化率1／2の場合、符号化した結果が132bitなので、符号化前の符号長は66bitとなる。ここで、符号化前の66bitで表現できる位相系列の総数Cは、式(8)のように計算できる。

(位相系列数C)=(各DFTポイントにて取り得る位相の数)^(DFTポイントの数⁾ …(8)
式(8)に上記の条件を当てはめると、(位相系列数C) = 2⁶⁶ となる。そして、2⁶⁶ は約7.4×10¹⁹であり、10²⁰に近似できる。

このように、従来技術の非特許文献1の例では位相系列の数Cが約10⁴通りであるのに対して、本実施形態では、上記の場合、位相系列の数Cが約10²⁰通りとなり、従来よりもPAPRの小さい位相系列を選択することが可能になる。なお、約10²⁰通りの位相系列を全て試す構成ではなく、10²⁰通りの中から、PAPRが低減される期待値の大きい系列（例えば、ランダム信号に近い特性の系列や、相互相関の小さい系列など）のみをピックアップして位相系列の候補とし、処理回数や構成の簡略化を図りつつ、上述の実施形態と同様の効果を得ることができる。

ここで、複数通りの位相系列を用いて位相シフトを試行することにより、PAPRが低減される理由について説明する。

図11は、DFTポイントで表現された周波数波形と時間波形との対応例を示す。図11(a)は、DFTポイントで表現された任意の周波数波形の一例を示し、図11(b)は、DFTポイントで表現された任意の時間波形の一例を示す。

図11(a)において、(a1)に示すDFTポイントで表現された任意の周波数波形は、図11(a2), (a3), (a4)・・・に示すように、個々のDFTポイントの和で表現することができる。同様に、図11(b)において、(b1)に示すDFTポイントで表現された時間波形は、図11(b2), (b3), (b4)・・・に示すように、時間領域の三角関数の信号の和で表現できる。

図12は、図11に対応し、位相シフトした場合のピーク電力の変化の一例を示す。図12(a)は、図11(a)に対応し、位相シフトした場合のDFTポイントの周波数波形の一例を示し、図12(b)は、図11(b)に対応し、位相シフトした場合の時間波形の一例を示す。

図12(a)において、図11(a)の周波数波形を構成するDFTポイントのうち、低周波数側から数えて1点目と3点目では180度の位相シフトが付加され、それ以外のDFTポイントでは0度の位相シフトが付加されている。

図12(b)は、図12(a)の周波数波形のフーリエ変換した時間領域の信号を示し、周波数領域で行った位相シフトは、時間領域では、対応する三角関数の位相を回転することに対応する。周波数領域で加算された位相シフトは、時間領域では、対応する三角関数の位相を回転することに対応する。この時間領域の三角関数の信号で起こる位相シフトにより、図12(b1)に示す三角関数の和の時間波形が変化する。つまり、図12(a)の周波数領域の任意のDFTポイントに対して位相シフトを付加することで、図12(b)の時間領域の対応する三角関数の位相が回転する。例えば、図12(a2)の180度の位相シフトおよび図12(a4)の180度の位相シフトにより、図12(b2)および図12(b4)の時間領域の三角関数の位相が回転する。そして、図12(b1)に示すように、三角関数の和である時間波形のピーク電力の値が位相シフト前と位相シフト後で変化する。ここで、位相シフトで信号自体のエネルギーは減らないので、平均電力は付加する位相シフト量に依存せずに一定になるという効果が期待できる。
（第2実施形態）
［送信装置150］
第2実施形態に係る通信システムは、送信側でプリアンブルを付加した信号を送信し、受信側でプリアンブルに基づいてチャネルを推定し、チャネル補償を行う機能を有する。

図13は、第2実施形態に係る送信装置150の一例を示す。なお、図13に示す送信装置150において、第1実施形態で説明した図1に示す送信装置100と同符号のブロックは、送信装置100と同一または同様の機能を有する。また、図1と異なる点は、加算器107とIDFT回路108との間に、プリアンブル付加回路120が追加されていることと、最小PAPR信号選択器110の後にプリアンブル付加回路121が追加されていることである。

