JP6426637B2 - 通信システムおよび通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、帯域分散伝送方式を用いた通信技術に関する。

近年、通信システムにおける周波数帯域の利用効率を向上するために、送信側において、シングルキャリア変調信号を周波数領域で複数のサブスペクトラムに分割し、サブスペクトラムを分散配置する帯域分散伝送方式が考えられている。帯域分散伝送方式は、スペクトラムを分割して分散配置するため、送信信号のピーク対平均電力比(ＰＡＰＲ:Peak to Average Power Ratio)が増大するという問題があり、ＰＡＰＲを低減する技術が検討されている（例えば、非特許文献１参照）。ここで、帯域分散伝送方式を用いる通信においてＰＡＰＲを低減する技術について説明する。

図１５は、帯域分散伝送方式を用いる送信装置１５０の一例を示す。図１５において、送信装置１５０は、変調回路１０１、波形整形フィルタ１０２、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）回路１０３、分割フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎ_Ｄ、位相器１０５−１−１〜１０５−Ｃ−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ１０６−１−１〜１０６−Ｃ−Ｎ_Ｄ、加算器１０７−１〜１０７−Ｃ、ＩＤＦＴ（Inverse DFT）回路１０８−１〜１０８−Ｃ、ＰＡＰＲ算出回路１０９−１〜１０９−Ｃ，最小ＰＡＰＲ信号選択器１１０および位相系列制御装置１５１を備える。ここで、Ｎ_ＤおよびＣは正の整数である。

変調回路１０１は、送信データを例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの変調方式で変調する。

波形整形フィルタ１０２は、変調回路１０１が出力する変調信号の帯域を制限するためのフィルタである。

ＤＦＴ回路１０３は、波形整形フィルタ１０２から出力される変調信号を所定のＤＦＴ区間ごとに逐次周波数領域（スペクトラム）の信号に変換する。ここで、ＤＦＴ区間を処理時刻が早いものから順に“１番目のＤＦＴ区間”，“２番目のＤＦＴ区間”，…，“ｔ番目のＤＦＴ区間”，…，“ｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間”，…と称する。なお、ｔ，ｕは正の整数である。

分割フィルタ１０４−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、ＤＦＴ回路１０３が周波数領域に変換した変調信号の帯域をＮ_Ｄ個に分割するためのフィルタである。例えば、周波数領域に変換された各ＤＦＴ区間の変調信号は、分割フィルタ１０４−１〜１０４−Ｎ_Ｄにより、Ｎ_Ｄ個のサブ変調信号（サブスペクトラム）に分割される。ここで、処理時刻が早いものから順に“１番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，“２番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…，“ｔ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…，“ｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…と称する。各分割フィルタ１０４−ｋの出力信号は、Ｃ個に分岐され、１番目からＣ番目までの分岐信号が位相器１０５−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）にそれぞれ出力される。ここで、ｑ，ｋ，Ｃは正の整数である。

図１６（ａ）は、分割フィルタ１０４に入力する前のスペクトラムの一例を示し、図１６（ｂ）は、Ｎ_Ｄ＝４の場合に各分割フィルタから出力されるサブスペクトラムの一例を示す。

位相器１０５−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｃ個に分岐された分割フィルタ１０４−ｋの出力信号に予め決められた位相を加算する。位相器１０５−ｑ−ｋでは、式（１）で示す位相系列Θ_２，Θ_３，…，Θ_ｑ，…，Θ_Ｃを用いて、位相器１０５−ｑ−ｋに入力された各サブスペクトラムの位相をシフトする（図１６（ｃ））。ここで、位相系列制御装置１５１は、位相系列Θ_２，Θ_３，…，Θ_ｑ，…，Θ_Ｃを出力する。なお、位相系列Θ_２，Θ_３，…，Θ_ｑ，…，Θ_Ｃの情報は、受信装置２６０と共有される。

ここで、位相器１０５−ｑ−ｋに入力されるｔ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラムをＳＳ_ｔｋとする。そして、位相器１０５−ｑ−ｋは、式（２）で示す位相系列Θ_ｑの位相により、式（３）で示すｔ番目のＤＦＴ区間（ｔ）のサブスペクトラムＳＳ_ｔｋの位相シフトを行う。

位相乗算後の位相器１０５−ｑ−ｋの出力信号S^θ _tqは式（４）となる。

次に、周波数シフタ１０６−１−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ、１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、各サブスペクトラムを周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。

加算器１０７−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、周波数シフタ１０６−ｑ−ｋの出力信号を各組毎（同じｑ毎）にそれぞれＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。ここで、Ｎ_Ｄ＝４の場合の加算器１０７−ｑの出力信号の一例を図１６（ｄ）に示す。

ＩＤＦＴ１０８−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、加算器１０７−ｑの出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

ＰＡＰＲ算出回路１０９−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、ＩＤＦＴ１０８−ｑで変換された時間領域の信号についてＰＡＰＲを算出する。例えば、ＰＡＰＲ算出回路１０９−ｑは、ＩＤＦＴ１０８−ｑが出力する１番目のＤＦＴ区間に対応する信号を入力してＰＡＰＲを算出し、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１０に出力する。以降、２番目のＤＦＴ区間，…，ｔ番目のＤＦＴ区間，…，ｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間，…についても、１番目のＤＦＴ区間と同様に対応する信号のＰＡＰＲを算出し、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１０に出力する。

最小ＰＡＰＲ信号選択器１１０は、ＰＡＰＲ算出回路１０９−ｑが算出したＰＡＰＲのうち最も小さいＰＡＰＲの信号をＤＦＴ区間ごとに選択して送信する。例えば、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１０は、Ｃ＝２のＰＡＰＲ算出回路１０９−２が算出したＰＡＰＲが最も小さい場合、同じ系列（Ｃ＝２）のＩＤＦＴ１０８−２の出力信号を選択して送信する。

図１７は、帯域分散伝送方式を用いる受信装置２６０の一例を示す。図１７において、受信装置２６０は、ＤＦＴ回路２１１、抽出フィルタ２１２−１〜２１２−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ２１３−１〜２１３−Ｎ_Ｄ、位相推定器２１４−２〜２１４−Ｎ_Ｄ、位相器２１５−２〜２１５−Ｎ_Ｄ、加算器２１６、ＩＤＦＴ回路２１７および復調回路２１８を備える。

ＤＦＴ回路２１１は、受信信号を周波数領域の信号に変換する。

抽出フィルタ２１２−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｎ_Ｄ個に分岐されたＤＦＴ回路２１１の出力信号をそれぞれ入力し、Ｎ_Ｄ個のサブスペクトラムを抽出する。

周波数シフタ２１３−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、抽出フィルタ２１２−１〜２１２−Ｎ_Ｄが出力する各サブスペクトラムを送信装置１５０の周波数シフタ１０６−ｑ−１〜１０６−ｑ−Ｎ_Ｄで周波数シフトする前の帯域へ戻すように周波数をシフトする。

位相推定器２１４−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、周波数シフタ２１３−１〜２１３−Ｎ_Ｄのうち隣接するサブスペクトラムの信号の位相差を推定する。図１７において、例えば、位相推定器２１４−２は、周波数シフタ２１３−１と周波数シフタ２１３−２とのそれぞれの出力信号を入力し、送信装置１５０の位相器１０５−ｑ−２で位相シフトした位相差を推定する。

位相器２１５−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相推定器２１４−２〜２１４−Ｎ_Ｄがそれぞれ出力する信号により、サブスペクトラムＳＳ_ｔｑｋの位相を補償する。例えば、位相器２１５−２は、位相推定器２１４−２の出力信号により、サブスペクトラムＳＳ_ｔｑ２の位相を補償する。

加算器２１６は、周波数シフタ２１３−１および位相器２１５−２〜位相器２１５−Ｎ_Ｄのそれぞれの出力信号を加算し、送信装置１５０で複数のサブスペクトラムに分割する前の信号波形に戻す。

ＩＤＦＴ回路２１７は、加算器２１６の出力信号を入力して時間領域の信号に変換する。

復調回路２１８は、ＩＤＦＴ回路２１７が出力する変調信号を復調する。例えば、送信装置１５０の変調回路１０１がＱＰＳＫで変調した場合は、同じＱＰＳＫで受信データを復調する。

