JP4546372B2 - 受信装置、伝送システム及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式により変調された信号を受信する受信装置に関し、特に、簡易な構成により精度よく、受信信号のフレーム位置を検出する受信装置などに関する。

近年、移動体向けデジタル伝送や地上系デジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ変調方式）が注目を浴びている。
ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、互いに直交するｎ（ｎは数十〜数千）本の搬送波（キャリア）のそれぞれにデジタル変調を施した伝送方式である。各キャリアのデジタル変調にはＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式が用いられ、複数のキャリアの変調信号を合成した波形がＯＦＤＭ変調波となる。

ここで、図４にはＯＦＤＭ変調信号のシンボルの構成例が示されており、図５（ａ）にはＯＦＤＭ変調信号のフレームの構成例及びフレームに含まれる同期シンボルの構成例が示されており、図２にはＯＦＤＭ変調方式を採用したデータ伝送装置の送信装置の構成例が示されている。なお、これらについては、後述する本発明の実施例で詳しく説明する。
図６には、ＯＦＤＭ変調方式を採用したデータ伝送装置の受信装置の構成例を示してある。
ここで、本例の受信装置の構成は、後述する本発明の実施例に係る図３に示される受信装置の構成と比べて、フレーム検出回路５１及び復調回路５２に関する構成部分が異なっており、そして、他の構成部分については同様であるため、図３と同一の符号を付してあり、ここでは詳しい説明を省略する。

図７には、フレーム検出回路５１の構成例を示してある。
本例のフレーム検出回路５１は、ＮＵＬＬ終了検出器６１と、ＳＷＥＥＰパターンメモリ６２と、ＳＷＥＥＰ相関器６３と、フレームカウンタ６４を備えている。また、タイマ回路からのクロック信号ＣＫがＮＵＬＬ終了検出器６１とＳＷＥＥＰ相関器６３とフレームカウンタ６４に入力される。
直交復調回路４４から出力されるＩ軸信号及びＱ軸信号がフレーム検出回路５１に入力される。
フレーム検出回路５１では、入力されたＩ軸信号及びＱ軸信号がＮＵＬＬ終了検出器６１とＳＷＥＥＰ相関器６３に入力される。

ＮＵＬＬ終了検出器６１は、図５（ａ）に示されるようなフレーム構成のシンボル群から同期シンボル中で無信号状態にあるＮＵＬＬシンボルを検出して、同期シンボルの大まかな位置（タイミング）を検出し、ＮＵＬＬシンボルの終了時点から内蔵するタイマ回路によってＳＷＥＥＰシンボルの開始時点を推定して、ＳＷＥＥＰシンボルの開始位置を示すＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴをＳＷＥＥＰ相関器６３及びフレームカウンタ６４へ出力する。
ＳＷＥＥＰパターンメモリ６２には、ＳＷＥＥＰシンボルのパターンが予め格納されている。

ＳＷＥＥＰ相関器６３は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴを参照して、ＮＵＬＬシンボルの２シンボル後に存在する波形をＳＷＥＥＰシンボルの波形と推定して取り込み、各シンボルの正確な切り替わりタイミングを検索する。具体的には、ＳＷＥＥＰパターンメモリ６２に格納されているＳＷＥＥＰシンボルのパターンを用いて、ＳＷＥＥＰシンボルの波形として取り込んだＩ軸信号及びＱ軸信号とＳＷＥＥＰパターンメモリ６２から読み出したパターンとを相関演算し、両者の信号パターンの一致状況から推定したＳＷＥＥＰシンボル波形との位相ずれを演算によって算出し、受信側のフレーム位相を伝送データに一致させるように、受信側の基準クロック信号ＣＫを調整するための補正信号ＶＣを出力する。

フレームカウンタ６４は、ＳＷＥＥＰ開始位置信号ＳＴに基づいて、クロック信号ＣＫのカウントを開始し、このカウント数がフレーム周期に相当する値（例えば、１０７２×９００）に到達する毎に、パルスＦＳＴ（Ｆｌａｍｅ Ｓｔａｒｔ Ｔｉｍｉｎｇ）を出力するとともにカウント値を０に戻してから再びクロック信号ＣＫのカウントを開始する。従って、以後は、一定カウント毎にすなわちフレームの開始点毎にパルスＦＳＴが出力されることになり、受信側ではこのパルスＦＳＴを復調回路５２へ渡し、データの復調のタイミングとする。
復調回路５２では、ＦＦＴ演算回路４５により得られた演算結果とフレーム検出回路５１により検出されたパルスＦＳＴが入力され、受信シンボルから同期シンボル部分を削除して、データシンボルのみを復調する。

