CN102246479B - 带有ici噪声估计的接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及对从传输信道接收的输入信号进行解调的接收电路，所述接收电路具有决定反馈均衡器(228)，其包括：载波间干扰估计模块(324)，其设置为至少基于针对前一个符号确定的信道估计针对下一个符号确定的信道估计以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来提供对载波间干扰(ICI)噪声的估计(R_ICI(n))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；所述接收电路还具有校正电路(310，312，314，316)，其设置为基于从输入信号减去ICI噪声的所述估计来确定原始数据信号的估计。

Description

带有ICI噪声估计的接收机

技术领域

本发明涉及用于接收通过多载波发射的信号(例如根据OFDM(正交频分多址)调制的信号)的接收机，特别涉及一种设置来应对载波间干扰(ICI)的接收机。

背景技术

载波间干扰(ICI)是移动通信系统中的常见问题。当接收机移动时，不仅导致在时域中接收到多重回声的多径环境会产生干扰，而且独立影响这些回声和原始信号的频率偏移也会产生干扰。这种频率偏移是公知的多普勒频移，其与无线信道频率和接收机速度成正比。

多普勒频移f_d可以通过下式估计：

f_d＝(v.f_C)/C

其中v是接收机的速度，f_c是载波频率，C是波速(可以假定为3×10⁸m/s)。假设速度v为140km/h，区域内的中心载波频率为800MHz，这将导致约100Hz的多普勒频移。在密集多载波通信系统中，这会导致阻碍信号被成功接收的载波间干扰。

OFDM(正交频分多址)调制是一种频分多址方案，根据该方案数据包在大量密集的正交子载波上被调制。通过传统调制方案来调制每个子载波，例如通过QAM(正交调幅)或PSK(相移键控)进行调制。将数据分成各自针对一个子载波的多个并行流，并以包含全部已调制子载波的符号进行发射。

诸如DVB-T(陆地电视数字视频广播)和DVB-H(手持设备数字视频广播)的数字视频广播标准提出使用OFDM调制，该标准可被应用于有线或无线信号传输信道，并可被应用于诸如数字电视和音频广播、无线网络、和宽带互联网之类的各种应用。

OFDM调制的优点是能够应对恶劣的信道条件，如频率选择性衰落。然而，由于密集载波，OFDM系统中存在着无法充分处理载波间干扰的问题，特别是当接收机和/或发射机相对高速移动时。

发明内容

本发明的实施例用于至少部分解决现有技术中的一个或多个问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于对从传输信道接收的输入信号进行解调的接收电路，该输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述接收电路包括：决定反馈均衡器，其设置为迭代处理针对当前符号的输入信号，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计，所述决定反馈均衡器包括载波间干扰估计模块，用于至少基于针对前一个符号确定的信道估计、针对下一个符号确定的信道估计、以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来提供对载波间干扰噪声的估计，所述前一个估计是通过包含去映射模块的反馈路径提供的；所述接收电路还包括校正电路，其设置为基于从输入信号减去ICI噪声的估计来确定原始数据信号的估计。

根据本发明的一个实施例，反馈路径还包括信道解码器。

根据本发明的另一实施例，校正电路包括：去映射模块，其设置对于针对当前符号的符号数据的估计执行去映射，以生成去映射的数据信号，所述原始数据信号的估计是基于所述去映射的数据信号；和映射模块，其设置为基于所述去映射的数据信号提供针对当前符号的符号数据的所述前一个估计。

根据本发明的另一实施例，校正电路还包括：信道解码器，其设置为对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据信号的估计；和信道编码器，其耦接至所述信道解码器的输出，并设置为对所述原始数据流的估计进行编码，以将所述去映射的数据信号提供至所述映射模块。

根据本发明的另一实施例，载波间干扰估计模块设置为在决定反馈均衡器针对当前符号进行第一次迭代之后基于前一个迭代所确定的针对当前符号的原始数据信号的估计，来提供噪声估计。