ここで、受信装置２６０の位相推定器２１４−ｋでは、周波数領域で隣接するサブスペクトラム（ＳＳ_{ｔｑｋ−１}とＳＳ_ｔｑｋ）が入力され、ＳＳ_{ｔｑｋ−１}とＳＳ_ｔｑｋとの遷移域における位相差Ｒ_ｔｑｋを計算する。なお、図１６（ａ）に示すように、送信装置１５０における各サブスペクトラムの遷移域同士は重畳しているため、隣接するサブスペクトラムの遷移域は同一の信号成分を有している。ここで、重畳している遷移域を重畳領域と称する。受信装置２６０では、この重畳領域の信号成分から位相差（位相シフト量）Ｒ_ｔｑｋを推定する。例えば、送信装置１５０側で位相シフトを行わないサブスペクトラムが最も低い周波数のサブスペクトラム（ＳＳ_ｔｑ１）とする場合、位相推定器２１４−２は、周波数シフタ２１３−１と２１３−２にて入力されたＳＳ_ｔｑ１とＳＳ_ｔｑ２から、ＳＳ_ｔｑ２でオフセットされた位相差Ｒ_ｔｑ２を推定する。そして、位相推定値(^θ_ｔｑ２)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｔｑ２）が位相器２１５−２に入力され、位相器２１５−２は、周波数シフタ２１３−２の出力信号にｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｔｑ２)）を乗算し、位相を補償する。次に、位相器２１５−２で位相補償された信号ＳＳ_ｔ２および周波数シフタ２１３−３の出力信号ＳＳ_ｔ３から位相推定器２１４−３が位相シフト量Ｒ_ｔｑ２を算出し、位相器２１５−３に位相推定量(^θ_ｔｑ３)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｔｑ３）を入力する。位相器２１５−３は、位相推定器２１４−３の出力(^θ_ｔｑ３)を用いて周波数シフタ２１３−３から出力されたＳＳ_ｔ３にｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｔｑ３)）を乗算し、位相を補償する。

図１８（ａ）は、ｋ＝４の場合の位相器２１５−ｋの入力信号を示し、図１８（ｂ）は、位相器２１５−ｋの出力信号を示す。また、図１８（ｃ）は、位相推定器２１４−ｋでの相関演算の様子を示す。

以降、位相推定器２１４−ｋは、位相器２１５−（ｋ−１）から出力されたＳＳ_{ｔｑｋ−１}と周波数シフタ２１３−ｋから出力されたＳＳ_ｔｑｋから位相差Ｒ_ｔｑｋを推定し、位相器２１５−ｋに位相推定量(^θ_ｔｑｋ)＝ａｔａｎ（Ｒ_ｔｑｋ）を出力する。位相器２１５−ｋは、周波数シフタ２１３−ｋから出力されたＳＳ_ｔｑｋにｅｘｐ（−ｊ(^θ_ｔｑｋ)）を乗算して、位相補償を行う。

なお、各サブスペクトラムの信号成分は、ＤＦＴ処理により周波数軸上で離散化されている。ここで、図１８（ｃ）に示すように、サブスペクトラムＳＳ_ｔｑｋの低周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からＬ_ｔｑｋ１，Ｌ_ｔｑｋ２，…，Ｌ_ｔｑｋｐ高周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からＨ_ｔｑｋ１，Ｈ_ｔｑｋ２，…，Ｈ_ｔｑｋｐとする。ｐは、ＤＦＴ処理により周波数領域に生成される離散化された信号点の内、遷移域の帯域に含まれる信号成分の数である。例えば、ＤＦＴ処理の周波数分解能がｒ、遷移域の帯域幅がＢ_ｔのとき、ｐ＝［Ｂ_ｔ／ｒ］となる。ただし、記号［ｘ］はｘを超えない最大の整数を示す。

位相差Ｒ_ｔｑｋは、式（５）に示すように、隣接するサブスペクトラムＳＳ_ｔｋ−１の高周波数側の信号成分とＳＳ_ｔｋの低周波数側の信号成分との複素共役を乗算し、周波数軸方向に平滑化して得られる。

図１８（ｃ）は、ｐ＝３のときの一例を示す。このときＲ_ｔｑｋは式（６）で表される。

このようにして、受信装置２６０は、隣接するサブスペクトラム間の位相差をＤＦＴ区間ごとに逐次推定し、送信装置１５０側の位相シフトで生じた位相オフセットを補償する。

宮武遼，阿部順一，杉山隆利"帯域分散伝送方式におけるPAPR低減に関する一検討"，総合大会，電子情報通信学会，2015年3月．

従来技術では、受信装置２６０において、隣接するサブスペクトラム間の位相差から送信装置１５０の位相器１０５−ｑ−１〜１０５−ｑ−Ｎ_Ｄで位相シフトした位相系列を推定している。ところが、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐが十分ではない場合、位相差Ｒ_ｔｑｋの推定誤差が増大する。その結果、受信装置２６０において、受信信号のビット誤り率（ＢＥＲ(Bit Error Rate)）特性が劣化するという課題が生じる。また、従来技術では、平滑化する区間において、フェージングにより時間的もしくは周波数的に電力が変動する区間が含まれる場合、位相差Ｒ_ｔｑｋの推定誤差が増大する。その結果、受信信号のビット誤り率特性が劣化するという課題が生じる。

本発明は、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上できる通信システムおよび通信方法を提供することを目的とする。

本発明に係る通信システムは、送信データを変調する変調部と、変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは３以上の整数）個のサブスペクトラムに分割し、Ｐ個（Ｐは２以上の整数）に複製してＰ個の送信信号候補を生成する分割部と、Ｐ個に複製された送信信号候補のそれぞれに対して、Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後のＮ個のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ（２≦Ｍ≦Ｎ−１の整数）個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理および複数の時間区間で同じ位相シフトを行う処理の少なくとも一方の処理を行う第１位相部と、分散配置および位相シフトされたＮ個のサブスペクトラムを加算した送信信号の信号電力の時間的な変動量が最小となる送信信号候補の信号を選択して送信する選択部とを有する送信装置と、受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、抽出部が抽出した分散配置後または第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ個のサブスペクトラム間の重畳領域における複数の推定位相差および複数の時間区間における複数の推定位相差の少なくとも一方の推定位相差に所定の荷重を掛けて平滑化して位相補正値を算出する位相平滑化部と、位相平滑化部が算出した位相補正値により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算後に時間領域の信号に変換して受信データを復調する復調部とを有する受信装置とを備えることを特徴とする。

本発明に係る通信方法は、送信装置側において、変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは３以上の整数）個のサブスペクトラムに分割し、Ｐ個（Ｐは２以上の整数）に複製してＰ個の送信信号候補を生成する処理と、Ｐ個に複製された送信信号候補のそれぞれに対して、Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する処理と、分散配置前または分散配置後のＮ個のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ（２≦Ｍ≦Ｎ−１の整数）個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理および複数の時間区間で同じ位相シフトを行う処理の少なくとも一方の処理と、分散配置および位相シフトされたＮ個のサブスペクトラムを加算した送信信号の信号電力の時間的な変動量が最小となる送信信号候補の信号を選択して送信する処理とを行い、受信装置側において、受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する処理と、分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す処理と、分散配置後または復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ個のサブスペクトラム間の重畳領域における複数の推定位相差および複数の時間区間における複数の推定位相差の少なくとも一方の推定位相差に所定の荷重を掛けて平滑化して位相補正値を算出する処理と、位相補正値により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する処理と、位相補正されたＮ個のサブスペクトラムを加算後に時間領域の信号に変換して受信データを復調する処理とを行うことを特徴とする。

本発明に係る通信システムおよび通信方法は、送信側において、複数のＤＦＴ区間で共通の位相シフト量となるように位相シフトを行い、複数のＤＦＴ区間内において送信信号の電力の時間的な変動が最も小さい信号を送信する。そして、受信側においては、送信側と同様のＤＦＴ区間もしくはそれ以下の長さのＤＦＴ区間で時間方向の位相推定値の荷重付き平滑化処理を行うこと、周波数方向においても共通の遷移域内にて受信電力強度に応じた荷重付き平滑化処理を行うこと、の少なくとも１つの処理を行う。これにより、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足で劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

或いは、送信側において、位相シフト後にサブスペクトラム間の位相差が複数のサブスペクトラムで同じ値となるよう設定する。これにより、位相シフト量は、時間方向ではなく周波数方向においても同じ値に設定される。送信側のそして、受信側において、複数のサブスペクトラムの位相差の荷重付き平滑化処理を行う。これにより、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足で劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

また、フェージングにより、平滑化する区間において、時間的もしくは周波数的に電力が変動する区間が含まれる場合、該当区間の荷重を小さくするか、該当区間を使用しないようにする。これにより、フェージングの影響が軽減され、位相差Ｒ_ｔｑｋの推定誤差を小さくすることができる。その結果、受信信号のＢＥＲ特性が向上することができるという効果が得られる。

なお、位相推定精度の向上により、必要となるサブスペクトラムの遷移域を削減できるので、スペクトラムの占有帯域を削減でき、周波数利用効率が向上するという効果も得られる。

