JP2002271293A - 受信装置、受信方法、プログラム、ならびに、情報記録媒体 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭパケット通信を高速移動環境下で行
う場合に、伝送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定
するのに好適な受信装置等を提供する。 【解決手段】 チャネル評価器２０１は、既知シンボル
から、変動推定値を求め、補償器２０２は、変動推定値
を用いて、最初のシンボルを補償し、デモジュレータ２
０３は、他のサブキャリアと合わせてこのシンボルに相
当する部分を復元し、レプリカ生成器２０４は、復元さ
れたシンボルの送信レプリカを得て、チャネル評価器２
０１は、このレプリカをこのシンボルで複素除算して、
振幅位相比を求め、検出器２０５は、この振幅位相比と
直前に得られた振幅位相比とを比較して、除去条件が満
たされる場合は、今得られた振幅位相比を捨て、かわり
に直前の値を用い、平均器２０６は、振幅位相比を平均
化して次の変動推定値を求め、補償器２０２は、これを
用いて、次のシンボルを補償し、以下これを繰り返す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割
多重）パケット通信を高速移動環境下で行う場合に、伝
送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定するのに好適
な、受信装置、受信方法、これらを実現するためのプロ
グラム、ならびに、当該プログラムを記録したコンピュ
ータ読取可能な情報記録媒体に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、インターネット等の急速な普及に
より、マルチメディア情報等の大容量情報をいつでも、
どこでもやり取りできる環境が構築されつつある。これ
らの大容量情報を、有線ネットワークのみならず、携帯
電話、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）等を用い
た移動体環境においても伝送できるような、モバイルコ
ンピューティングに対する需要も増加している。

【０００３】このため、有線ネットワークと比べても遜
色のない、大容量のマルチメディア情報の伝送ができる
ようなブロードバンド無線システムについて研究が進め
られており、世界中で、IEEE 802.11a、ETSI-BRAN、ARI
B-MMAC等の標準化が進められ、５ＧＨｚ帯を利用した無
線システムが盛んに検討されている。これらのシステム
では、マルチキャリア伝送方式の一つであるＯＦＤＭ伝
送方式が採用されており、数十Ｍｂｐｓの伝送速度が実
現されている。

【０００４】ＯＦＤＭ伝送方式においては、送信側で
は、伝送信号を直並列変換し、高速逆フーリエ変換（In
verse Fast Fourier Transformation；ＩＦＦＴ）し
て、並直列変換して送信する。受信側では、送信された
信号を直並列変換し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し
て、並直列変換して伝送信号を得る。

【０００５】なお、これらのシステムでは、移動体端末
の移動速度は、準静止また静止といった、比較的低速の
移動が想定されている。

【０００６】しかしながら、将来的には自動車などを利
用して高速移動をしているユーザに対しても、同様の性
能を有する無線システムを提供したいという要望は大き
い。特に、高度道路交通システム（Intelligent Transp
ort System；ＩＴＳ）を実現する場合には、このような
無線システムの実現が必須である。

【０００７】ところが、移動体環境において、従来のＯ
ＦＤＭパケット通信をそのまま適用すると、マルチパス
フェージングに起因する受信信号の振幅位相変動が発生
してしまう。これは、伝送路特性が移動とともに変化す
ることや、ドップラー効果の影響が無視できないことに
よる。

【０００８】このため、従来から、インパルス応答で表
現した場合に、そのインパルス応答の時系列をＯＦＤＭ
伝送のサブキャリア（搬送周波数）ごとに時間方向で平
均化を行ったり、忘却係数を用いて加重平均化を行った
り等して、伝送路特性を推定して、受信信号を補償する
手法が提案されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の手法では、周波数選択性フェージングの影響を受けた
特定のサブキャリアにおいて、ドップラー周波数が大き
く、信号の振幅位相が大きく変動した場合に、適切に伝
送路特性を推定することが難しい場合があることがわか
っている。

【００１０】本発明は、以上のような問題を解決するた
めになされたもので、ＯＦＤＭパケット通信を高速移動
環境下で行う場合に、伝送路特性（振幅位相変動）を適
応的に推定するのに好適な、受信装置、受信方法、これ
らを実現するためのプログラム、ならびに、当該プログ
ラムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体を
提供することを目的とする。