特開２００４−９６２９０号公報

ここで、図６及び図７に示されるような受信装置について、移動体伝送などのように劣悪な伝送路条件での伝送を考える。このような伝送路では、送信装置から受信装置へ直接的に伝搬される主波と、建物や山などに反射して伝搬される様々な反射波とが、それぞれ伝送路に応じた遅延時間を伴って受信装置に到達するため、受信装置では、これらの合成波が受信されることになる。そして、主波のほかに反射波が存在する状況では、受信信号の周波数スペクトラムにディップが生じ、或る周波数成分が減衰してしまうフェージングが発生する。

図５（ａ）に示される同期シンボルに含まれるＣＷシンボルに着目する。ＣＷシンボルは、１つの周波数成分しか持たないため、前記のようなフェージングの影響を受けて当該ＣＷシンボルの周波数成分がなくなってしまうと、無信号となってしまう。このような無信号のＣＷシンボルがフレーム検出回路５１に入力されると、図５（ａ）に示されるＣＷシンボルの終了位置（ｔ２の位置）までＮＵＬＬシンボルの信号であると誤って検出してしまい、ＮＵＬＬシンボルの終了から２シンボル後をＳＷＥＥＰ開始位置とする場合に、１番目のＲＥＦシンボルの開始位置（ｔ３の位置）がＳＷＥＥＰシンボルの開始位置であると誤検出してしまって、復号が不可能となってしまう。

また、図６及び図７に示されるような受信装置では、ＮＵＬＬシンボルの位置を検出した後に、ＳＷＥＥＰシンボルの位置を推定し、その後、ＳＷＥＥＰパターンメモリ６２に格納されたＳＷＥＥＰシンボルパターンのデータと受信信号とを相関演算する必要があり、回路規模が大きくなってしまうといった問題もあった。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、簡易な構成により精度よく、受信信号のフレーム位置を検出することができる受信装置などを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る受信装置では、ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を受信する場合に、次のような構成とした。
ここで、前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて、各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されている。また、前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部と、データシンボル部から構成されるフレームに形成されている。
そして、受信装置では、次のような処理を行う。
すなわち、差動検波手段が、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波する。大きさ検出手段が、前記差動検波手段による差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算（又は、加算平均）して、当該加算結果（又は、当該加算平均結果）の大きさを検出する。タイミング検出手段が、前記大きさ検出手段により検出される大きさが所定の閾値以上となる（又は、所定の閾値を超える）タイミングを検出する。フレームタイミング検出手段が、前記タイミング検出手段により検出されるタイミングに基づいて、フレームのタイミングを検出する。
従って、簡易な構成により、精度よく、受信信号のフレームのタイミング（フレームの位置）を検出することができる。

ここで、複数のサブキャリアの数としては、種々な数が用いられてもよく、一般には多い数が用いられる。
また、差動符号化方式としては、種々な方式が用いられてもよく、例えば、差動符号化４値ＰＳＫ方式であるＤＱＰＳＫ方式や、差動符号化２値ＰＳＫ方式であるＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式などを用いることができる。
また、フレームの構成としては、種々なものが用いられてもよい。
また、同期シンボル部の構成としては、種々なものが用いられてもよい。
また、同期シンボル部に含まれる２個以上連続した同一のシンボルの連続数としては、種々な数が用いられてもよい。一例として、３個連続して配置されるＲＥＦシンボルを用いることができる。
また、データシンボル部の構成としては、種々なものが用いられてもよく、例えば、複数のデータシンボルが並べられて配置される構成が用いられる。

また、シンボル毎に、複数のサブキャリアについて、差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれについて加算又は加算平均する態様としては、例えば、加算することで加算結果を取得する態様が用いられてもよく、又は、加算して平均することで加算平均結果を取得する態様が用いられてもよい。
また、Ｉ軸信号及びＱ軸信号についての加算結果又は加算平均結果の大きさとしては、例えば、Ｉ軸信号及びＱ軸信号からなる複素信号のレベルの絶対値或いは簡易的な絶対値などを用いることができる。
また、加算結果又は加算平均結果の大きさに関する所定の閾値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、予め所定の値が設定されてもよく、或いは、差動検波の結果に基づいて閾値が生成されるような構成が用いられてもよい。

例えば、或るシンボルについて、差動検波の結果のＩ軸信号の値及びＱ軸信号の値として、複数のサブキャリアについて平均的に分散したような値が得られる場合には加算結果又は加算平均結果の大きさはゼロ或いはゼロに近い小さい値となる一方、複数のサブキャリアについて同一の値或いは近似する値が得られる場合には加算結果又は加算平均結果の大きさは非ゼロとなって或る程度大きい値となる。このため、同一のシンボルが連続するところで加算結果又は加算平均結果の大きさが非ゼロとなって或る程度大きい値となり、他のところで加算結果又は加算平均結果の大きさがゼロ或いはゼロに近い小さい値となるようにすることができる。