本実施形態に係る送信装置の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の一例を示す図である。 隣接するサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理の一例を示す図である。 本実施形態に係る送信処理の一例を示す図である。 本実施形態に係る受信処理の一例を示す図である。 位相の硬判定なしの場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。 位相の硬判定ありの場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。 平滑化数に応じた送信信号のＰＡＰＲ特性の一例を示す図である。 平滑化サンプル数と位相シフト量の誤判定確率およびＰＡＰＲ特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＱＰＳＫ変調でサブスペクトラムの数Ｎ_Ｄ＝１６の条件における計算機シミュレーション結果の一例を示す図である。 応用例の送信装置の一例を示す図である。 応用例の受信装置の一例を示す図である。 応用例の送信処理の一例を示す図である。 応用例の受信処理の一例を示す図である。 比較例の送信装置の一例を示す図である。 比較例の送信装置のスペクトラムの一例を示す図である。 比較例の受信装置の一例を示す図である。 比較例の受信装置のスペクトラムの一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明に係る通信システムおよび通信方法の実施形態について説明する。
（第１実施形態）
［送信装置５０］
図１は、本実施形態に係る通信システム７０における送信装置５０の一例を示す。なお、本実施形態では、通信システム７０は、送信装置５０と受信装置６０とを有する。

図１において、送信装置５０は、変調回路１、波形整形フィルタ２、ＤＦＴ回路３、分割フィルタ４−１〜４−Ｎ_Ｄ、位相器５−１−１〜５−Ｃ−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ６−１−１〜６−Ｃ−Ｎ_Ｄ、加算器７−１〜７−Ｃ、ＩＤＦＴ回路８−１〜８−Ｃ、ＰＡＰＲ算出回路９−１〜９−Ｃ、バッファ１０−１−１〜バッファ１０−Ｃ−１、バッファ１０−１−２〜バッファ１０−Ｃ−２および最小ＰＡＰＲ信号選択器１１を有する。ここで、Ｎ_ＤおよびＣは正の整数である。

変調回路１は、送信データをＱＰＳＫなどの変調方式で変調する。

波形整形フィルタ２は、変調回路１が出力する変調信号の帯域を制限するためのフィルタである。

ＤＦＴ回路３は、波形整形フィルタ２から出力される変調信号を所定のＤＦＴ区間ごとに逐次周波数領域（スペクトラム）の信号に変換する。ここで、処理時刻が早いものから順に“１番目のＤＦＴ区間”，“２番目のＤＦＴ区間”，…，“ｔ番目のＤＦＴ区間”，…，“ｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間”，…と称する。なお、ｔ，ｕは正の整数である。

分割フィルタ４−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、ＤＦＴ回路３がＤＦＴ区間毎に周波数領域に変換した変調信号の帯域をＮ_Ｄ個に分割する。分割フィルタ４−１〜４−Ｎ_Ｄは、予め設定されたフィルタ係数を変調信号に乗算することで、Ｎ_Ｄ個のサブ変調信号（サブスペクトラム）を生成する。そして、分割フィルタ４−ｋのそれぞれの出力信号はＣ個に分岐される。ここで、ｋは正の整数である。サブスペクトラムを処理時刻が早いものから順に“１番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，“２番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…，“ｔ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…，“ｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラム”，…と称する。なお、分割フィルタ４−ｋは、従来技術で説明した図１６（ａ）および図１６（ｂ）と同様に動作する。

位相器５−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ，１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｃ個に分岐された分割フィルタ４−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）の出力をそれぞれ入力する。ここで、ｑは正の整数である。例えば、Ｃ個の内の１番目のＮ_Ｄ個のサブスペクトラムは位相器５−１−ｋ、２番目のＮ_Ｄ個のサブスペクトラムは位相器５−２−ｋ、…、Ｃ番目のＮ_Ｄ個のサブスペクトラムは位相器５−Ｃ−ｋにそれぞれ入力される。ここで、位相系列制御装置５１は、位相器５−Ｃ−ｋに位相情報を出力する。位相系列制御装置５１から出力される位相情報は、例えば、ランダムに生成した位相値や、円を等分割（２πを等分割）することで生成される位相の組み合わせなどが使用される。なお、位相情報は、受信装置６０と共有される。そして、位相器５−Ｃ−ｋは、位相系列制御装置５１から入力する位相情報に基づいて各サブスペクトラムに位相シフトを付加する。

例えば、本実施形態では、位相器５−ｑ−ｋは、式（７）で示す位相系列Θ_２，Θ_３，…，Θ_ｑ，…，Θ_Ｃを用いて、位相器５−ｑ−ｋに入力された各サブスペクトラムの位相をシフトする。

ここで、位相器５−ｑ−ｋに入力されるｔ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラムをＳＳ_ｔｋとする。そして、位相器５−ｑ−ｋは、式（８）で示す位相系列Θ_ｑの位相により、式（９）で示すｔ番目のＤＦＴ区間のサブスペクトラムＳＳ_ｔｋの位相シフトを行う。

位相乗算後の位相器５−ｑ−ｋの出力信号S^θ _tqは式（１０）となる。

周波数シフタ６−ｑ−ｋ（１≦ｑ≦Ｃ，１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、各サブスペクトラムを周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。ここで、周波数シフタ６−２−ｋの各サブスペクトラム、周波数シフタ６−３−ｋの各サブスペクトラム、…、周波数シフタ６−Ｃ−ｋの各サブスペクトラムは、周波数シフタ６−１−ｋの各サブスペクトラムと同様のシフト量だけ周波数シフトさせて分散配置する。

加算器７−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、周波数シフタ６−ｑ−ｋの出力信号を各組毎（同じｑ毎）にＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算する。

ＩＤＦＴ回路８−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、加算器７−ｑの出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。例えば、ＩＤＦＴ８−１は、加算器７−１の出力信号を周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

ＰＡＰＲ算出回路９−ｑ（１≦ｑ≦Ｃ）は、ＩＤＦＴ８−ｑで時間領域の信号に変換された信号についてＰＡＰＲを算出する。

以下、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑと、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑが算出したＰＡＰＲを格納するバッファ１０−ｑ−１と、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１との動作について説明する。例えば、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑは、ＩＤＦＴ８−ｑが出力する１番目のＤＦＴ区間の信号に着目し、電力の時間的な変動量を算出する。ここで、電力の時間的な変動を表す数値として、本実施形態では、信号の一定時間区間における最大の電力と平均の電力の比（ＰＡＰＲ）を使用する。算出されたＰＡＰＲは、バッファ１０−ｑ−１に格納される。以降、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑは、ｕ番目のＤＦＴ区間までＰＡＰＲの算出を行う。ここで、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑは、算出したｕ通りのＰＡＰＲから特定の規範に従って代表値を算出する。本実施形態では、特定の規範として、ｕ通りのＰＡＰＲの和を取った値を代表値とする。このＰＡＰＲ算出処理および代表値の算出は、分岐したＣ通りの全ての信号について行われる。そして、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１は、Ｃ通りの代表値の中でＰＡＰＲが最も小さい信号を選択して送信する。ここで、ＰＡＰＲは、入力される信号に対して２乗した値の最大値と平均値とを求め、最大値／平均値（最大値を平均値で割った値）を計算することにより算出できる。

このようにして、送信装置５０は、送信データを変調して複数のサブスペクトラムに分割し、位相シフトおよび周波数シフトを行って加算した信号のＰＡＰＲを算出し、ＰＡＰＲが最小となる位相系列θ_ｑの信号を受信装置６０に送信する。
［受信装置６０］
図２は、本実施形態に係る通信システム７０の受信装置６０の一例を示す。図２において、受信装置６０は、ＤＦＴ回路２１、抽出フィルタ２２−１〜２２−Ｎ_Ｄ、周波数シフタ２３−１〜２３−Ｎ_Ｄ、位相差推定器２４−２〜２４−Ｎ_Ｄ、荷重付平滑化回路２５−２〜２５−Ｎ_Ｄ、荷重算出器２６−２〜２６−Ｎ_Ｄ、バッファ２７−２〜２７−Ｎ_Ｄ、荷重算出器２８−２〜２８−Ｎ_Ｄ、荷重付平滑化回路２９−２〜２９−Ｎ_Ｄ、バッファ３０−２〜３０−Ｎ_Ｄ、位相器３１−２〜３１−Ｎ_Ｄ、加算器３２、ＩＤＦＴ回路３３、復調回路３４および位相平滑化数制御装置６１を有する。

ここで、受信装置６０は、送信装置５０で位相シフトする前のスペクトラムを復元後に復調する必要がある。そこで、送信装置５０は、特定のサブスペクトラムの位相シフト量を位相の基準として位相シフトせずに固定し、この固定するサブスペクトラムの情報を送信装置５０と受信装置６０との間で共有する。本実施形態では、最も周波数が低いサブスペクトラム（ＳＳ_ｔ１）の位相シフト量を０とする。

以下、図２の受信装置６０について説明する。

ＤＦＴ回路２１は、送信装置５０からの受信信号を周波数領域の信号に変換する。

抽出フィルタ２２−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、Ｎ_Ｄ個に分岐されたＤＦＴ回路２１の出力信号をそれぞれ入力し、Ｎ_Ｄ個のサブスペクトラムを抽出する。