【００１１】なお、本発明は、高速移動環境下における
ＯＦＤＭパケット通信に好適であるが、静止、もしく
は、準静止環境下においても、また、他の伝送方式を採
用した場合にも適用することができる。

【００１２】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
め、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示す
る。

【００１３】本発明の第１の観点に係る受信装置は、受
信部と、推定部と、補償部と、復調部と、変調部と、を
備え、以下のように構成する。

【００１４】すなわち、受信部は、既知信号と、データ
信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果
を受信して、これを受信信号として出力する。

【００１５】一方、推定部は、伝送路特性を推定する。

【００１６】さらに、補償部は、受信信号のデータ信号
に相当する部分であって未だ補償されていない部分を、
伝送路特性の既に推定されている部分により、補償し
て、これを補償済データ信号として出力する。

【００１７】そして、復調部は、補償済データ信号を復
調して、これを復調済データ信号として出力する。

【００１８】一方、変調部は、復調済データ信号を変調
して、これを変調済データ信号として出力する。

【００１９】ここで、推定部は、以下のように動作す
る。

【００２０】まず、受信信号の既知信号に相当する部分
と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
び、受信信号のデータ信号に相当する部分と変調済デー
タ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較
結果の時系列を得る。

【００２１】次に、比較結果の時系列のうち、所定の排
除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に
置き換える。

【００２２】さらに、置き換えた結果の比較結果の時系
列を平均化する。

【００２３】そして、平均化した結果を、推定された伝
送路特性とする。

【００２４】また、本発明の受信装置において、推定部
は、以下のように動作するように構成することができ
る。

【００２５】まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅
位相比の時系列 G^-1(1)，G^-1(2)，G^-1(3)，… を求める。 （ｘ）受信信号の既知信号に相当する部分で、既知信号
を変調して得られる結果を、複素除算した結果。 （ｙ）受信信号のデータ信号に相当する部分で、変調済
データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算し
た結果。

【００２６】次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の
値G^-1(n)と、その前の値G^-1(n-p) (1≦p＜n；pは整数)
と、所定の閾値λと、について |G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(n)をその前の値G^-1(n-q)
(1≦q＜n；qは整数)に置き換える。

【００２７】さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目
と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列
の区間 G^-1(n-N+1)，…，G^-1(n-2)，G^-1(n-1)，G^-1(n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(m) = G^-1(1)) の平均値をH^-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推
定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を求める。

【００２８】そして、振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を、推定された伝送路特性とする。

【００２９】本発明の第２の観点に係る受信装置は、受
信部と、分離部と、推定部と、補償部と、復元部と、変
調部と、を備え、以下のように構成する。

【００３０】すなわち、受信部は、互いに直交する搬送
周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既知信
号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号が伝
送された結果を受信して、これを受信信号として出力す
る。

【００３１】一方、分離部は、受信信号を、直並列化な
らびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受信信
号群に分離して、これらを分離済信号群として出力す
る。

【００３２】さらに、推定部は、搬送周波数ごとに、伝
送路特性を推定する。

【００３３】そして、補償部は、受信信号群のそれぞれ
について、データ信号に相当する部分であって未だ補償
されていない部分を、伝送路特性の既に推定されている
部分により、補償して、これらを補償済データ信号群と
して出力する。

【００３４】一方、復元部は、補償済データ信号群を直
並列変換して、これを復元済データ信号として出力す
る。

【００３５】さらに、変調部は、復元済データ信号を変
調して、これを変調済データ信号として出力する。

【００３６】ここで、推定部は、搬送周波数のそれぞれ
に対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数に対
応する分離済信号について、以下のように動作する。

【００３７】まず、分離済信号の既知信号に相当する部
分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
び、分離済信号のデータ信号に相当する部分と変調済デ
ータ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比
較結果の時系列を得る。

【００３８】次に、比較結果の時系列のうち、所定の排
除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に
置き換える。

【００３９】さらに、置き換えた結果の比較結果の時系
列を平均化する。

【００４０】そして、平均化した結果を、推定された伝
送路特性とする。

【００４１】また、本発明の受信装置において、推定部
は、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群に含
まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号につい
て、以下のように動作するように構成することができ
る。