本発明に係る受信装置では、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、閾値生成手段が、前記差動検波手段による差動検波の結果に基づいて、前記所定の閾値を生成する。
また、同期シンボル部削除手段が、前記フレームタイミング検出手段により検出されるフレームのタイミングに基づいて、前記差動検波手段による差動検波の結果から前記同期シンボル部を削除する。判定手段が、前記同期シンボル部削除手段により同期シンボル部が削除された結果であるデータシンボル部を判定して復調結果とする。
従って、検出したフレームのタイミングに基づいて、フレームに含まれるデータシンボル部のデータシンボルを判定して復調結果を得ることができる。

本発明では、伝送システムを提供することもできる。
本発明に係る伝送システムでは、ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を送信側の装置（送信装置）から受信側の装置（受信装置）へ伝送する場合に、次のような構成とした。
ここで、前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されており、また、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されている。
そして、前記受信側の装置では、次のような処理を行う。
すなわち、差動検波手段が、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波する。大きさ検出手段が、前記差動検波手段による差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算（又は、加算平均）して、当該加算結果（又は、当該加算平均結果）の大きさを検出する。タイミング検出手段が、前記大きさ検出手段により検出される大きさが所定の閾値以上となる（又は、所定の閾値を超える）タイミングを検出する。フレームタイミング検出手段が、前記タイミング検出手段により検出されるタイミングに基づいて、フレームのタイミングを検出する。

本発明に係る伝送システムでは、一構成例として、次のような構成とした。
すなわち、前記受信側の装置では、閾値生成手段が、前記差動検波手段による差動検波の結果に基づいて、前記所定の閾値を生成する。
また、同期シンボル部削除手段が、前記フレームタイミング検出手段により検出されるフレームのタイミングに基づいて、前記差動検波手段による差動検波の結果から前記同期シンボル部を削除する。判定手段が、前記同期シンボル部削除手段により同期シンボル部が削除された結果であるデータシンボル部を判定して復調結果とする。

本発明では、受信方法を提供することもできる。
本発明に係る受信方法では、ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を受信する受信装置において、次のような処理を行う。
ここで、前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されており、また、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されている。
そして、当該受信装置は、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波し、当該差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算（又は、加算平均）して、当該加算結果（又は、当該加算平均結果）の大きさを検出し、当該検出した大きさが所定の閾値以上となる（又は、所定の閾値を超える）タイミングを検出し、当該検出したタイミングに基づいてフレームのタイミングを検出する。

以上説明したように、本発明に係る受信装置などによると、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されているとともに同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されたＯＦＤＭ変調方式による変調信号を受信するに際して、受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波し、当該差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に複数のサブキャリアについて加算（又は、加算平均）して、当該加算結果（又は、当該加算平均結果）の大きさを検出し、当該検出した大きさが所定の閾値以上となる（又は、所定の閾値を超える）タイミングを検出し、当該検出したタイミングに基づいてフレームのタイミングを検出するようにしたため、簡易な構成により精度よく、受信信号のフレームのタイミング（フレームの位置）を検出することができる。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
本例では、ＯＦＤＭ変調方式を採用するとともに、各サブキャリアの変調方式としてＤＱＰＳＫ方式を採用したデータ伝送について説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るフレーム検出機能付きの復調回路１の構成例を示してある。
図２には、ＯＦＤＭ変調方式を採用したデータ伝送装置の送信装置（送信機）の構成例を示してある。
図３には、ＯＦＤＭ変調方式を採用したデータ伝送装置の受信装置（受信機）の構成例を示してある。

図４には、ＯＦＤＭ変調信号のシンボルの構成例を示してある。
図５（ａ）には、ＯＦＤＭ変調信号のフレームの構成例及びフレームに含まれる同期シンボルの構成例を示してあり、図５（ｂ）には、１シンボル分だけタイミングがずれたフレームの構成例を示してあり、図５（ｃ）には、これら２つのフレーム間におけるシンボル毎についての位相差の加算平均結果を示してある。

ＯＦＤＭ変調波の１シンボルは、図４に示されるように、有効シンボルとガードインターバルとから構成されている。ガードインターバルは、有効シンボルの一部の波形を複写したものであり、有効シンボルの先頭に付加することでマルチパスの影響を軽減する効果が得られる。有効シンボルとガードインターバルを合わせた１つの単位をシンボルと呼ぶ。更に、シンボルは、例えば、８９４シンボルと同期シンボルである６シンボルとを合わせた計９００シンボルで、フレームと呼ばれるストリームの単位を構成する。

ＯＦＤＭ変調方式による１フレームは、図５（ａ）に示されるように、６シンボル分の同期シンボルと、８９４シンボル分のデータ（ＤＡＴＡ）シンボルから構成される。また、例えば、同様な構成を有する複数のフレームが連続して伝送される。
同期シンボルは、無信号部分であるＮＵＬＬ（ヌル）のシンボルと、チャンネルの中心周波数を出力するＣＷのシンボルと、ＲＦスペクトラム上で最も低いキャリア周波数から最も高いキャリア周波数にかけて連続的にスイープするＳＷＥＥＰのシンボルと、差動復号するための基準となる３シンボル分のＲＥＦのシンボルから構成される。