周波数シフタ２３−ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、抽出フィルタ２２−１〜２２−Ｎ_Ｄが出力する各サブスペクトラムを送信装置５０の周波数シフタ６−ｑ−１〜６−ｑ−Ｎ_Ｄが周波数シフトする前の帯域に戻すようにシフトする。

位相差推定器２４−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、周波数シフタ２３−１〜２３−Ｎ_Ｄのうち隣接するサブスペクトラムの信号の位相差を推定する。図２において、例えば、位相差推定器２４−２は、周波数シフタ２３−１と周波数シフタ２３−２とのそれぞれの出力信号を入力し、送信装置５０の位相器５−ｑ−２で位相シフトした位相差を推定する。なお、位相差の推定方法は後述する。

荷重付平滑化回路２５−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相差推定器２４−ｋの出力信号を入力し、荷重付きの平滑化を行う。

荷重算出器２６−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相差推定器２４−ｋの出力信号に基づいて、荷重値を算出する。

バッファ２７−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、荷重付平滑化回路２５−ｋが出力する信号を格納する。

荷重算出器２８−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、バッファ２７−ｋに格納されたｕ通りのＤＦＴ区間の信号を基に荷重値を算出する。

荷重付平滑化回路２９−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、荷重算出器２８−ｋが算出した荷重値を用いて、バッファ２７−ｋに格納されているｕ通りのＤＦＴ区間の信号を荷重付きで平滑化する。

バッファ３０−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、周波数シフタ２３−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）が出力する信号を格納する。

位相器３１−ｋ（２≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、荷重付平滑化回路２９−ｋが出力する位相シフト量に基づいて、バッファ３０−ｋに格納されたＳＳ_ｔｑｋからＳＳ_{（ｔ＋ｕ）ｑｋ}までのサブスペクトラムの位相を補償する。

加算器３２は、位相器３１−ｋが出力する位相補償されたＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算して分割前のスペクトラムを復元する。

ＩＤＦＴ回路３３は、加算器３２が出力するスペクトラムを入力して時間領域の信号に変換する。

復調回路３４は、ＩＤＦＴ回路３３が出力する変調信号を復調して受信データを出力する。例えば、送信装置５０の変調回路１がＱＰＳＫで変調した場合は、同じＱＰＳＫで受信データを復調する。

位相平滑化数制御装置６１は、荷重付平滑化回路２９−ｋが位相を平滑化するときの平滑化数を制御する。なお、平滑化数については後述する。

このようにして、受信装置６０は、送信装置５０から受信する信号を復調することができる。特に、本実施形態に係る受信装置６０は、分散配置前の帯域に戻したサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラム間の重畳領域の位相差から位相シフト量を推定して荷重付きで平滑化する（周波数領域での平滑化）。さらに、ｕ＋１個のＤＦＴ区間において、周波数領域で平滑化した位相シフト量を荷重付きで平滑化する（時間領域での平滑化）。これにより、本実施形態では、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

次に、受信装置６０の位相差推定器２４−ｋの動作について詳しく説明する。位相差推定器２４−ｋは、周波数領域で隣接するサブスペクトラム（ＳＳ_{ｔｑｋ−１}とＳＳ_ｔｑｋ）の遷移域における位相差Ｒ_ｔｑｋを計算する。ここで、送信装置５０において、各サブスペクトラムの遷移域同士は重畳しているため、隣接するサブスペクトラムの遷移域は同一の信号成分を含んでいる。受信装置６０では、送信装置５０で重畳している遷移域（重畳領域）の信号成分から位相差Ｒ_ｔｑｋを推定する。

なお、周波数が一番低いサブスペクトラムＳＳ_ｔ１ｋは、送信装置５０で位相シフトが行われていないため、まず、位相差推定器２４−２は、周波数シフタ２３−１および周波数シフタ２３−２から出力されるＳＳ_ｔ１ｋおよびＳＳ_ｔ２ｋを用いて、ＳＳ_ｔ２ｋの位相シフト量Ｒ_ｔ２ｋを推定する。そして、推定値＾θ_ｔｑ２＝ａｔａｎ（Ｒ_ｔ２ｋ）は、荷重付平滑化回路２５−２で平滑化され、その出力はｕ個分のＤＦＴ区間でバッファ２７−２に蓄積される。その後、荷重付平滑化回路２９−２は、ｕ個のＤＦＴ区間で受信電力レベルに応じた荷重付きの平滑化処理を行う。そして、位相器３１−２は、荷重付きの平滑化処理が行われた位相シフト量を入力し、周波数シフタ２３−２の出力信号にｅｘｐ（−ｊ(＾θ_ｔｑ２)）を乗算して位相を補償する。

なお、荷重付平滑化回路２９−２は、ｔ番目からｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間における位相推定値Ｒ_ｔ２ｋからＲ_{（ｔ＋ｕ）２ｋ}までのｕ個の位相推定値の平滑化、もしくはｔ番目からｔ＋ｕ番目以下のＤＦＴ区間での平滑化を行い、平滑化した結果を出力する。このとき、ｔ番目からｔ＋ｕ番目のＤＦＴ区間において、ＤＦＴ区間ごとに受信電力強度が異なる場合、受信電力強度が高い信号ほど信号対雑音電力比（Ｓ(signal)／Ｎ(Noise)）が良い確率が高いとみなし、荷重算出器２８−２で受信電力強度に応じた荷重を求め、荷重付平滑化回路２９−２で荷重付の平滑化を行う。

ここで、受信電力強度が一定の場合、荷重付平滑化回路２９−２は、式（１１）に示す計算を行う。

また、受信電力強度が一定でない場合、荷重付平滑化回路２９−２は、受信電力に応じた荷重をｗ_ｔｑ２、ｗ_ｔｑ２、ｗ_ｔｑ２，ｗ_{（ｔ＋１）ｑ２}，…，ｗ_{（ｔ＋ｕ）ｑ２}として、式（１２）に示す計算を行う。

ここで、ｗは例えば電力強度に比例した値でもよいし、電力強度の２乗に比例した値でもよい。

同様に、位相差推定器２４−３は、位相器３１−２で位相補償された信号ＳＳ_ｔｑ２と、周波数シフタ２３−３の出力信号ＳＳ_ｔｑ３とを入力し、位相シフト量Ｒ_ｔｑ３を推定する。そして、荷重付平滑化回路２５−３で平滑化された位相シフト量がｔ番目からｔ＋ｕ番目までのＤＦＴ区間でバッファ２７−３に格納される。荷重付平滑化回路２９−３は、ｔ番目からｔ＋ｕ番目までのＤＦＴ区間の位相シフト量を平滑化し、位相器２１−３に平滑化後の位相シフト量(＾θ_ｔｑ３)を出力する。位相器３１−３は、荷重付平滑化回路２９−３の出力を用いて周波数シフタ２３−３から出力されるＳＳ_ｔｑ３にｅｘｐ（−ｊ(＾θ_ｔｑ３)）を乗算し、位相を補償する。

以降、位相差推定器２４−ｋ（４≦ｋ≦Ｎ_Ｄ）は、位相器３１−（ｋ−１）から出力されたＳＳ_{ｔｑ（ｋ−１）}と周波数シフタ２３−ｋから出力されたＳＳ_ｔｑｋとから位相シフト量Ｒ_ｔｑｋを推定する。そして、荷重付平滑化回路２５−ｋで平滑化された位相シフト量は、ｔ番目からｔ＋ｕ番目までのＤＦＴ区間でバッファ２７−ｋに格納される。荷重付平滑化回路２９−ｋは、ｔ番目からｔ＋ｕ番目までのＤＦＴ区間の位相シフト量を平滑化し、位相器２１−ｋに平滑化後の位相シフト量(＾θ_ｔｑｋ)を出力する。そして、位相器３１−ｋは、荷重付平滑化回路２９−ｋの出力を用いて周波数シフタ２３−ｋから出力され、バッファ３０−ｋに蓄積されたＳＳ_ｔｑｋにｅｘｐ（−ｊ(＾θ_ｔｑｋ)）を乗算し、位相を補償する。

ここで、各サブスペクトラムの信号成分は、ＤＦＴ処理により周波数軸上で離散化されている。また、従来技術の図１８（ｃ）で説明したように、サブスペクトラムＳＳ_ｔｑｋの低周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からＬ_ｔｑｋ１，Ｌ_ｔｑｋ２，…，Ｌ_ｔｑｋｐとし、高周波数側の遷移域において離散化された信号成分を低周波数側からＨ_ｔｑｋ１，Ｈ_ｔｑｋ２，…，Ｈ_ｔｑｋｐとする。ただし、ｐは、ＤＦＴ処理により生成される離散化された信号点の内、遷移域の帯域に含まれる信号成分の数である。例えば、ＤＦＴの周波数分解能がｒ、遷移域の帯域幅がＢ_ｔのとき、ｐ＝［Ｂ_ｔ／ｒ］となる。ここで、記号［ｘ］はｘを超えない最大の整数を示す。