根据本发明的另一实施例，校正电路设置为基于通过将输入信号减去ICI噪声估计所得的结果除以针对当前符号的信道估计所确定的针对当前符号的符号数据的估计，来确定原始数据信号的估计。

根据本发明的另一实施例，ICI估计模块设置为确定ICI噪声估计为其中C是参考矩阵，是在前一个迭代中确定的符号数据的估计，是针对下一个符号的信道估计，是针对前一个符号的信道估计，N是关于输入信号数据部分的样本的数量，G是关于保护间隔的样本的数量。

根据本发明的另一实施例，ICI估计模块设置为确定N×N矩阵等于其中矩阵的对角线由零组成，矩阵每行上3至200个元素之间除了对角线外的最大宽度均非零。

根据本发明的另一实施例，接收电路包括缓冲存储器，其设置为接收针对要被决定反馈均衡器处理的符号的输入信号，并接收针对被决定反馈均衡器处理过的符号的原始数据信号的估计。

根据本发明的另一实施例，接收电路还包括另一个存储器，其耦接在缓冲存储器和决定反馈均衡器之间，所述另一个存储器设置为存储针对要被决定反馈均衡器处理的下一个符号的输入信号。

根据本发明的另一实施例，缓冲存储器包括多个存储单元(bank)，每个存储器单元均适用于存储针对要被决定反馈均衡器处理的符号的输入信号，或存储针对被决定反馈均衡器处理过的符号的原始数据信号的估计。

根据本发明的另一实施例，接收电路还包括控制模块，用于控制每个存储器单元用于存储输入信号还是用于存储原始数据信号的估计。

根据本发明的另一实施例，控制模块设置为针对正在被决定反馈均衡器处理的当前符号估计原始数据信号的估计中的错误数量，并且基于检测到的错误数量控制缓冲存储器将针对下一个符号的输入信号装载到决定反馈均衡器中。

根据本发明的另一实施例，控制模块通过将信道解码之前的原始数据符号的估计与信道解码和再次编码之后的原始数据符号的估计进行比较来估计错误数量。

根据本发明的另一实施例，基于第一时钟信号将输入信号按时钟载入缓冲存储器结构，并将原始数据信号的估计按时钟从缓冲存储器结构中取出，并且决定反馈均衡器基于频率至少为第一时钟频率二倍的第二时钟信号来执行迭代。

根据本发明的另一方面，提供了一种移动装置，其包括用于接收输入信号的输入端、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块、和上述接收电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种基站，其包括用于接收输入信号的输入端、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块、和上述接收电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种对从传输信道接收的输入信号进行解调的方法，该输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述方法包括：对针对当前符号的输入信号执行迭代处理，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计，所述迭代处理包括至少基于针对前一个符号确定的信道估计、针对下一个符号确定的信道估计、以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来估计载波间干扰噪声，所述前一个估计是通过包含去映射模块的反馈路径提供的；以及基于从输入信号减去ICI噪声的估计来确定原始数据信号的估计。

根据本发明的另一实施例，所述迭代处理还包括对当前符号的估计执行去映射以生成去映射的数据信号，所述原始数据流的估计是基于所述去映射的数据信号的；和基于所述去映射的数据信号执行映射以提供当前符号的所述前一个估计。

根据本发明的另一实施例，所述迭代处理还包括：对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据流的估计；和对所述原始数据流的估计进行编码以提供所述去映射的数据信号。

附图说明

通过下文参照附图对以例示而非限定方式给出的实施例的详细说明，本发明的前述及其它目的、特征、方面和优点将显而易见。

图1A和图1B例示了包括移动通信装置和基站的通信系统，其中移动通信装置和基站包括根据本发明实施例的接收电路；

图2A和图2B分别例示了根据本发明实施例的发射机和接收机；

图3A更详细地例示了根据本发明实施例的图2A中的发射机的OFDM调制模块；

图3B更详细地例示了根据本发明实施例的图2B的接收机的决定反馈均衡器；

图4更详细地例示了根据本发明实施例的图3B的载波间干扰估计模块；

图5示出了根据本发明实施例确定的和矩阵；

图6例示了根据本发明的实施例的缓冲存储器；和

图7例示了根据本发明的另一实施例的电子设备。

具体实施方式

图1A例示了通信系统100，其包括第一移动装置102和第二移动装置104，二者通过各个基站106、108和移动通信网络110通信。如图所示，移动装置102和/或移动装置104处于移动中。移动装置102、104和基站106、108中的每一个均包括用于接收(例如基于OFDM调制的)信号的接收电路。