プリアンブル付加回路120は、加算器107が出力するスペクトラムに周波数領域でプリアンブルを付加する。例えば、プリアンブル付加回路120は、加算器107が出力するスペクトラムに、振幅および位相情報が受信装置250側で既知である（送信装置150と受信装置250とで事前共有している）周波数領域の波形をプリアンブルとして付加する。そして、後述する受信装置250は、既知の情報である振幅および位相情報と、受信したプリアンブル信号の振幅および位相の情報を比較し、比較結果から得られるひずみ特性の逆特性を受信信号に乗算することにより、伝送路における周波数領域の振幅と位相のひずみを補償することができる。

プリアンブル付加回路121は、最小PAPR信号選択器110の出力信号に時間領域でプリアンブルを付加する。例えば、プリアンブル付加回路121は、時間領域における振幅および位相の情報が受信装置250側で既知である（送信装置150と受信装置250とで事前共有している）時間領域の波形をプリアンブルとして付加する。そして、受信装置250では、既知の情報である振幅および位相の情報と、受信したプリアンブル信号の振幅および位相情報とを比較し、比較結果から得られる振幅および位相の時間的な変化量を求め、その逆特性を受信信号に乗算することにより、伝送路における時間領域の振幅と位相のひずみを補償することができる。

このようにして、本実施形態に係る送信装置150は、周波数領域と時間領域との両方にプリアンブルを付加して受信装置250に送信し、受信装置250側では、プリアンブルに基づいて、伝送路における時間領域の振幅と位相のひずみを補償する。
［受信装置250］
図14は、第2実施形態に係る受信装置250の一例を示す。なお、図14において、図2に示した受信装置200と同符号のブロックは、受信装置200と同一または同様の機能を有する。また、受信装置250が受信装置200と異なる点は、DFT回路201の前段にチャネル推定回路220とチャネル補償回路221とが追加されていることと、DFT回路201と抽出フィルタ202との間にチャネル推定回路222とチャネル補償回路223とが追加されていることである。

チャネル推定回路220は、送信装置150の最小PAPR信号選択器110の出力信号にプリアンブル付加回路121が時間領域で付加したプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性の振幅もしくは位相変動を推定する。

チャネル補償回路221は、チャネル推定回路220が推定した時間選択性の振幅もしくは位相変動を補償する。そして、チャネル補償回路221が時間選択性の振幅もしくは位相変動を補償した時間領域の信号は、DFT回路201により周波数領域のスペクトラムに変換される。

チャネル推定回路222は、送信装置150のプリアンブル付加回路120が周波数領域で付加したプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる周波数選択性の振幅もしくは位相変動を推定する。

チャネル補償回路223は、チャネル推定回路222が推定した周波数選択性の振幅もしくは位相変動を補償する。そして、抽出フィルタ202は、チャネル補償回路223が振幅もしくは位相変動を補償した周波数領域のスペクトラムからN_D個のサブスペクトラムを抽出する。

このようにして、本実施形態に係る受信装置250は、送信装置150で付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅もしくは位相変動を推定し、補償することができる。なお、上記のように、周波数領域でのプリアンブル付加と時間領域でのプリアンブル付加との両方を行う構成ではなく、周波数領域でのプリアンブル付加のみを行う構成や、時間領域でのプリアンブル付加のみを行う構成であってもよい。

図15は、送信装置150の送信処理の一例を示す。なお、図15において、図9に示した送信処理と同符号の処理は、図9と同一または同様の処理を示す。また、図9と異なる点は、ステップS114の後に、ステップ115が追加されていることである。

ステップS115において、送信装置150は、位相系列θq（q=1〜C）でPAPRが最小となる信号に、時間領域および周波数領域でプリアンブルを付加して送信する。具体的には、図13で説明したように、プリアンブル付加回路120が周波数領域でプリアンブルを付加し、プリアンブル付加回路121が時間領域でプリアンブルを付加する。

このようにして、本実施形態に係る送信装置150は、第1実施形態の送信装置100の送信信号に対して、周波数領域と時間領域との両方にプリアンブルを付加して受信装置250に送信する。

図16は、受信装置250の受信処理の一例を示す。なお、図16において、図10に示した受信処理と同符号の処理は、図10と同一または同様の処理を示す。また、図10と異なる点は、ステップ201の前に、ステップ200が追加されていることである。