ここで、ＮＵＬＬシンボルは、実際には存在する雑音（ノイズ）を無視すれば、理論上は信号レベルがゼロ（０）である信号である。
また、ＣＷシンボルは、中心周波数のみで構成されている信号であり、信号レベルが一定である。一例として、１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ、３０ＫＨｚ、４０ＫＨｚ、５０ＫＨｚのそれぞれに、帯域幅が４ＫＨｚであるサブキャリアが存在するＯＦＤＭ変調信号では、３０ＫＨｚが中心周波数となる。
また、ＳＷＥＥＰシンボルとしては、本例では、１シンボルの中で、最低周波数から最高周波数まで連続的に変化する信号を用いたが、他の例として、１シンボルの中で、最高周波数から最低周波数に連続的に変化し、更に、最低周波数から最高周波数に連続的に変化する信号を用いることも可能である。

また、ＲＥＦシンボルとしては、同一のシンボルが連続して３個並んでおり、それに続く最初のデータ（ＤＡＴＡ）シンボルに対して、或る時点のシンボルと１つ前の時点のシンボルとの位相比較を行う差動検波の基準データとなる。なお、ＲＥＦシンボルとしては、サブキャリア毎にそれぞれ固定のデータ（Ｉ成分、Ｑ成分）が格納され、全体としては時間領域ではランダム波形に見える。
図５（ａ）に示されるように、本例では、ＮＵＬＬシンボルから１フレームが始まって最後のデータシンボルで当該１フレームが終了する。また、図５（ａ）にはシンボル毎に等間隔な時間ｔ０、ｔ１、ｔ２、・・・、ｔｍ（例えば、ｍは９００）を示してあり、ｔ０とｔ１との間の時間間隔のように隣り合う時間間隔が１シンボルの時間の長さに相当し、また、ｔ０とｔｍとの間の時間間隔が１フレームの時間の長さに相当する。

図２に示されるように、本例の送信装置は、符号化部３１と、マッピング回路３２と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演算回路３３と、ガード付加回路３４と、同期シンボル挿入部３５と、直交変調回路３６と、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換部３７と、アップコンバータ３８と、アンテナ３９を備えている。

本例の送信装置により行われる送信系の処理動作の一例を示す。
伝送するデータが符号化部３１に入力される。符号化部３１では、伝送時においてデータに誤りが生じても訂正できるように、畳み込み符号による誤り訂正符号化やタイムインターリーブ化などの信号処理を行う。マッピング回路３２では、例えば各サブキャリア毎にＤＱＰＳＫ方式を用いて、符号化部３１から出力された信号をＩ軸及びＱ軸からなるＩ−Ｑ平面上の所定点の情報へ変換（マッピング）する。ＩＦＦＴ演算回路３３では、マッピング回路３２から出力されたＩ軸及びＱ軸の信号を逆フーリエ変換して時間軸の波形へ変換する。

ガード付加回路３４では、ＩＦＦＴ演算回路３３から出力された信号について、有効シンボルにガードインターバル部分を付加してデータのシンボルを生成する。同期シンボル挿入部３５では、ガード付加回路３４から出力された信号について、同期シンボルを挿入してフレームのストリームを構成する。直交変調回路３６では、同期シンボル挿入部３５から出力された信号について、直交変調を行う。Ｄ／Ａ変換部３７では、直交変調回路３６から出力された直交変調結果の信号をデジタル信号からアナログ信号へ変換する。アップコンバータ３８では、Ｄ／Ａ変換部３７から出力された信号をより高い無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の信号へ周波数変換（アップコンバート）する。アップコンバータ３８から出力された信号がアンテナ３９から無線により送信される。

図３に示されるように、本例の受信装置は、アンテナ４１と、ダウンコンバータ４２と、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部４３と、直交復調回路４４と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演算回路４５と、復調回路１と、復号化部４６を備えている。

本例の受信装置により行われる受信系の処理動作の一例を示す。
送信装置から無線により送信された信号がアンテナ４１により受信される。ダウンコンバータ４２では、アンテナ４１により受信された無線周波数の信号をより低い中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の信号へ周波数変換（ダウンコンバート）する。Ａ／Ｄ変換部４３では、ダウンコンバータ４２から出力された信号をアナログ信号からデジタル信号へ変換する。直交復調回路４４では、Ａ／Ｄ変換部４３から出力された信号について、直交復調を行って、ベースバンド信号であるＩ軸信号及びＱ軸信号を生成する。