移动装置102、104可以彼此通信，在这种情况下数字信号例如包括数字音频或视频信号。或者，移动装置102、104中的每一个(或二者)可以通过通信网络110从远程服务器接收广播，例如数字电视广播。从移动装置102、104和/或基站106、108中的接收电路看到的多普勒频移的幅度取决于装置102、104的速度。

图1B例示了通信系统120的一部分，其中通信装置122安装在高速运动的车辆124中。通信装置122与基站126通信。再次说明，通信装置122和基站126包括用于接收(例如基于OFDM调制的)信号的接收电路。数字信号例如包括数字音频或视频信号，例如从基站126到通信装置122的数字电视。接收电路看到的多普勒频移的幅度取决于车辆124的速度。

图2A例示了发射Tx电路200的示例，其对数据流X进行调制并将其发射至例如图1A的移动装置102、104或基站106、108或者图1B的通信装置122或基站126的接收电路。在输入线路202上提供数据流X。线路202耦接至包括层2电路的模块L2204，其例如执行无线链接控制(RLC)和介质访问控制(MAC)。模块204的输出提供至层1电路206，特别是提供至前向纠错(FEC)模块208的输入端，前向纠错(FEC)模块208例如执行交错处理，并包括例如卷积DVB-H编码器。FEC 208的输出耦接至OFDM调制模块210，其执行OFDM调制。OFDM调制模块的输出耦接至RF模块212，其包括例如数/模转换器。RF电路212例如还包括上变频器、滤波器、和功率放大器。RF模块212的输出耦接至天线，用于通过传输信道发射调制后的OFDM信号。

图2B例示了接收电路220的示例，接收电路220设置为接收通过发射机200发射的信号。接收电路220在此示例中通过天线222从传输信道接收信号r_n(t)，并且对信号进行解调以重现原始数据流X。

天线222耦接至RF电路224，其例如包括串-并转换器。RF电路224的输出耦接至快速傅立叶变换模块226，其将所接收的信号转换至频域。FFT 226的输出耦接至决定反馈均衡器(DFE)228，其包括CEC+ICI模块230，用于执行信道估计校正(CEC)和载波间干扰(ICI)去除。DFE 228还包括去映射和解码模块232，其耦接至CEC+ICI模块的输出，用于执行去映射并随后执行信道解码。在发射机的FEC模块是卷积编码器的情况下，例如使用Viterbi解码器来执行信道解码。尽管图2B未示出，可以在去映射和信道解码操作之间执行去交错操作，例如如果信道解码之后跟随发射电路中的交错器。在例如通过去交错模块234去除交错以及通过DRS模块236对Reed-Soloman(RS)码进行解码(在替代实施例中这些步骤可以在它处执行或者根本不执行)之前，模块232的输出提供原始数据流X的估计还提供去映射和解码模块232的输出来作为到CEC+ICI模块230的反馈信号。

图3A详细例示了发射机的OFDM调制模块210。如图所示，为了执行OFDM调制，模块210包括调制映射模块240，其还接收输入线路242上的导频符号。该模块在数据和导频信号的子载波频率上执行调制，例如根据PSK(相移键控)、QPSK(正交相移键控)、或QAM(正交调幅)。尽管图3A中未示出，在OFDM调制之后，例如还可以插入保护间隔，具体地讲可以在符号的开始处复制该符号的末尾部分。所得的并行数据流S(n)提供在输出线路244上。