位相差Ｒ_ｔｑｋは、隣接するサブスペクトラムＳＳ_{ｔｑｋ−１}およびＳＳ_ｔｑｋの高周波数側の信号成分と低周波数側の信号成分の複素共役を乗算し、周波数軸方向に平滑化して得られる。ここで、同じ遷移域内に存在する離散化された信号成分（Ｌ_ｔｑｋ１，Ｌ_ｔｑｋ２，…，Ｌ_ｔｑｋｐなど）の電力強度に違いがある場合、強度が高い信号ほど信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）が良い確率が高いとみなし、受信電力強度に応じた荷重を設定して、荷重付の平滑化を行う。

式（１３）は、荷重付き平均を用いない場合の平滑化処理を示す。

ｐ＝３の場合、Ｒ_ｔｑｋは式（１４）で表される。

また、荷重の値をｖ_ｔｑｋｉとすると、荷重付き平均を用いる場合の平滑化処理は、式（１５）で表される。

ここで、ｖ_ｔｑｋｉは、例えば電力強度に比例した値でもよいし、電力強度の２乗に比例した値でもよい。

このようにして、受信装置６０は、隣接するサブスペクトラム間の位相差をＤＦＴ区間ごとに逐次推定し、送信装置５０側での位相シフト処理により生じた位相オフセットを補償することができる。

次に、本実施形態に係る送信装置５０において、隣接する複数のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う例について説明する。

図３は、隣接する２つのサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う一例を示す。ここで、スペクトラムの分割数Ｎ_Ｄ＝８、隣接するサブスペクトラム数Ｍ＝２とする。隣接するサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理は、複数のＤＦＴ区間（例えば８個のＤＦＴ区間）の各ＤＦＴ区間において行われ、図３の例では、ある１つのＤＦＴ区間における８個のサブスペクトラムについて処理が行われる。ここで、Ｍは「同じ位相シフト（位相回転）が加わっているサブスペクトラム」の数を表し、Ｍは２≦Ｍ≦Ｎ_Ｄ−１の整数である。例えば、図３において、サブスペクトラム３とサブスペクトラム４の２個のサブスペクトラム間の位相差が同じΔθ_１になるように位相シフトが行われる。同様に、サブスペクトラム１とサブスペクトラム２の２個のサブスペクトラム間の位相差は０、サブスペクトラム５とサブスペクトラム６の２個のサブスペクトラム間の位相差はΔθ_２、サブスペクトラム７とサブスペクトラム８の２個のサブスペクトラム間の位相差はΔθ_３、となるように位相シフトが行われる。

このように、本実施形態に係る送信装置５０は、周波数帯域が隣接するＭ個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行っている。

また、送信装置５０は、同一のＤＦＴ区間において、位相器５−ｑ−ｋに与える位相シフト量が隣接するＭ個（２≦Ｍ≦Ｎ_Ｄ−１）のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行い、受信装置６０は、位相平滑化数制御装置６１から出力される平滑化するサブスペクトラム数Ｍの値に基づいて、Ｍ個のサブスペクトラムの重畳領域での位相差を単純平均もしくは荷重付きで平滑化を行う。これにより、受信側での位相推定精度を向上することができる。ここで、荷重付き平滑化処理を行うときの荷重は、例えば、受信電力強度に応じて設定することができる。この場合、受信電力強度が強くなるほど荷重を大きくし、逆に受信電力強度が弱くなるほど荷重を小さくする。

また、送信側で使用する全ての位相シフト量の値θ_ｑｋを送信装置５０と受信装置６０との間で予め共有しておき、位相の硬判定により受信側の位相推定値に最も近い位相シフト量の値θ_ｑｋを用いて位相補償を行うことにより、受信装置６０での位相推定精度を向上することもできる。

また、図１に示した送信装置５０の構成において、周波数シフタ６−ｑ−ｋを位相器５−ｑ−ｋと加算器７−ｑとの間ではなく、分割フィルタ４−ｋと位相器５−ｑ−ｋとの間に配置し、周波数シフタ６−ｑ−ｋでサブスペクトラムを分散配置後に、各サブスペクトラムに対して位相器５−ｑ−ｋが位相シフトするようにしてもよい。

また、送信装置５０がＰＡＰＲを算出するＤＦＴ区間の長さを示す情報は、受信装置６０側で既知である必要があるが、例えば送信装置５０と受信装置６０とが通信を開始する時に、送信装置５０から受信装置６０に当該情報を通知するようにしてもよいし、受信装置６０が受信信号から推定するようにしてもよい。

また、図２に示した受信装置６０の構成において、周波数シフタ２３−ｋを抽出フィルタ２２−ｋと位相差推定器２４−ｋとの間ではなく、位相器３１−ｋと加算器３２−ｋとの間に配置してもよい。
［送信処理］
図４は、本実施形態における送信処理の一例を示す。なお、図４の送信処理は、送信装置５０で行われる。

ステップＳ１０１において、時間領域の信号の時間区間を示す変数ｔ（ｔは正の整数）をｔ＝１に初期化する。なお、時間区間ｔは、ＤＦＴ回路３が処理するＤＦＴ区間の順番を示す変数ｔと同様に扱うことができる。例えば、時間区間ｔにおいてＤＦＴ処理するＤＦＴ区間の順番がｔとなる。

ステップＳ１０２において、時間区間ｔにおける送信データが変調回路１に入力される。

ステップＳ１０３において、変調回路１は、入力する時間区間ｔの送信データをＱＰＳＫなどの変調方式で変調する。

ステップＳ１０４において、波形整形フィルタ２は、窓関数などにより、変調回路１が出力する変調信号の波形を整え、ＤＦＴ回路３により周波数領域の信号に変換される。

ステップＳ１０５において、Ｎ_Ｄ個の分割フィルタ４−ｋは、ＤＦＴ回路３が周波数領域に変換した変調信号のスペクトラムをＮ_Ｄ個のサブスペクトラムに分割する。

ステップＳ１０６において、１からＣまでのＣ個の位相系列を示す変数ｑをｑ＝１に初期化する。

ステップＳ１０７において、位相器５−ｑ−ｋは、位相系列制御装置５１から与えられる位相系列制御値（位相系列θ_ｑ）を基づいて、隣接するＭ個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う。なお、位相系列制御装置５１は、受信装置６０との間で位相系列θ_ｑの情報を共有している。

ステップＳ１０８において、周波数シフタ６−ｑ−ｋは、位相器５−ｑ−ｋが出力する位相シフト後の各サブスペクトラムの周波数をシフトする。なお、シフトする周波数は予め決められている。

ステップＳ１０９において、加算器７−ｑは、Ｎ_Ｄ個の周波数シフタ６−ｑ−ｋがそれぞれ出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算し、加算後のスペクトラムは、ＩＤＦＴ回路８−ｑにより時間領域の信号に変換される。なお、ＩＤＦＴ回路８−ｑにより変換された時間領域の信号は、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑに入力されるとともに、位相系列θ_ｑ毎、且つ、時間区間ｔ毎の時間領域の信号がバッファ１０−ｑ−２に格納される。

ステップＳ１１０において、ＰＡＰＲ算出回路９−ｑは、ＩＤＦＴ回路８−ｑが出力するＤＦＴ区間ｔの時間領域の信号からＰＡＰＲを算出する。

ステップＳ１１１において、位相系列θ_ｑの時間区間ｔにおけるＰＡＰＲをバッファ１０−ｑ−１に格納する。例えば、位相系列θ_１の時間区間ｔ＝１におけるＰＡＰＲがバッファ１０−１−１に格納される。位相系列θ_２から位相系列θ_Ｃについても同様に、時間区間ｔ＝１におけるＰＡＰＲがバッファ１０−２−１からバッファ１０−Ｃ−１にそれぞれ格納される。また、時間区間ｔ＝２から時間区間ｔ＝ｕ＋１についても同様に、位相系列θ_１から位相系列θ_Ｃに対するそれぞれのＰＡＰＲがバッファ１０−１−１からバッファ１０−Ｃ−１にそれぞれ格納される。このようにして、位相系列θ_ｑ毎、且つ、時間区間ｔ毎に算出された各ＰＡＰＲがバッファ１０−ｑ−１に格納される。

ステップＳ１１２において、１からＣ番目までの全ての位相系列ｑについてステップＳ１０７からステップＳ１１１までの一連の処理が終了したか否かを判別する。一連の処理が位相系列ｑのＣ番目まで終了した場合はステップＳ１１３の処理に進み、Ｃ番目まで終了していない場合はステップＳ１１４の処理に進む。