ＦＦＴ演算回路４５では、直交復調回路４４から出力されたＩ軸及びＱ軸の信号をフーリエ変換して周波数軸の波形へ変換する。復調回路１では、ＦＦＴ演算回路４５から出力された信号について、同期シンボル部分を削除して、データシンボルのみを復調する。復号化部４６では、復調回路１から出力された復調結果の信号について、デインターリーブ化や誤り訂正などの信号処理を行う。

図１に示されるように、本例の復調回路１は、差動検波回路１１と、加算平均回路１２と、簡易絶対値回路１３と、簡易絶対値回路１４と、加算平均回路１５と、閾値算出回路１６と、閾値比較回路１７と、保護回路１８と、同期シンボル部分削除回路１９と、判定回路２０を備えている。
加算平均回路１２は、Ｉ軸信号に関する加算器２１及びフリップフロップ（ＦＦ）２２と、Ｑ軸信号に関する加算器２３及びフリップフロップ（ＦＦ）２４を有している。
加算平均回路１５は、加算器２５及びフリップフロップ（ＦＦ）２６を有している。

本例の復調回路１により行われる動作の一例を示す。なお、シンボル毎の同期は取れているとする。
差動検波回路１１には、ＦＦＴ演算回路４５によりフーリエ変換された直交復調信号のＩ軸信号及びＱ軸信号が入力される。
本例では、ＦＦＴ演算回路４５によりＯＦＤＭ変調方式の各サブキャリアの周波数毎にＩ軸信号及びＱ軸信号が取得されており、復調回路１では、例えば、時分割によりこれら各サブキャリア毎に信号処理を行って、各サブキャリア毎にＤＱＰＳＫ方式に対応した復調を行う。

差動検波回路１１では、ＦＦＴ演算回路４５から入力された複素信号（Ｉ軸信号及びＱ軸信号）について、各サブキャリア毎に且つ各シンボル毎に、現在のシンボルのデータと１シンボル前のデータとの位相差を検出する差動検波の処理を行い、その結果を加算平均回路１２と簡易絶対値回路１４と同期シンボル部分削除回路１９へ出力する。差動検波の結果は、例えば、現在のシンボルのＩＱデータに対して１シンボル前のＩＱデータの複素共役を複素乗算することにより得られる。
ここで、複数のサブキャリアについて、現在のシンボルのデータと１シンボル前のデータとが一致する場合には、その差動検波の結果は位相回転成分がゼロとなってＩ軸上の一点に集中する。一方、複数のサブキャリアについて、現在のシンボルのデータと１シンボル前のデータとが異なる場合には、その差動検波の結果は例えば±Ｉ軸上及び±Ｑ軸上に平均的に分散する。

具体的に、図５（ａ）に示される本例のフレーム構成では、同期シンボルに含まれる２番目のＲＥＦシンボルと３番目のＲＥＦシンボルについては、それぞれ、１シンボル前が同一のＲＥＦシンボルであるため、その差動検波の結果はＩ軸上の一点に集中する。
一方、同期シンボルに含まれるＮＵＬＬシンボルやＣＷシンボルやＳＷＥＥＰシンボルや１番目のＲＥＦシンボルについては、それぞれ、１シンボル前が異なるシンボルであり、その差動検波の結果は±Ｉ軸上及び±Ｑ軸上に平均的に分散する。また、データ（ＤＡＴＡ）シンボルについては、伝送されるデータに応じて通常はランダムに変化するため、その差動検波の結果は±Ｉ軸上及び±Ｑ軸上に平均的に分散する。

加算平均回路１２では、差動検波回路１１から入力された差動検波結果のＩ軸信号及びフリップフロップ２２からの出力信号を加算器２１により加算して、当該加算信号を当該フリップフロップ２２に入力することにより、当該Ｉ軸信号を累積的に加算する。また、本例では、フリップフロップ２２などにおいて、このような累積加算結果を加算した数などにより除算して平均化して、加算平均結果とする。本例では、復調回路１の内部或いは外部の処理部からシンボル毎のタイミングでリセット信号がフリップフロップ２２に入力されて、各シンボル毎のタイミングで加算平均結果がゼロにリセットされることで、各シンボル毎における複数のサブキャリアについてのＩ軸信号の加算平均結果がフリップフロップ２２から簡易絶対値回路１３へ出力される。
同様に、加算平均回路１２では、加算器２３とフリップフロップ２４及びシンボル毎のリセット信号を用いて、各シンボル毎における複数のサブキャリアについてのＱ軸信号の加算平均結果が算出されてフリップフロップ２４から簡易絶対値回路１３へ出力される。