线路244耦接至快速傅立叶逆变换模块(iFFT)246，其将频率信号转换到时域。iFFT 246的输出信号被转换成串行信号，其通常是包括在分离的线路上通信的实部和虚部的复信号。在输出至RF电路之前，通过并-串转换器248执行并行到串行的转换。

图3B更详细地例示了图2B的DFE 228。由FET模块226提供的频率信号R(n)被提供至线路302上的DFE 228。DFE 228包括信道估计(CE)模块306和延迟模块308，其各自接收频率信号R(n)。延迟模块308将信号R(n)延迟一个符号长度。延迟模块308的输出提供至加法器310，其减去载波间干扰噪声的估计R_ICI(n)。加法器310的输出提供至信号估计校正模块312，其基于信号R(n)-R_ICI(n)计算信道的静态部分的信道估计CEC模块312还提供与原始数据流S(n)相对应的符号数据的估计其中i表示符号n的估计的迭代，如后文所述。原始数据流S(n)是由图3A的调制映射模块240提供的信号。估计被提供至去映射模块314，去映射模块314执行去映射，特别是基于已知的符号数据的字母表来确定原始数据的估计。去映射模块314的输出耦接至信道解码器316，其基于引入数据中的前向纠错编码，根据其它接收数据的估计来校正估计。信道解码器316的输出在输出线路318上提供原始数据信号的估计信道解码器316例如是Viterbi解码器。

信道解码器316在线路318上的输出还通过反馈路径提供至信道解码器320和映射模块322，其中信道解码器320例如根据Viterbi算法来再次编码数据信号，并且映射模块322再次对数据信号进行映射，以将在前一次迭代中生成的数据流的估计提供至ICI估计模块324。

与估计一样，ICI估计模块324从信道估计模块306接收针对下一个符号的静态信道的估计并且在由延迟模块326提供的一个符号长度的延迟之后从信道估计校正模块312接收针对前一个符号的静态信道的估计基于这些值和固定矩阵C(下文将详细说明)，通过ICI估计模块324来确定载波间干扰噪声的估计R_ICI(n)，并提供至加法器310以从输入信号R(n)中将其减去。

如图3B中的虚线328所示，与经过Viterbi编码器320提供的到ICI估计模块324的反馈路径不同，可以经过线路328提供直接从去映射模块314的输出到映射模块322的输入的反馈路径。

下面对通过图3B中的模块生成原始符号数据的估计进行说明。

假定在频域中，通过接收机接收的信号R(n)等于：

R(n)＝H.S+W

其中H表示信道矩阵，其包括两个分量H_STAT和H_VAR，其中H_STAT是包括信道矩阵H的对角线的矩阵，该对角线对应于信道中的静态传播，H_VAR是包括矩阵H中除了对角线的元素的矩阵，这些元素对应于信道中的动态传播。S是原始信号，W表示信道中的噪声。可以表示如下：

R(n)＝H_STAT.S(n)+H_VAR.S(n)+W

对发射信号的估计确定如下：

$\hat{S}\left(n\right)=(R\left(n\right)-R_{\mathrm{ICI}}\left(n\right))/{\hat{H}}_{\mathrm{STAT}}$

其中R_ICI(n)是确定为的载波间干扰噪声。在图3B中，ICI估计模块324确定R_ICI(n)，其通过加法器310从R(n)中被减去，并且在CEC模块312中此结果被除以以生成发射信号的估计。

下面参照图4对通过ICI估计模块324生成R_ICI(n)进行说明。

图4更详细地例示了图3B的ICI估计模块324。模块324包括用于从信道估计模块306接收下一个符号的信道估计的输入端402，用于从延迟模块326接收前一个符号的信道估计的输入端404，并且如果DFE 228已经执行了针对当前符号n的前一次迭代，则还在输入线路406上从映射模块322接收原始信号的估计