ステップＳ１１３において、１から（ｕ＋１）番目までの各時間区間（ＤＦＴ区間）ｔについてステップＳ１０２からステップＳ１１２までの処理が終了したか否かを判別し、一連の処理が（ｕ＋１）番目まで終了した場合はステップＳ１１５の処理に進み、（ｕ＋１）番目まで終了していない場合はステップＳ１１６の処理に進む。

ステップＳ１１４において、次に処理する位相系列（ｑ＋１）が設定される。

ステップＳ１１５において、位相系列θ_Ｃ、且つ、時間区間ｔ＝ｕ＋１まで終了したら、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１は、ｑ＝Ｃかつｔ＝ｕ＋１までのＰＡＰＲをバッファ１０−ｑ−１に格納し終えたら、位相系列θ_ｑ（ｑ＝１〜Ｃ）によって位相シフトされたｕ＋１個のＰＡＰＲの中で最も大きいＰＡＰＲを位相系列θ_ｑ（ｑ＝１〜Ｃ）におけるＰＡＰＲの代表値として抽出する。例えば、時間区間ｔ＝３の位相系列θ_２のＰＡＰＲが最大の場合、時間区間ｔ＝３の位相系列θ_２のＰＡＰＲを代表値として抽出する。同様に、位相系列θ_１からθ_Ｃまでの位相系列毎のｕ＋１個のＰＡＰＲの中で最も大きいＰＡＰＲを当該位相系列θ_ｑにおけるＰＡＰＲの代表値として抽出する。そして、バッファ１０−ｑ−１に保持された位相系列θ_１からθ_Ｃまでの位相系列毎のＰＡＰＲの代表値の中で最小となるＰＡＰＲに対応する位相系列θ_ｑに対応する時間区間ｔの信号をバッファ１０−１−２から読み出して出力する。

ステップＳ１１６において、次に処理する時間区間（ｔ＋１）が設定される。

このようにして、送信装置５０は、送信データを変調して複数のサブスペクトラムに分割し、位相シフトおよび周波数シフトを行って加算した信号のＰＡＰＲを算出し、ＰＡＰＲが最小となる位相系列θ_ｑの信号を受信装置６０に送信する。

図５は、本実施形態における受信処理の一例を示す。なお、図５の受信処理は、受信装置６０で行われる。

ステップＳ２０１において、ＤＦＴ回路２１は、送信装置５０から受信する受信信号を周波数領域の信号に変換し、Ｎ_Ｄ個の抽出フィルタ２２−ｋにより、送信側で分割されたＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを抽出する。

ステップＳ２０２において、周波数シフタ２３−ｋは、抽出フィルタ２２−ｋが出力する各サブスペクトラムを送信装置５０の周波数シフタ６−ｑ−ｋが周波数シフトして分散配置する前の帯域に戻す。

ステップＳ２０３において、位相差推定器２４−ｋは、分散配置前の帯域に戻したサブスペクトラムに対して、隣接するＭ個のサブスペクトラム間のＭ−１個の遷移域（重畳領域）の位相差から位相シフト量を推定する。このＭの値は、位相系列制御値として、送信装置５０と受信装置６０とで共有され、予め設定されている。

ステップＳ２０４において、荷重算出器２６−ｋは、位相シフト量を平滑化するときの荷重を算出する。

ステップＳ２０５において、荷重付平滑化回路２５−ｋは、重畳領域における位相シフト量を荷重付きで平滑化する。

ステップＳ２０６において、荷重付平滑化回路２５−ｋが平滑化した位相シフト量をバッファ２７−ｋに格納する。

ステップＳ２０７において、荷重算出器２８−ｋは、バッファ２７−ｋに格納されたｕ＋１個のＤＦＴ区間における位相シフト量の荷重を算出する。

ステップＳ２０８において、荷重付平滑化回路２９−ｋは、荷重算出器２８−ｋが出力する荷重に基づいて、ｕ＋１個のＤＦＴ区間における位相シフト量を荷重付きで平滑化する。

ステップＳ２０９において、位相器３１−ｋは、荷重付平滑化回路２９−ｋが出力する平滑化後の位相シフト量により、バッファ３０−ｋに保持された各サブスペクトラムの位相を補償する。

ステップＳ２１０において、加算器３２は、Ｎ_Ｄ個の位相器３１−ｋが出力するＮ_Ｄ個のサブスペクトラムを加算して合成する。その後、ＩＤＦＴ回路３３は、加算器３２が出力する周波数領域のスペクトラムを時間領域の信号に変換する。

ステップＳ２１１において、復調回路３４は、ＩＤＦＴ回路３３により変換された時間領域の信号を受信データに復調する。

このようにして、受信装置６０は、受信データを復調することができる。特に、本実施形態に係る受信装置６０は、分散配置前の帯域に戻したサブスペクトラムのうち隣接するサブスペクトラム間の重畳領域の位相差から位相シフト量を推定して荷重付きで平滑化する（周波数領域での平滑化）。さらに、ｕ＋１個のＤＦＴ区間において、周波数領域で平滑化した位相シフト量を荷重付きで平滑化する（時間領域での平滑化）。これにより、本実施形態では、受信装置６０は、送信装置５０で行われた位相シフト量の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

次に、図６から図１０を用いて、本実施形態における効果について説明する。

図６は、受信側で位相の硬判定を行わない場合の位相推定誤差（図６（ａ））と、ＢＥＲ特性（図６（ｂ））の一例を示す。ここで、図６において、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏは、１ビットあたりのエネルギーと雑音電力密度の比を表す。また、ＢＥＲ（Bit Error Rate）は送信されたビット数に対する誤って受信したビット数の比率を表す。図６に示した計算機シミュレーションは、ＱＰＳＫ変調でサブスペクトラムの数Ｎ_Ｄ＝８の場合に、送信側において、ｕ＋１個のＤＦＴ区間で同じ位相シフトが付加され、受信側において、ｕ＋１個のＤＦＴ区間で位相推定値の平滑化が行われた場合の結果を示す。

図６（ａ）において、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏ＝０ｄＢにおける位相推定誤差は、平滑化するＤＦＴ区間の数（平滑化数）の増大に伴って減少していることが分かる。また、図６（ｂ）において、ＢＥＲ特性は、平滑化するＤＦＴ区間の数が増大するほど低くなっていくことが分かる。つまり、位相推定誤差の減少により、ＢＥＲ特性が改善している。ここで、位相推定誤差とは、全ＤＦＴ区間において、各サブスペクトラム（図３の例ではサブスペクトラム１からサブスペクトラム８）で算出された位相推定値と送信側で与えられた位相シフト量との差分の平均値を表す。

次に、Ｍ＝２のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトが行われた場合のシミュレーション結果について、図７および図８を用いて説明する。

図７は、受信側で位相の硬判定を行う場合のシミュレーション結果を示す。なお、送信側で使用する全ての位相シフト量θ_ｑｋを受信側と予め共有しておき、位相の硬判定により受信側の位相推定値に最も近い位相シフト量θ_ｑｋを用いて位相補償を行う。図７（ａ）は、位相シフト量の誤判定確率を示し、図７（ｂ）は、位相推定誤差を示し、図７（ｃ）は、ＢＥＲ特性を示す。ここで、図７において、１ＤＦＴ区間のＮ_Ｄ個のサブスペクトラムでＮ_Ｄ−１回の位相推定を行う場合、位相シフト量の誤判定確率は、Ｎ_Ｄ−１個の位相推定値の中に１個以上の誤りがあるＤＦＴ区間について誤判定があったとみなしたときの、複数のＤＦＴ区間における誤判定の発生確率を表している。図６（ａ）と図７（ｂ）とを比較した場合、（ＤＦＴ区間の平滑化数）＝１では、硬判定を行うことにより、位相推定誤差が約１／１．０７に小さくなることがわかる。また、（ＤＦＴ区間の平滑化数）＝１６では、硬判定を行った方が約１／２４０に小さくなることが分かる。つまり、ＤＦＴ区間の平滑化数が増加すればするほど、位相の硬判定の効果が高くなる。図７（ａ）に示した位相シフト量の誤判定確率についても、位相推定誤差と同様に、位相シフト量の誤判定確率は、ＤＦＴ区間の平滑化数が増大するほど小さくなる。また、図７（ｃ）に示すように、ＤＦＴ区間の平滑化数を増大して位相推定精度を向上することによって、ＢＥＲ特性が改善していることが分かる。

図８は、図６および図７と同様に平滑化数に応じた送信信号のＰＡＰＲ特性の一例を示す。ここで、ＣＣＤＦ(Complementary Cumulative Distribution Function)はＰＡＰＲが所定の値以上になる確率を表している。図８では、ＤＦＴ区間の平滑化数が増大するほどＰＡＰＲも増大し、位相シフトを行わない場合の特性に漸近していくことが分かる。