ここで、加算平均回路１２では、１シンボル期間毎に、全てのサブキャリアについてＩ軸信号及びＱ軸信号をそれぞれ加算平均する。この場合、同期シンボルに含まれる２番目のＲＥＦシンボルと３番目のＲＥＦシンボルについては、それぞれ、各サブキャリアについて差動検波の結果がＩ軸上の一点に集中することから、例えばＩ軸成分について加算平均結果がゼロ（０）ではなく一定値或いは比較的大きい値になり、Ｑ軸成分について加算平均結果がゼロ（０）或いはゼロに近い値になる。一方、同期シンボルに含まれるＮＵＬＬシンボルやＣＷシンボルやＳＷＥＥＰシンボルや１番目のＲＥＦシンボル、或いは、データ（ＤＡＴＡ）シンボルについては、各サブキャリアについて差動検波の結果が±Ｉ軸上及び±Ｑ軸上に平均的に分散することから、例えばＩ軸成分及びＱ軸成分について加算平均結果がゼロ（０）或いはゼロに近い値になる。

簡易絶対値回路１３では、加算平均回路１２から入力されたＩ軸信号の加算平均結果Ｉ１及びＱ軸信号の加算平均結果Ｑ１について、それぞれの絶対値を加算した値（｜Ｉ１｜＋｜Ｑ１｜）を簡易絶対値として演算し、当該簡易絶対値を閾値比較回路１７へ出力する。
また、簡易絶対値回路１４では、差動検波回路１１から入力されたＩ軸信号Ｉ２及びＱ軸信号Ｑ２について、それぞれの絶対値を加算した値（｜Ｉ２｜＋｜Ｑ２｜）を簡易絶対値として演算し、当該簡易絶対値を加算平均回路１５へ出力する。
ここで、本例では、簡易化した構成例として、簡易絶対値回路１３や簡易絶対値回路１４により、Ｉ軸成分ＩとＱ軸成分Ｑとのそれぞれの絶対値の和（｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜）を求めたが、他の構成例として、Ｉ軸成分Ｉの２乗値とＱ軸成分Ｑの２乗値との和の平方根｛ｓｑｒｔ（Ｉ^２＋Ｑ^２）｝を演算する構成が用いられてもよい。

加算平均回路１５では、本例では、加算平均回路１２によるＩ軸信号（Ｑ軸信号についても同様）についての加算平均処理と同様な処理が行われ、具体的には、加算器２５とフリップフロップ２６及びシンボル毎のリセット信号を用いて、各シンボル毎における複数のサブキャリアについての簡易絶対値信号の加算平均結果が算出されてフリップフロップ２６から閾値算出回路１６へ出力される。
閾値算出回路１６では、加算平均回路１５から入力された加算平均結果の信号に対して例えば（１／４）を乗算し、当該乗算結果を閾値の信号として閾値比較回路１７へ出力する。

ここで、簡易絶対値回路１４及び加算平均回路１５の系では、まず信号の大きさである簡易絶対値を求めてから加算平均していることから、図５（ａ）に示される本例のフレーム構成において、全てのシンボルについて、加算平均結果が同一の値或いは近い値になる。このため、閾値算出回路１６により算出される閾値についても、全てのシンボルについて、同一の値或いは近い値になる。
なお、本例では、加算平均結果の値を（１／４）倍した値を閾値として決定したが、必ずしも（１／４）倍に限られず、システムや使用環境などに応じて閾値を求めるための倍率を（１／３）倍や（１／５）倍などに変更することも可能である。また、他の構成例として、所定の閾値を予め設定しておくような構成が用いられてもよい。

閾値比較回路１７では、各シンボル毎に、簡易絶対値回路１３から入力された簡易絶対値と閾値算出回路１６から入力された閾値との大小を比較して、当該簡易絶対値が当該閾値を超えるか否かを判定した結果を保護回路１８へ出力する。
保護回路１８では、閾値比較回路１７から入力された判定結果に基づいてフレームの開始点を検出（例えば、推定的に検出）し、フレームの開始点を示すパルスＦＳＴを生成して同期シンボル部分削除回路１９へ出力する。

ここで、閾値算出回路１６から出力される閾値は、全てのシンボルについて同程度の大きさである。一方、簡易絶対値回路１３から出力される簡易絶対値は、同期シンボルに含まれる２番目のＲＥＦシンボルと３番目のＲＥＦシンボルについては閾値より大きくなり、他のシンボルについてはゼロ（０）程度となり閾値を超えない。このため、閾値比較回路１７では、これら２個のＲＥＦシンボルのタイミングでピークを検出することができ、保護回路１８では、これら２個のＲＥＦシンボルの位置（タイミング）に基づいて、フレームの位置を検出することができる。
なお、図５（ｃ）には、図５（ａ）に示される各シンボルと図５（ｂ）に示される１シンボル前の各シンボルとの位相差（差動検波の結果）を加算平均した結果の大きさの一例を示してある。