加法器408对在线路402和404上接收到的下一个和前一个信道估计执行减法，并将结果矢量提供至模块409，模块409将该矢量扩展成矩阵其具有沿其对角线定位的矢量值。被提供至乘法器410，其将乘以被2(N+G)除的参考矩阵C_m，n，其中N是每个符号中表示信息的样本的数量，G是每个符号中表示保护间隔的样本的数量，于是N+G是一个OFDM符号样本的总长度。后文将详细说明矩阵C_m，n。乘法器410的输出被提供至另一个乘法器412，其将乘法器410执行的乘法结果乘以估计后者是矢量。乘法器412的输出矢量是信号R_ICI(n)，其提供在输出线路414上。

作为替代，该计算可以通过下列数学等价的形式进行：首先乘以C_m，n/2(N+G)，并且分别将所得矢量的每个分量乘以矢量中的对应分量。

于是，使用分段线性近似得到了矩阵的近似。特别地，的估计被确定为：

${\hat{H}}_{\mathrm{VAR}}=C_{m,n}.({\hat{H}}_{\mathrm{STAT}}(n+1)-{\hat{H}}_{\mathrm{STAT}}(n-1))/2(N+G)$

参考矩阵C_m，n/2(N+G)存储在例如接收机的存储器中。C是定义为C_n，m＝B_n-m/N的矩阵，其中B_n-m可以定义为：

$B_k=T_S\·N\·\left\{\begin{array}{c}-\frac{1}{1-e^{\frac{-j2\mathrm{\πk}}{N}}},k\≠0\\ 0.5,k=0\end{array}\right.$

其中T_S是采样周期。

图5中示出了矩阵和矢量如图所示，矩阵具有零对角线，在对角线两侧为具有多个值的其它元素H。发明人发现，不需要使用矩阵的全部元素就能够得到良好的特性。该矩阵是N×N矩阵，其中N是子载波频率的数量。假定N等于数千，则很可能需要较大的处理器资源来处理该矩阵的全部数量的元素。这样最多w个非零值出现在每行上，其余值为零。w例如至少等于2，并且已发现在DVB-T或DVB-H系统中(特别是N＝8192)，w值为60的效果特别好。

可以基于导频子载波信号执行如图3B的信道估计模块306和信道估计校正模块312确定的下一个和前一个符号的信道静态部分的估计例如在每3个载波频率中就出现导频子载波。特别是，例如通过首先基于导频载波频率执行线性内插以提供信道估计，来执行内插。然后，例如使用一个或多个FIR滤波器执行频率内插，以完成整个信道估计注意，基于去除了ICI噪声RICI的信号通过CEC 312来计算前一个符号的而基于未去除ICI噪声的信号来计算下一个符号的

再次参照图3B，DFE 228以相比符号的接收速率更高的速率工作。这意味着可以针对每个符号对环路执行不止一次迭代。

通常，DFE 228针对每个符号执行至少两个迭代。在第一迭代中，还不存在针对符号n的数据信号的估计根据DFE 228的一些实施例，迭代环路的时钟处在比输入的符号速率高三倍的速率，这表明针对每个符号执行三次迭代。然而，发明人已经发现，能够提供错误很少甚至无错误的原始数据的迭代的次数可以是6次迭代。为了允许在针对每个符号执行的迭代的数量上的灵活性，优选使用自适应缓冲存储器(后文将述)。

图6例示了耦接至DFE 228的缓冲存储器600。存储器600在此示例中包括四个存储器单元602至608，其用作输入和/或输出缓冲器，用于对在被DFE 228处理之前在缓冲输入端BUFF_IN上接收的R(n)数据进行存储、并且对在被输出至缓冲输出端BUFF_OUT之前的来自DFE 228的估计进行存储。换句话说，缓冲存储器耦接至DFE228的输入端和输出端。存储器609提供在存储器600和DFE 228之间，以暂时存储与下一个要处理的符号相关的R(n)数据。