図９は、平均化サンプル数毎のＰＡＰＲ特性と位相シフト量の誤判定確率の変化を示す。図９において、従来技術で説明したように１つのＤＦＴ区間で平滑化した場合に比べて、８つのＤＦＴ区間で平滑化した場合は、位相推定精度とＢＥＲ特性とが大幅に改善されることがわかる。さらに、８つのＤＦＴ区間で平滑化しただけの場合に比べて、８つのＤＦＴ区間で平滑化し、且つ、隣接するＭ個（図９の例ではＭ＝２）のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行った場合は、僅かにＰＡＰＲが増大（０．３ｄＢ程度）するが、位相の誤判定確率を大幅（１／５倍）に低減し、ＢＥＲ特性を大幅に改善することができる。

図１０は、ＱＰＳＫ変調でサブスペクトラム数Ｎ_Ｄ＝１６の条件における計算機シミュレーション結果の一例を示す。なお、図１０は、２つのＤＦＴ区間で位相の平滑化を行い、且つ、サブスペクトラム間の平滑化を行わない場合と、２個のサブスペクトラムで位相の平滑化（Ｍ＝２）を行い、且つ、複数のＤＦＴ区間での平滑化を行わない場合とにおけるＰＡＰＲ特性（図１０（ａ））およびＢＥＲ特性（図１０（ｂ））を比較した結果を示す。なお、図１０では、比較のために、従来技術や理論値などの各特性も示してある。

図１０（ａ）の結果より、複数のＤＦＴ区間での平滑化は行わず、且つ、サブスペクトラム間の平滑化も行わない従来技術の特性Ｄと、複数のＤＦＴ区間での平滑化は行わず、且つ、２個のサブスペクトラムで位相を平滑化（Ｍ＝２）する特性Ｂとを比べると、サブスペクトラム方向の平滑化によるＰＡＰＲ劣化量は０．１ｄＢ程度であることが分かる。また、サブスペクトラム間の平滑化は行わず、且つ、２個のＤＦＴ区間で平滑化する特性Ａと特性Ｂとを比べると、特性ＢのＰＡＰＲの方が特性Ａよりも０．２ｄＢ程度多く低減されている。

図１０（ｂ）の結果より、複数のＤＦＴ区間での平滑化は行わず、且つ、サブスペクトラム間の平滑化も行わない従来技術の特性Ｄは、理論値のＢＥＲ特性に比べて３ｄＢ以上劣化するが、特性Ａや特性Ｂの位相平滑化の方法を適用することにより、ＢＥＲ特性が改善されることがわかる。特に、図１０（ｂ）の結果において、特性Ｂは、理論値の特性Ｃに漸近する良好な特性が得られている。

上述の図１０（ａ）および図１０（ｂ）のシミュレーション結果より、ＤＦＴ方向の平滑化を行った場合（特性Ａ）と、複数のサブスペクトラム間の平滑化を行った場合（特性Ｂ）とを比較すると、ＰＡＰＲおよびＰＡＰＲ特性において、特性Ｂの位相平滑化の方法の方が特性Ａの位相平滑化の方法よりも優れた性能が得られることが分かる。
（応用例）
第１実施形態の応用例として、図１に示す送信装置５０でプリアンブルを付加し、受信装置６０でプリアンブルを元にしたチャネル推定を行う構成について説明する。

図１１は、本応用例の送信装置５０ａの一例を示す。なお、図１１において、図１に示した送信装置５０と同符号のブロックは、送信装置５０と同一または同様の機能を有する。また、図１と異なる点は、加算器７−ｑとＩＤＦＴ回路８−ｑとの間に、プリアンブル付加回路１２−ｑが追加されていることと、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１の後にプリアンブル付加回路１３が追加されていることである。

プリアンブル付加回路１２−ｑは、加算器７−ｑが出力するスペクトラムの信号に周波数領域でプリアンブルを付加する。例えば、プリアンブル付加回路１２−ｑは、加算器７−ｑが出力するスペクトラムに、振幅および位相情報が受信装置６０ａ側で既知である（送信装置５０ａと受信装置６０ａとで事前共有している）周波数領域の波形をプリアンブルとして付加する。そして、受信装置６０ａは、既知の情報である振幅および位相情報と、受信したプリアンブル信号の振幅および位相の情報を比較し、比較結果から得られたひずみ特性の逆特性を受信信号に乗算することにより、伝送路における周波数領域の振幅と位相のひずみを補償することができる。

プリアンブル付加回路１３は、最小ＰＡＰＲ信号選択器１１の出力信号に時間領域でプリアンブルを付加する。例えば、プリアンブル付加回路１３は、時間領域における振幅および位相の情報が受信装置６０ａ側で既知である（送信装置５０ａと受信装置６０ａとで事前共有している）時間領域の波形をプリアンブルとして付加する。そして、受信装置６０ａでは、既知の情報である振幅および位相の情報と、受信したプリアンブル信号の振幅および位相情報とを比較し、比較結果から得られた振幅および位相の時間的な変化量を求め、その逆特性を受信信号に乗算することにより、伝送路における時間領域の振幅と位相のひずみを補償することができる。

このようにして、本応用例に係る送信装置５０ａは、周波数領域と時間領域との両方にプリアンブルを付加して受信装置６０ａに送信することにあり、受信装置６０ａは、伝送路における時間領域の振幅と位相のひずみを補償することができる。

図１２は、本応用例の受信装置６０ａの一例を示す。なお、図１２において、図２に示した受信装置６０と同符号のブロックは、受信装置６０と同一または同様の機能を有する。また、図２と異なる点は、ＤＦＴ回路２１の前段にチャネル推定回路３５とチャネル補償回路３６とが追加されていることと、ＤＦＴ回路２１と抽出フィルタ２２との間にチャネル推定回路３７とチャネル補償回路３８とが追加されていることである。

チャネル推定回路３５は、送信装置５０ａのプリアンブル付加回路１３が時間領域で付加したプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性の振幅・位相の変動量を推定し、チャネル推定値として出力する。また、チャネル推定回路３５は、チャネル推定値を荷重算出器２８−ｋにも出力し、荷重算出器２８−ｋは、時間選択性の振幅・位相の変動量に応じた荷重を算出する。例えば、荷重算出器２８−ｋは、時間選択性の振幅・位相の変動量が大きい場合は荷重を小さくし、逆に変動量が小さい場合は荷重を大きくする。

チャネル補償回路３６は、チャネル推定回路３５が推定した時間選択性の振幅・位相の変動量を補償する。そして、チャネル補償回路３６が振幅・位相の変動量を補償した時間領域の信号は、ＤＦＴ回路２１により周波数領域のスペクトラムに変換される。

チャネル推定回路３７では、送信装置５０ａのプリアンブル付加回路１２−ｑが周波数領域で付加したプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる周波数選択性の振幅・位相の変動量を推定し、チャネル推定値として出力する。また、チャネル推定回路３５は、チャネル推定値を荷重算出器２６−ｋにも出力し、荷重算出器２６−ｋは、周波数選択性の振幅・位相の変動量に応じた荷重を算出する。例えば、荷重算出器２６−ｋは、周波数選択性の振幅・位相の変動量が大きい場合は荷重を小さくし、逆に変動量が小さい場合は荷重を大きくする。

チャネル補償回路３８は、チャネル推定回路３７が推定した周波数選択性の振幅・位相の変動量を補償する。そして、チャネル補償回路３８が振幅・位相の変動量を補償した周波数領域のスペクトラムは、抽出フィルタ２２−ｋによりＮ_Ｄ個のサブスペクトラムが抽出される。

このようにして、本応用例に係る受信装置６０ａは、送信装置５０ａで付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅・位相の変動量を推定し、補償することができる。さらに、受信装置６０ａは、送信装置５０ａで付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、位相差を平滑化するときの荷重を調節するので、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅・位相の変動量が大きい場合の荷重を小さくして、算出する位相差の誤差を低減することができる。

図１３は、本応用例の送信処理の一例を示す。なお、図１３において、図４に示した送信処理と同符号の処理は、図４と同一または同様の処理を示す。また、図４と異なる点は、ステップ１１５の後に、ステップ１１７が追加されていることである。

ステップＳ１１７において、送信装置５０ａは、位相系列θ_ｑ（ｑ＝１〜Ｃ）でＰＡＰＲが最小となる信号に、時間領域および周波数領域でプリアンブルを付加して送信する。具体的には、図１１で説明したように、プリアンブル付加回路１２−ｑが周波数領域でプリアンブルを付加し、プリアンブル付加回路１３が時間領域でプリアンブルを付加する。

このようにして、本応用例に係る送信装置５０ａは、送信装置５０の送信信号の周波数領域と時間領域との両方にプリアンブルを付加して受信装置６０ａに送信する。

図１４は、本応用例の受信処理の一例を示す。なお、図１４において、図５に示した受信処理と同符号の処理は、図５と同一または同様の処理を示す。また、図５と異なる点は、ステップ２０１の前に、ステップ２００が追加されていることである。