ここで、本例では、保護回路１８によりフレームの位置を検出する構成としたが、例えば、閾値比較回路１７にフレームの位置を検出してパルスＦＳＴを生成及び出力する機能を備えてもよく、この場合、保護回路１８を省略することも可能である。
また、本例では、２個のＲＥＦシンボルの位置に基づいてフレームの位置を検出したが、他の構成例として、これら２個のＲＥＦシンボルのうちのいずれか１個のみ（先の方、又は、後の方）の位置に基づいてフレームの位置を検出する構成とすることも可能である。

保護回路１８では、前段保護の処理及び後段保護の処理を行うことで、フレームの位置を示すパルスＦＳＴの信頼性を確保する。前段保護の処理では、フレームの位置の同期が取れていないときに、所定の回数（例えば、３回のフレーム分）について連続的に、閾値比較回路１７において閾値を超えるピークが検出された場合にパルスＦＳＴを出力することとし、同期取得が所定の回数連続しない場合にはパルスＦＳＴを出力しないこととする。また、後段保護の処理では、フレームの同期が取れているときに、所定の回数（例えば、３回のフレーム分）について連続的に、閾値比較回路１７において閾値を超えるピークが検出されなかった場合にパルスＦＳＴを出力することを停止し、同期外れが所定の回数連続しない場合には前回求めたフレーム位置のタイミングで周期的にパルスＦＳＴを出力し続けることとする。

同期シンボル部分削除回路１９では、保護回路１８から入力されたパルスＦＳＴのタイミングに基づいて、差動検波回路１１から入力された差動検波結果の複素信号（Ｉ軸信号及びＱ軸信号）から同期シンボルの部分を削除し、これにより得られたデータ部分の信号（データシンボルのみの信号）を判定回路２０へ出力する。
判定回路２０では、同期シンボル部分削除回路１９から入力されたデータシンボルの信号について、例えばＤＱＰＳＫ方式に応じて、現在のシンボルと１つ前のシンボルとの位相差に対応する０或いは１からなるビットのデータへ変換し、得られたデータを復調結果として復号化部４６へ出力する。なお、このような判定は、例えば、時分割により、各サブキャリア毎及び各シンボル毎に行われる。

以上のように、本例の受信装置では、ＯＦＤＭ変調方式により、各サブキャリア毎にＤＱＰＳＫ方式を用いて変調されて、数種類の同期シンボルと複数のデータシンボルから構成されたフレームの信号を受信して処理するに際して、同期シンボル部分を差動検波して、当該差動検波の結果を加算平均した結果に基づいてフレームの位置を検出する。具体的には、差動検波を行い、当該差動検波の結果を加算平均するとともに、当該差動検波の結果に基づいて閾値を算出し、当該差動検波の結果の加算平均結果と当該閾値に基づいてピークの位置を検出し、当該ピークの位置に基づいてフレームの位置を検出する。

従って、本例の受信装置では、同期シンボル部分を差動検波して加算平均を行い、同一の信号（同一のデータ）が繰り返される複数個のＲＥＦシンボルの位置にだけ大きなピークを検出し、当該ピークの位置に基づいてフレームの位置を検出することにより、フレームの位置を精度よく検出することができる。また、本例の構成では、例えば、図７に示されるようなフレーム検出回路５１の構成と比べて、ＳＷＥＥＰシンボルパターンを格納するためのＳＷＥＥＰパターンメモリ６２や相関演算を行うためのＳＷＥＥＰ相関器６３が必要ないため、回路規模を大幅に縮小することができ、装置の簡易化や低価格化を実現することができる。

ここで、本例では、復調回路１に、フレームの位置を検出するフレーム検出機能及びデータシンボルを復調する復調機能を備えたが、他の構成例として、フレーム検出機能と復調機能とを別個な処理部に備えて構成するようなことも可能である。
また、本例では、フレームに含まれる同期シンボル部分において、同一のシンボルであるＲＥＦシンボルが３個連続して並ぶ規格を例として説明したが、例えば、同一のシンボルが２個以上連続して並んでいれば、閾値比較回路１７で１箇所以上のピークが検出されるため、本例と同様な構成を適用することが可能である。

なお、本例では、差動符号化方式としてＤＱＰＳＫ方式が用いられており、同期シンボル部において２個以上連続して配置される同一のシンボルとしてＲＥＦシンボルが用いられている。
また、本例の受信装置に備えられた復調回路１では、差動検波回路１１の機能により差動検波手段が構成されており、加算平均回路１２の機能や簡易絶対値回路１３の機能により大きさ検出手段が構成されており、簡易絶対値回路１４の機能や加算平均回路１５の機能や閾値算出回路１６の機能により閾値生成手段が構成されており、閾値比較回路１７の機能によりタイミング検出手段が構成されており、保護回路１８の機能によりフレームタイミング検出手段が構成されており、同期シンボル部分削除回路１９の機能により同期シンボル部削除手段が構成されており、判定回路２０の機能により判定手段が構成されている。