存储器结构的输入/输出时钟信号CLK_S控制何时将对应于符号的数据按时钟输入BUFF_IN输入线路上的输入缓冲器，以及何时按时钟从BUFF_OUT输出线路上的输出缓冲器取出。时钟信号CLK_S的频率与符号到达的频率一致。另一方面，通过时钟信号CLK_DFE为DFE228提供时钟，时钟信号CLK_DFE在此示例中具有3倍于CLK_S的频率。在替代实施例中，时钟信号CLK_DFE的频率可以处在不同的频率，例如处于时钟信号CLK_S频率的2倍和10倍之间。

图6中示出的存储器单元604和606之间的指针(pointer)610表示输入和输出缓冲器之间的边界。该指针可以移动至位置612、614、616、或618，取决于所需的输入/输出缓冲器的数量，下面对此进行说明。

控制电路CTRL 620接收DFE 228的输出，并确定解调的数据信号中的剩余错误数量是否能够保证DFE 228针对特定符号进行的进一步迭代，或者该数据是否准备好从DFE输出至缓冲器600。特别地，数据信号中的纠错码使得能够估计出解码前数据中存在的错误的数量。编码器将(在例如DEMAP模块314的输出处)接收的编码数据与解码和随后的编码之后获得(换句话说在信道编码器320的输出处)的数据进行比较。控制模块620生成控制信号以控制缓冲模块600。特别地，控制信号或者指示DFE的输出将存储在输出缓冲器600中并且将下一个符号的数据载入DFE，或者指示指针将改变位置。

在正常操作中，两个左手边的存储器单元602和604被指定为输入缓冲器，两个右手边的存储器单元606和608被指定为输出缓冲器。

优选地，在系统中指定针对给定符号的最大迭代次数M。M例如设置成最小为2，并例如处在2和10之间。本发明人已经发现，在DVB-T和DVB-H应用中，在DFE 228的6个迭代之后，通常校正了全部错误，因此在这些应用中例如指定最大迭代次数M为6。

初始假定指针610位于存储器单元604和606之间的位置。如果控制模块620在DFE 228针对当前符号仅仅进行了两次迭代之后指示数据已准备好输出，则单元606和608尚未清空，则指针移动至位置612以创建新的输出缓冲器。同时，存储器单元604的内容载入存储器609，准备处理，并将DFE 228的输出载入存储器单元604。然后开始针对存储器609中下一个符号的数据的处理。如果这下一个符号还使用少于3次迭代，则指针再次移动至位置614，将单元602变为又一个输出缓冲器。当指针处在位置614时，任何需要少于3次迭代的符号将被迭代3次，因为输出缓冲器无法再扩展。

另一方面，当指针处在位置614时，如果控制模块620确定，通过对正在处理的当前符号的数据应用超过3次迭代能够改善错误率，则可以创建更多的输入缓冲器。特别地，在第3次迭代之后，控制模块通过将指针移动至位置612来将单元602变为输入缓冲器。如果需要，在针对后续符号的数据的处理期间，指针可以连续移动至位置610、616、和618中的每一个，以提供更多的输入缓冲器。然而，一旦指针到达位置618则无法创建更多的输入缓冲器，因此，即使通过更多次迭代能够改善错误率，符号也最多能迭代3次，直到输出缓冲再次被释放。

图7例示了电子设备700，其包括在多载波频率上接收调制信号的天线702。天线702耦接至接收电路704。接收电路704的输出耦接至数字信号处理器(DSP)模块706，后者耦接至设备的主处理器708。图3A中的上述接收电路(特别是DFE 228)，例如实现为硬件形式的接收电路704，或者可以由通过DSP 706执行的软件实现，或者是硬件和软件的组合。处理器708耦接至存储器710，后者例如存储通过天线702接收的数据。尽管图7中未示出，处理器708例如耦接至一个或多个其它组件，如显示单元、输入/输出装置等。

设备700例如是包括用于解调调制信号(例如OFDM信号)的电路的电子设备，如包括电话、膝上电脑、PDA(个人数字助理)、便携式游戏控制台等的移动设备。设备700还可以是诸如PC或者机顶盒的设备。设备700例如设置为接收(例如根据DVB-T或DVB-H标准的)诸如视频或电视的信号。设备700还可以是提供在基站中的设备，用于接收和解调(例如从移动设备接收的)调制信号。