ステップS200において、受信装置250は、ステップS201で分割されたスペクトラムの抽出を行う前に、伝搬路で生じた時間選択性もしくは周波数選択性の振幅もしくは位相変動を推定して補償する。具体的には、図14で説明したように、チャネル推定回路220が時間領域のプリアンブルからチャネル推定を行い、チャネル補償回路221が時間領域でチャネル補償を行う。さらに、チャネル推定回路222が周波数領域のプリアンブルからチャネル推定を行い、チャネル補償回路223が周波数領域でチャネル補償を行う。

このようにして、本実施形態に係る受信装置250は、送信装置150で付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅もしくは位相変動を推定し、補償することができる。
（第3実施形態）
次に、第3実施形態に係る通信システムについて説明するが、送信装置および受信装置の構成は、第1実施形態で説明した送信装置100および受信装置200、または、第2実施形態で説明した送信装置150および受信装置250と同様である。第3実施形態と、第1実施形態および第2実施形態が異なる点は、送信側の位相系列制御装置112および受信側の位相系列制御装置209が行う処理の内容である。ここで、第1実施形態および第2実施形態では、位相シフトをDFTポイント単位で行ったが、位相シフトは必ずしもDFTポイント単位で行う必要はない。そこで、本実施形態では、位相シフトをサブスペクトラム単位で行う例について説明する。

図17は、位相シフト量を求めるための符号化後のビット系列の一例を示す。図17において、図4と同様に、1列目がサンプル番号(符号系列数Cに相当)、2列目が符号化前のビット系列、3列目が符号化後のビット系列をそれぞれ示す。なお、符号化後の符号長は、符号化率Rによって異なる。例えば図4の場合、符号化率Rが1/2の例を示しているので、符号化後の符号長は、符号化前の符号長(5ビット)の倍の符号長(10ビット)となる。

図18は、送信側における位相シフトの一例を示す。なお、図18は、図5の処理に対応するが、図5では位相シフトをDFTポイント単位で行い、図18では位相シフトをサブスペクトラム単位で行う。なお、図18では、図17のサンプル番号1の場合の例を示すが、他のサンプル番号の符号についてもサンプル番号1と同様に処理される。

第1実施形態および第2実施形態と同様に、先ず図18(a)に示す符号化後のビット系列が位相シフト量に換算される。ここでは、符号"1"が位相シフト量"0度"、符号"0"が位相シフト量"180度"にそれぞれ換算される。これにより、図18(b)の3列目に示す位相シフト量(度)が得られる。

ここで、図18(b)に示す各位相シフト量は、各サブスペクトラムのそれぞれの位相シフト量を示し、図18(c)に示すように、サブスペクトラム単位で位相シフトが行われる。図18(b)に示す例では、位相シフト量は、順番に180, 0, 180, 180, 0, ・・・, 180（度）である。ここで、各位相シフト量は、サブスペクトラム間の位相シフト量を示す。例えば、図18(b)において、最初の位相シフト量は180度なので、図18(c)の例では、サブスペクトラムの中で最も周波数が低いサブスペクトラムSS'₁の位相シフト量0を基準位相にして、サブスペクトラムSS'₂は180度の位相シフトが行われる。同様に、次の位相シフト量は0度なので、サブスペクトラムSS'₂の位相とサブスペクトラムSS'₃の位相との位相差は0度となり、位相は変化しない。なお、図18(c)では、判りやすいようにサブスペクトラムSS'₂の位相とサブスペクトラムSS'₃の位相とを少しずらして描いてあるが、実際には、両方のサブスペクトラムは、サブスペクトラムSS'₁に対して同じ180度の位相差を有する。さらに、次の位相シフト量は180度なので、サブスペクトラムSS'₃の位相とサブスペクトラムSS'₄の位相との位相差は180度となり、位相が180度変化する。

このようにして、本実施形態に係る通信システムでは、位相シフトは、サブスペクトラム単位で行われる。

図19は、受信側における各サブスペクトラムの位相変動の一例を示す。なお、図19は、図7の処理に対応するが、図7では送信側とは逆の位相シフトがDFTポイント単位で行われ、図19では送信側と逆の位相シフトがサブスペクトラム単位で行われる。なお、図19は、送信側において図18(c)で説明した位相シフトが行われた信号を送信する場合に、受信側が送信側と逆の位相シフトを行う場合の一例を示す。