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々な装置やシステムとして提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の一実施例に係る復調回路の構成例を示す図である。 本発明の一実施例に係る送信装置の構成例を示す図である。 本発明の一実施例に係る受信装置の構成例を示す図である。 ＯＦＤＭ変調信号のシンボルの構成例を示す図である。 フレームの構成例及び同期シンボルの構成例を示す図である。 受信装置の構成例を示す図である。 フレーム検出回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１、５２・・復調回路、 １１・・差動検波回路、 １２、１５・・加算平均回路、 １３、１４・・簡易絶対値回路、 １６・・閾値算出回路、 １７・・閾値比較回路、 １８・・保護回路、 １９・・同期シンボル部分削除回路、 ２０・・判定回路、 ２１、２３、２５・・加算器、 ２２、２４、２６・・フリップフロップ、 ３１・・符号化部、 ３２・・マッピング部、 ３３・・ＩＦＦＴ演算回路、 ３４・・ガード付加回路、 ３５・・同期シンボル挿入部、 ３６・・直交変調回路、 ３７・・Ｄ／Ａ変換部、 ３８・・アップコンバータ、 ３９、４１・・アンテナ、 ４２・・ダウンコンバータ、 ４３・・Ａ／Ｄ変換部、 ４４・・直交復調回路、 ４５・・ＦＦＴ演算回路、 ４６・・復号化部、 ５１・・フレーム検出回路、 ６１・・ＮＵＬＬ終了検出器、 ６２・・ＳＷＥＥＰパターンメモリ、 ６３・・ＳＷＥＥＰ相関器、 ６４・・フレームカウンタ、

Claims (5)

1. ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を受信する受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されており、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されており、
   当該受信装置は、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波する差動検波手段と、
   前記差動検波手段による差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算又は加算平均して、当該加算結果又は当該加算平均結果の大きさを検出する大きさ検出手段と、
   前記大きさ検出手段により検出される大きさが所定の閾値以上となる又は所定の閾値を超えるタイミングを検出するタイミング検出手段と、
   前記タイミング検出手段により検出されるタイミングに基づいてフレームのタイミングを検出するフレームタイミング検出手段と、を備えた、
   ことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記差動検波手段による差動検波の結果に基づいて前記所定の閾値を生成する閾値生成手段と、
   前記フレームタイミング検出手段により検出されるフレームのタイミングに基づいて前記差動検波手段による差動検波の結果から前記同期シンボル部を削除する同期シンボル部削除手段と、
   前記同期シンボル部削除手段により同期シンボル部が削除された結果であるデータシンボル部を判定して復調結果とする判定手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
3. ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を送信側の装置から受信側の装置へ伝送する伝送システムにおいて、
   前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されており、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されており、
   前記受信側の装置は、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波する差動検波手段と、
   前記差動検波手段による差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算又は加算平均して、当該加算結果又は当該加算平均結果の大きさを検出する大きさ検出手段と、
   前記大きさ検出手段により検出される大きさが所定の閾値以上となる又は所定の閾値を超えるタイミングを検出するタイミング検出手段と、
   前記タイミング検出手段により検出されるタイミングに基づいてフレームのタイミングを検出するフレームタイミング検出手段と、を備えた、
   ことを特徴とする伝送システム。
4. 請求項３に記載の伝送システムにおいて、
   前記受信側の装置は、前記差動検波手段による差動検波の結果に基づいて前記所定の閾値を生成する閾値生成手段と、
   前記フレームタイミング検出手段により検出されるフレームのタイミングに基づいて前記差動検波手段による差動検波の結果から前記同期シンボル部を削除する同期シンボル部削除手段と、
   前記同期シンボル部削除手段により同期シンボル部が削除された結果であるデータシンボル部を判定して復調結果とする判定手段と、を備えた、
   ことを特徴とする伝送システム。
5. ＯＦＤＭ変調方式により変調された信号を受信する受信装置における受信方法において、
   前記ＯＦＤＭ変調方式による変調信号は、複数のサブキャリアについて各サブキャリア毎に差動符号化方式により変調されており、同一のシンボルが２個以上連続して配置されたものを含む同期シンボル部とデータシンボル部から構成されるフレームに形成されており、
   当該受信装置は、前記受信信号をシンボル毎に各サブキャリア毎に差動検波し、当該差動検波の結果のＩ軸信号及びＱ軸信号のそれぞれをシンボル毎に前記複数のサブキャリアについて加算又は加算平均して、当該加算結果又は当該加算平均結果の大きさを検出し、当該検出した大きさが所定の閾値以上となる又は所定の閾値を超えるタイミングを検出し、当該検出したタイミングに基づいてフレームのタイミングを検出する、
   ことを特徴とする受信方法。

Images