本文所描述的接收电路的优点在于，通过提供经过去映射模块314和映射模块322的反馈路径，基于符号数据所属的字母表的知识来执行对符号数据的判决。这改善了反馈路径的精度。此外，如果未在反馈路径中执行去映射，则热噪声会再进入系统并导致更多的错误。在一些实施例中，反馈路径还包括信道解码器316和信道编码器320，这提供了能够在去映射期间执行的对符号数据的判决中校正至少一部分错误的额外优点。

本文所描述的接收电路的另一个优点在于，DFE 228提供了从多载波信号中去除载波间干扰的简单有效的途径。特别是，本发明人已经发现，尽管在之前已知的OFDM接收机中，大于80Hz的多普勒频移通常导致妨碍了正确数据传输的载波间干扰，但是本文所述的接收机能够应对高达180Hz的多普勒频移。假定中央载波频率为800MHz，则这意味着接收电路的最大速度可以从108km/h增至243km/h，换句话说速度增加了135km/h。

本文所描述的接收电路的另一个优点在于，可以取决于所接收到的信号的质量来执行更多或更少的迭代。有利的是，提供自适应缓冲器来对针对每个符号的处理延迟中的变化进行补偿。

尽管对本发明的数个特定实施例进行了说明，对于本领域技术人员来说，显然能够应用各种修改和替代。

例如，尽管对其中涉及特定解调步骤(如Viterbi解码)的实施例进行了说明，对于本领域技术人员来说，显然能够应用额外的和/或替代步骤。

此外，尽管参照图6描述了包含4个存储器单元的存储器缓冲结构，但在替代实施例中，可以提供更多或更少数量的存储器单元。

Claims (14)

1.用于对从传输信道接收的输入信号(R(n))进行解调的接收电路，所述输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且所述N个子载波在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述接收电路包括：

决定反馈均衡器(228)，其设置为迭代处理针对当前符号的输入信号，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计所述决定反馈均衡器包括：

载波间干扰估计模块(324)，其设置为至少基于针对前一个符号确定的信道估计针对下一个符号确定的信道估计以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来提供对载波间干扰(ICI)噪声的估计(R_ICI(n))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；并且所述接收电路还包括：

校正电路(310，312，314，316)，其设置为基于从所述输入信号减去所述对载波间干扰噪声的估计来确定原始数据信号的估计，其中所述校正电路包括：

去映射模块(314)，其设置对于针对当前符号的符号数据的估计执行去映射，以生成去映射的数据信号，所述原始数据信号的估计基于所述去映射的数据信号；和

映射模块(322)，其设置为基于所述去映射的数据信号提供针对当前符号的符号数据的所述前一个估计

2.权利要求1的接收电路，其中所述反馈路径还包括信道解码器(316)。

3.权利要求1的接收电路，其中所述校正电路还包括：

信道解码器(316)，其设置为对所述去映射的数据信号进行解码以生成所述原始数据信号的估计和

信道编码器(320)，其耦接至所述信道解码器的输出端，并设置为对原始数据流的估计进行编码，以将所述去映射的数据信号提供至所述映射模块(322)。

4.权利要求1至3中任一项的接收电路，其中所述校正电路(310，312)设置为基于通过将输入信号减去载波间干扰噪声的估计所得的结果除以针对当前符号的信道估计所确定的针对当前符号的符号数据的估计来确定原始数据信号的估计

5.权利要求1至4中任一项的接收电路，其中所述载波间干扰估计模块(324)设置为根据下式确定载波间干扰噪声的估计(R_ICI(n))：

$R_{\mathrm{ICI}}\left(n\right)=C.{\hat{S}}^{i-1}\left(n\right)\·({\hat{H}}_{\mathrm{STAT}}(n+1)-{\hat{H}}_{\mathrm{STAT}}(n-1))/2(N+G)$