図19に示すように、伝搬路で生じる位相変動により、各サブスペクトラムの位相は、0度または180度にはならず、各DFTポイントにおける位相がばらついている。そこで、本実施形態では、受信側において、サブスペクトラムSS'_k とSS'_k+1との間の各DFTポイント毎の位相差の平均値Δθが求められる。図18(a)において、例えばサブスペクトラムSS'₁ とSS'₂との間の各DFTポイント毎の位相誤差の平均値（平均位相誤差）Δθは176度である。同様に、サブスペクトラムSS'₂ とSS'₃との間の各DFTポイント毎の平均位相誤差Δθは3度、サブスペクトラムSS'₃ とSS'₄との間の各DFTポイント毎の平均位相誤差Δθは41度、サブスペクトラムSS'₄ とSS'₅との間の各DFTポイント毎の平均位相誤差Δθは97度、サブスペクトラムSS'₅ とSS'₆との間の各DFTポイント毎の平均位相誤差Δθは2度である。

図20は、図19に示す受信信号から送信側と逆の位相シフトを行う処理の一例を示す。図20において、(1)に示す180, 0, 180, 180, 0, ・・・は、送信装置100または送信装置150で与えた位相シフト量の一例を示し、図18(b)に対応する。図20の(2) に示す176, 3, 41, 97, 2, ・・・は、受信装置200または受信装置250で推定された各サブスペクトラム間の重畳領域における平均位相誤差である。

そして、図20の(2)に示す平均位相差が硬判定される。硬判定は、受信側で求められた位相推定値を、送信側の位相シフトで与えられた候補値（0度や180度）のうち、最も180度または0度のうち近い方の候補値に丸め込みを行う処理である。例えば、図20の(2)に示す平均位相誤差を硬判定して0度または180度のいずれかに近い位相に丸め込みを行った結果、図20の(3)に示す180, 0, 0, 180, 0, ・・・が得られる。ここで、伝搬路における位相変動などにより、(1)に示す送信側での3番目の位相（180度）は、図20の(3)に示す硬判定後の3番目の位相（0度）に誤って判定されている。

次に、図20の(3)に示す硬判定後の位相は、送信側と逆の処理により、図20の(4)に示すように、ビット系列1, 0, 0, 1, 0・・・に変換される。この時点では、3番目の符号"0"は、送信側で符号"1"であったので誤っているが、誤り訂正復号化処理によって、図20の(5)に示すように、復号化が行われ、符号化前のビット系列0, 0, 0, 0, 1が求められる。この時点で、図18(a)の符号化前のビット系列0, 0, 0, 0, 1が復号化されている。そして、誤り訂正された符号化前のビット系列を再び符号化処理して、図20の(6)に示すように、ビット系列1, 0, 1, 1, 0・・・が求められる。さらに、図20の(6)に示すビット系列を位相に換算して、図20の(7)に示す位相シフト量180, 0, 180, 180, 0, ・・・が求められる。

このようにして、位相の誤判定箇所を補償することができる。そして、受信装置200または受信装置250の位相器205は、伝搬路などにおける位相変動の影響を受けることなく、サブスペクトラム単位で送信側と逆の位相シフトを行うことができる。これにより、受信装置200または受信装置250は、送信側で与えられた位相シフト量を推定し、位相シフト前のサブスペクトラムを復元することができる。そして、復元された各サブスペクトラムは、加算器206で加算された後、IDFT回路207により時間領域の信号に変換されて、復調器208により受信データが復号される。

以上、各実施形態において説明してきたように、本発明に係る通信システムおよび通信方法は、受信側における位相の推定精度を高めることができるので、受信信号のBER特性を向上することができる。また、位相の推定精度の向上により、必要となるサブスペクトラムの遷移域を削減できるので、スペクトラムの占有帯域を狭くすることができ、周波数利用効率を向上できるという効果が得られる。

100，150,700・・・送信装置；101,701・・・変調回路；102,702・・・波形整形フィルタ；103，201,703,801・・・DFT回路；104,704・・・分割フィルタ；105，203,705,803・・・周波数シフタ；106，205,706,806・・・位相器；107，206,707,807・・・加算器；108，207,708,808・・・IDFT回路；109,709・・・PAPR算出器；211・・・バッファ；110,710・・・最小PAPR信号選択器；120,121・・・プリアンブル付加部；160・・・コードブック；161・・・ビット系列；200，250,800・・・受信装置；202，802・・・抽出フィルタ；204・・・位相推定器；208,809・・・復調器；209・・・位相系列制御装置；210・・・誤り訂正符号化・復号化器；220,222・・・チャネル推定回路；221,223・・・チャネル補償回路