ステップＳ２００において、受信装置６０ａは、ステップＳ２０１で分割されたスペクトラムの抽出を行う前に、伝搬路で生じた時間選択性もしくは周波数選択性の振幅・位相のチャネル変動量を推定して補償する。また、受信装置６０ａは、ステップＳ２００において推定したチャネル変動量をステップＳ２０４およびステップＳ２０７で行う荷重の算出処理の参照値として出力し、ステップＳ２０４およびステップＳ２０７において、チャネル変動量に基づく荷重を算出する。

このようにして、本応用例に係る受信装置６０ａは、送信装置５０ａで付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅・位相の変動量を推定し、補償することができる。さらに、送信装置５０ａで付加された周波数領域と時間領域との両方のプリアンブルに基づいて、位相差を平滑化するときの荷重を調節する。例えば、受信装置６０ａは、伝搬路で生じる時間選択性および周波数選択性の振幅・位相の変動量が大きい場合の荷重を小さくして、算出する位相差の誤差を低減することができる。

以上、説明してきたように、本発明に係る通信システムおよび通信方法は、受信側における位相の推定精度を向上し、低Ｓ／Ｎ環境下や、サブスペクトラムの遷移域に存在する離散化された信号成分の数ｐの不足などにより劣化する受信信号のＢＥＲ特性を向上することができる。

５０，５０ａ，１５０・・・送信装置；６０，６０ａ，２６０・・・受信装置；１，１０１・・・変調回路；２，１０２・・・波形整形フィルタ；３，２１，１０３，２１１・・・ＤＦＴ回路；４，１０４・・・分割フィルタ；５，３１，１０５，２１５・・・位相器；６，２３，１０６，２１３・・・周波数シフタ；７，３２，１０７，２１６・・・加算器；８，３３，１０８，２１７・・・ＩＤＦＴ回路；９，１０９・・・ＰＡＰＲ算出回路；１０，２７，３０・・・バッファ；１１，１１０・・・最小ＰＡＰＲ信号選択器；１２，１３・・・プリアンブル付加部；２２，２１２・・・抽出フィルタ；２４・・・位相差推定器；２５，２９・・・荷重付平滑化回路；２６，２８・・・荷重算出器；３４，２１８・・・復調回路；３５，３７・・・チャネル推定回路；３６，３８・・・チャネル補償回路；５１・・・位相系列制御装置；６１・・・位相平滑化数制御装置；２１４・・・位相推定器

Claims (8)

1. 送信データを変調する変調部と、
   前記変調部が出力する変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは３以上の整数）個のサブスペクトラムに分割し、Ｐ個（Ｐは２以上の整数）に複製してＰ個の送信信号候補を生成する分割部と、
   前記Ｐ個に複製された送信信号候補のそれぞれに対して、前記Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する第１周波数遷移部と、
   前記第１周波数遷移部が分散配置前または分散配置後の前記Ｎ個のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ（２≦Ｍ≦Ｎ−１の整数）個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理および複数の時間区間で同じ位相シフトを行う処理の少なくとも一方の処理を行う第１位相部と、
   分散配置および位相シフトされた前記Ｎ個のサブスペクトラムを加算した送信信号の信号電力の時間的な変動量が最小となる前記送信信号候補の信号を選択して送信する選択部と
   を有する送信装置と、
   受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する抽出部と、
   分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す第２周波数遷移部と、
   前記抽出部が抽出した分散配置後または前記第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ個のサブスペクトラム間の重畳領域における複数の推定位相差および複数の時間区間における複数の推定位相差の少なくとも一方の推定位相差に所定の荷重を掛けて平滑化して位相補正値を算出する位相平滑化部と、
   前記位相平滑化部が算出した前記位相補正値により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する第２位相部と、
   前記第２位相部が補正したＮ個のサブスペクトラムを加算後に時間領域の信号に変換して受信データを復調する復調部と
   を有する受信装置と
   を備えることを特徴とする通信システム。
2. 請求項１に記載の通信システムにおいて、
   前記送信装置の前記選択部は、前記分割部がサブスペクトラムに逐次分割する処理を一定の時間区間毎に行う場合、ｕ＋１個（ｕは正の整数）の時間区間における電力の時間的な変動量を算出し、前記Ｐ個の複製信号の中から前記電力の時間的な変動量が最も小さい送信信号候補を選択して送信し、
   前記受信装置の位相平滑化部は、前記抽出部が抽出した分散配置後または前記第２周波数遷移部が復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラムの重畳領域における複数の信号成分の複数の位相差を算出し、当該複数の位相差を同じ重畳領域内で受信電力強度に応じた荷重を掛けて周波数方向の平滑化を行う処理およびｕ＋１個の時間区間で受信電力強度に応じた荷重を掛けて時間方向の平滑化を行う処理の少なくとも一方の処理を行って前記位相補正値を算出する
   ことを特徴とする通信システム。
3. 請求項１または２に記載の通信システムにおいて、
   前記受信装置の位相平滑化部は、隣接するＭ個のサブスペクトラムの重畳領域の位相差を単純平均により平滑化する処理、または、受信電力強度が低い信号の荷重よりも高い信号の荷重を大きく設定してＭ個のサブスペクトラムの重畳領域の位相差を荷重を掛けて平滑化する処理を行って前記位相補正値を算出する
   ことを特徴とする通信システム。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の通信システムにおいて、
   前記受信装置は、伝搬路の通信チャネルで生じる周波数選択性もしくは時間選択性の振幅および位相の変動量を推定するチャネル推定部をさらに備え、
   前記位相平滑化部は、前記チャネル推定部が推定する前記変動量に応じて、前記荷重を変化させて平滑化する処理を行う
   ことを特徴とする通信システム。
5. 送信装置側において、変調信号を周波数領域でＮ（Ｎは３以上の整数）個のサブスペクトラムに分割し、Ｐ個（Ｐは２以上の整数）に複製してＰ個の送信信号候補を生成する処理と、
   前記Ｐ個に複製された送信信号候補のそれぞれに対して、前記Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上で分散配置する処理と、
   分散配置前または分散配置後の前記Ｎ個のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ（２≦Ｍ≦Ｎ−１の整数）個のサブスペクトラム間の位相差が等しくなるように位相シフトを行う処理および複数の時間区間で同じ位相シフトを行う処理の少なくとも一方の処理と、
   分散配置および位相シフトされた前記Ｎ個のサブスペクトラムを加算した送信信号の信号電力の時間的な変動量が最小となる前記送信信号候補の信号を選択して送信する処理と
   を行い、
   受信装置側において、受信信号から分散配置されたサブスペクトラムを抽出する処理と、
   分散配置されたサブスペクトラムを分散配置前の周波数帯域に戻す処理と、
   分散配置後または復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、周波数帯域が隣接するＭ個のサブスペクトラム間の重畳領域における複数の推定位相差および複数の時間区間における複数の推定位相差の少なくとも一方の推定位相差に所定の荷重を掛けて平滑化して位相補正値を算出する処理と、
   前記位相補正値により、受信信号から抽出した分散配置後のサブスペクトラムまたは分散配置前に戻したサブスペクトラムの位相を補正する処理と、
   位相補正されたＮ個のサブスペクトラムを加算後に時間領域の信号に変換して受信データを復調する処理と
   を行うことを特徴とする通信方法。
6. 請求項５に記載の通信方法において、
   前記送信装置は、前記分割部がサブスペクトラムに逐次分割する処理を一定の時間区間毎に行う場合、ｕ＋１個（ｕは正の整数）の時間区間における電力の時間的な変動量を算出し、前記Ｐ個の複製信号の中から前記電力の時間的な変動量が最も小さい送信信号候補を選択して送信する処理を行い、
   前記受信装置は、分散配置後または復元した分散配置前のサブスペクトラムに対して、隣接するサブスペクトラムの重畳領域における複数の信号成分の複数の位相差を算出し、当該複数の位相差を同じ重畳領域内で受信電力強度に応じた荷重を掛けて周波数方向の平滑化を行う処理およびｕ＋１個の時間区間で受信電力強度に応じた荷重を掛けて時間方向の平滑化を行う処理の少なくとも一方の処理を行って前記位相補正値を算出する処理を行う
   ことを特徴とする通信方法。
7. 請求項５または６に記載の通信方法において、
   前記受信装置は、隣接するＭ個のサブスペクトラムの重畳領域の位相差を単純平均により平滑化する処理、または、受信電力強度が低い信号の荷重よりも高い信号の荷重を大きく設定してＭ個のサブスペクトラムの重畳領域の位相差に荷重を掛けて平滑化する処理を行って前記位相補正値を算出する
   ことを特徴とする通信方法。
8. 請求項５から７のいずれか一項に記載の通信方法において、
   前記受信装置は、伝搬路の通信チャネルで生じる周波数選択性もしくは時間選択性の振幅および位相の変動量を推定し、前記変動量に応じて、前記荷重を変化させて平滑化する処理を行う
   ことを特徴とする通信方法。

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