其中C是参考矩阵，是基于在决定反馈均衡器针对符号n的前一个迭代所确定的针对当前符号的符号数据的估计，是针对下一个符号的信道估计，是针对前一个符号的信道估计，N是关于输入信号数据部分的样本的数量，G是关于保护间隔的样本的数量。

6.权利要求5的接收电路，其中矩阵C定义为C_n，m＝B_n-m/N，其中B_n-m定义为：

$B_k=T_S\·N\·\left\{\begin{array}{c}-\frac{1}{{1-e}^{\frac{-2\mathrm{j\πk}}{N}}},k\≠0\\ 0.5,k=0\end{array}\right.$

其中T_S是采样周期，n和m分别为矩阵C中每个元素所在的行数和列数。

7.权利要求5或6的接收电路，其中所述载波间干扰估计模块(324)设置为确定N×N矩阵等于其中矩阵的对角线由零组成，矩阵每行上3至200个元素之间除了对角线外的最大宽度均非零。

8.权利要求1至7中任一项的接收电路，其中所述接收电路包括缓冲存储器(600)，其设置为接收针对要被决定反馈均衡器处理的符号的所述输入信号，并接收针对被决定反馈均衡器处理的符号的原始数据信号的所述估计，其中所述缓冲存储器包括多个存储器单元(602-608)，通过控制模块(620)来确定在每个存储器单元中存储针对要被决定反馈均衡器处理的符号的所述输入信号，或者存储针对被决定反馈均衡器处理的符号的所述原始数据信号的估计。

9.权利要求8的接收电路，其中所述控制模块(620)设置为：

针对正被决定反馈均衡器处理的当前符号来估计所述原始数据信号的所述估计中的错误数量，并且

基于检测到的错误数量，控制所述缓冲存储器将针对下一个符号的输入信号装载到所述决定反馈均衡器中。

10.权利要求9的接收电路，其中所述控制模块通过将信道解码之前的原始数据信号的估计与信道解码和再次编码之后的原始数据信号的估计进行比较来估计所述错误数量。

11.权利要求8至10中任一项的接收电路，其中基于第一时钟信号(CLK_S)将输入信号由时钟控制载入所述缓冲存储器结构，并将所述原始数据信号的估计由时钟控制从缓冲存储器结构中取出，并且所述决定反馈均衡器基于频率至少为所述第一时钟频率二倍的第二时钟信号(CLK_DFE)来执行迭代。

12.一种移动装置，包括用于接收输入信号的输入端(222，702)、设置为将所述输入信号转换至频域的傅立叶变换模块(226)、和根据权利要求1至11中任一项的接收电路。

13.一种基站，其包括用于接收输入信号的输入端(222，702)、设置为将输入信号转换至频域的傅立叶变换模块(226)、和根据权利要求1至11中任一项的接收电路。

14.一种对从传输信道接收的输入信号(R(n))进行解调的方法，所述输入信号包括具有N个子载波的符号，所述N个子载波包括通过原始数据信号调制的多个数据子载波，并且所述N个子载波在至少特定符号中包括通过参考信号调制的多个导频子载波，所述方法包括：

对针对当前符号的输入信号执行迭代处理，以生成对通过当前符号调制的原始数据信号的估计所述迭代处理包括：

至少基于针对前一个符号确定的信道估计针对下一个符号确定的信道估计以及针对当前符号的符号数据的前一个估计来估计载波间干扰(ICI)噪声(R_ICI(n))，所述前一个估计是通过包含去映射模块(314)的反馈路径提供的；并且所述方法还包括：

基于从所述输入信号减去载波间干扰噪声的所述估计来确定原始数据信号的估计，其中

对于针对当前符号的符号数据的估计执行去映射，以生成去映射的数据信号，所述原始数据信号的估计基于所述去映射的数据信号；并且

基于所述去映射的数据信号提供针对当前符号的符号数据的所述前一个估计