Claims (8)

1. 送信データを変調する変調部と、前記変調部が出力する変調信号を周波数領域の信号に変換する第１離散フーリエ変換部と、前記第１離散フーリエ変換部が出力するスペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割する第１周波数分割部と、前記第１周波数分割部が分割した各サブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数シフト部と、前記第１周波数シフト部が分散配置したサブスペクトラムに対して予め決められた複数の位相系列毎に位相シフトを行う第１位相部と、前記第１位相部が位相シフト後のサブスペクトラムを加算する第１加算部と、前記第１加算部が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する第１離散フーリエ逆変換部と、前記第１離散フーリエ逆変換部が出力する時間領域の送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の送信信号を選択する選択部とを有する送信装置と、
   前記送信装置から受信する時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する第２離散フーリエ変換部と、前記第２離散フーリエ変換部が出力するスペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割する抽出部と、前記抽出部が出力する各サブスペクトラムを分散配置する前の帯域にシフトする第２周波数シフト部と、前記第２周波数シフト部が出力する信号から送信装置側での位相シフト量を推定する位相推定部と、前記位相推定部が推定した位相シフト量により位相シフトする前のサブスペクトラムを復元する第２位相部と、前記第２位相部が出力する復元後の各サブスペクトラムを加算する第２加算部と、前記第２加算部が出力する周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する第２離散フーリエ逆変換部と、前記第２離散フーリエ逆変換部が出力する時間領域の信号を復調する復調部とを有する受信装置と
   を備える通信システムにおいて、
   前記送信装置は、前記複数の位相系列をサンプル番号として、前記サンプル番号毎に予め決められた第１ビット系列を誤り訂正符号化した第２ビット系列を生成する誤り訂正符号化部と、前記第２ビット系列または前記第２ビット系列に対応する第３ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出して前記第１位相部に出力する第１制御部とを有し、
   前記受信装置は、前記第２周波数シフト部が周波数シフトしたサブスペクトラム間の重畳領域の位相差を送信側と逆の処理により第４ビット系列に換算し、換算された第４ビット系列を誤り訂正復号化したビット系列を再び誤り訂正符号化した第５ビット系列を生成する誤り訂正符号化・復号化部と、前記第５ビット系列または前記第５ビット系列に対応する第６ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出して前記第２位相部に出力する第２制御部とを有する
   ことを特徴とする通信システム。
2. 請求項１に記載の通信システムにおいて、
   前記送信装置は、加算後の周波数領域の信号に予め決められた周波数領域のプリアンブルを付加する第１プリアンブル付加部および送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の信号に予め決められた時間領域のプリアンブルを付加する第２プリアンブル付加部の少なくとも一方をさらに有し、
   前記受信装置は、
   前記送信装置が前記第１プリアンブル付加部を有する場合、前記第１プリアンブル付加部が付加した周波数領域のプリアンブルに基づいて周波数選択性のチャネル特性の推定を行う第１チャネル推定部と、前記第１チャネル推定部が推定した周波数選択性のチャネル特性を補償する第１チャネル補償部とを前記第２離散フーリエ変換部の後に配置し、
   前記送信装置が前記第２プリアンブル付加部を有する場合、前記第２プリアンブル付加部が付加した時間領域のプリアンブルに基づいて時間選択性のチャネル特性の推定を行う第２チャネル推定部と、前記第２チャネル推定部が推定した時間選択性のチャネル特性を補償する第２チャネル補償部とを前記第２離散フーリエ変換部の前に配置する
   ことを特徴とする通信システム。
3. 請求項１または２に記載の通信システムにおいて、
   前記第２ビット系列は、前記第１ビット系列を畳込み符号化処理またはブロック符号化処理により生成され、
   畳込み符号化処理の場合は、畳込み符号化処理を行うときの符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態が前記送信装置と前記受信装置との間で共有され、
   ブロック符号化処理の場合は、ブロック化する符号の長さが前記送信装置と前記受信装置との間で共有され、誤り訂正符号アルゴリズムに基づき算出された前記第２ビット系列は、サブスペクトラムの生成区間またはサブスペクトラムの重畳領域の区間と同じ長さでブロック化されたブロック符号により構成される
   ことを特徴とする通信システム。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の通信システムにおいて、
   前記送信装置の前記第１位相部は、前記第１離散フーリエ変換部の処理単位または前記サブスペクトラム単位で位相シフトを行い、
   前記受信装置の前記位相推定部は、前記第２離散フーリエ変換部の処理単位または前記サブスペクトラム単位で位相差を推定し、前記第２位相部は、前記第２離散フーリエ変換部の処理単位または前記サブスペクトラム単位で逆位相シフトを行う
   ことを特徴とする通信システム。
5. 送信データを変調した変調信号を第１離散フーリエ変換処理により周波数領域のスペクトラムに変換し、前記スペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割して、分割された各サブスペクトラムを周波数軸上で分散配置し、分散配置されたサブスペクトラムに対して予め決められた複数の位相系列毎に位相シフトを行い、位相シフト後のサブスペクトラムを加算した時間領域の送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の送信信号を選択して送信する送信装置と、前記送信装置から受信する信号を第２離散フーリエ変換処理により、時間領域の受信信号を周波数領域のスペクトラムに変換し、変換されたスペクトラムから周波数軸上に分散配置された各サブスペクトラムを抽出し、抽出された各サブスペクトラムを分散配置する前の帯域に戻した後、送信装置側での位相シフト量を推定し、推定した位相シフト量に基づいて、送信装置側で位相シフトする前のサブスペクトラムを復元し、復元後の各サブスペクトラムを加算した時間領域の信号を復調する受信装置とを有する通信システムの通信方法であって、
   前記送信装置は、前記複数の位相系列をサンプル番号として、前記サンプル番号毎に予め決められた第１ビット系列を誤り訂正符号化した第２ビット系列または前記第２ビット系列に対応する第３ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出し、算出された位相シフト量で周波数軸上で分散配置された各サブスペクトラムの位相シフトを行い、
   前記受信装置は、周波数シフトされたサブスペクトラム間の重畳領域の位相差を送信側と逆の処理により第４ビット系列に換算し、換算された第４ビット系列を誤り訂正復号化したビット系列を再び誤り訂正符号化した第５ビット系列と前記第５ビット系列に対応する第６ビット系列の各ビットを位相値に換算した位相シフト量を算出し、算出された位相シフト量により、分散配置する前の帯域に周波数シフトされたサブスペクトラムの位相シフトを行う
   ことを特徴とする通信方法。
6. 請求項５に記載の通信方法において、
   前記送信装置は、加算後の周波数領域の信号への予め決められた周波数領域の第１プリアンブルの付加および送信信号に要する電力の時間的な変動量が最小となる位相系列の信号への予め決められた時間領域の第２プリアンブルの付加の少なくとも一方の処理を行い、
   前記受信装置は、
   前記送信装置が前記第１プリアンブルを付加する場合、前記第１プリアンブルに基づいて周波数選択性のチャネル特性を推定する処理と、推定された周波数選択性のチャネル特性を補償する処理とを前記第２離散フーリエ変換処理の後で行い、
   前記送信装置が前記第２プリアンブルを付加する場合、前記第２プリアンブルに基づいて時間選択性のチャネル特性を推定する処理と、推定された時間選択性のチャネル特性を補償する処理とを前記第２離散フーリエ変換処理の前に行う
   ことを特徴とする通信方法。
7. 請求項５または６に記載の通信方法において、
   前記第２ビット系列は、前記第１ビット系列を畳込み符号化処理またはブロック符号化処理により生成され、
   畳込み符号化処理の場合は、畳込み符号化処理を行うときの符号化器の初期状態または初期状態と終端時の状態が前記送信装置と前記受信装置との間で共有され、
   ブロック符号化処理の場合は、ブロック化する符号の長さが前記送信装置と前記受信装置との間で共有され、誤り訂正符号アルゴリズムに基づき算出された前記第２ビット系列は、サブスペクトラムの生成区間またはサブスペクトラムの重畳領域の区間と同じ長さでブロック化されたブロック符号により構成される
   ことを特徴とする通信方法。
8. 請求項５から７のいずれか一項に記載の通信方法において、
   前記送信装置は、前記第１離散フーリエ変換処理の処理単位または前記サブスペクトラム単位で位相シフトを行い、
   前記受信装置は、前記第２離散フーリエ変換処理の処理単位または前記サブスペクトラム単位で、位相差の推定と逆位相シフトとを行う
   ことを特徴とする通信方法。
   

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