【００４２】まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅
位相比の時系列

【００４３】G^-1(f，1)，G^-1(f，2)，G^-1(f，3)，… を求める。 （ｘ）分離済信号の既知信号に相当する部分で、既知信
号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。 （ｙ）分離済信号のデータ信号に相当する部分で、変調
済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算
した結果。

【００４４】次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の
値G^-1(f，n)と、その前の値G^-1(f，n-p) (1≦p＜n；p
は整数)と、所定の閾値λと、について |G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(f，n)をその前の値G^-1(f，
n-q) (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。

【００４５】さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目
と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列
の区間 G^-1(f，n-N+1)，…，G^-1(f，n-2)，G^-1(f，n-1)，G
^-1(f，n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(f，m) = G^-1(f，1)) の平均値をH^-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変
動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を求める。

【００４６】そして、振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を、推定された伝送路特性とする。

【００４７】本発明の第３の観点に係る受信方法は、受
信工程と、推定工程と、補償工程と、復調工程と、変調
工程と、を備え、以下のように構成する。

【００４８】すなわち、受信工程では、既知信号と、デ
ータ信号と、を変調して得られる送信信号が伝送された
結果を受信して、これを受信信号として出力する。

【００４９】一方、推定工程では、伝送路特性を推定す
る。

【００５０】さらに、補償工程では、受信信号のデータ
信号に相当する部分であって未だ補償されていない部分
を、伝送路特性の既に推定されている部分により、補償
して、これを補償済データ信号として出力する。

【００５１】そして、復調工程では、補償済データ信号
を復調して、これを復調済データ信号として出力する。

【００５２】一方、変調工程では、復調済データ信号を
変調して、これを変調済データ信号として出力する。

【００５３】ここで、推定工程では、以下の処理を行
う。

【００５４】まず、受信信号の既知信号に相当する部分
と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
び、受信信号のデータ信号に相当する部分と変調済デー
タ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比較
結果の時系列を得る。

【００５５】次に、比較結果の時系列のうち、所定の排
除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に
置き換える。

【００５６】さらに、置き換えた結果の比較結果の時系
列を平均化する。

【００５７】そして、平均化した結果を、推定された伝
送路特性とする。

【００５８】ここで、推定工程では、以下の処理を行
う。

【００５９】まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅
位相比の時系列 G^-1(1)，G^-1(2)，G^-1(3)，… を求める。 （ｘ）受信信号の既知信号に相当する部分で、既知信号
を変調して得られる結果を、複素除算した結果。 （ｙ）受信信号のデータ信号に相当する部分で、変調済
データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算し
た結果。

【００６０】次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の
値G^-1(n)と、その前の値G^-1(n-p) (1≦p＜n；pは整数)
と、所定の閾値λと、について |G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(n)をその前の値G^-1(n-q)
(1≦q＜n；qは整数)に置き換える。

【００６１】さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目
と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列
の区間 G^-1(n-N+1)，…，G^-1(n-2)，G^-1(n-1)，G^-1(n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(m) = G^-1(1)) の平均値をH^-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推
定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を求める。

【００６２】そして、振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を、推定された伝送路特性とする。

【００６３】また、本発明の受信方法は、受信工程と、
分離工程と、推定工程と、補償工程と、復元工程と、変
調工程と、を備え、以下のように構成する。

【００６４】すなわち、受信工程では、互いに直交する
搬送周波数を用いたマルチキャリア伝送方式により、既
知信号と、データ信号と、を変調して得られる送信信号
が伝送された結果を受信して、これを受信信号として出
力する。

【００６５】一方、分離工程では、受信信号を、直並列
化ならびに高速フーリエ変換により搬送周波数ごとの受
信信号群に分離して、これらを分離済信号群として出力
する。

【００６６】さらに、推定工程では、搬送周波数ごと
に、伝送路特性を推定する。

【００６７】そして、補償工程では、受信信号群のそれ
ぞれについて、データ信号に相当する部分であって未だ
補償されていない部分を、伝送路特性の既に推定されて
いる部分により、補償して、これらを補償済データ信号
群として出力する。

【００６８】一方、復元工程では、補償済データ信号群
を直並列変換して、これを復元済データ信号として出力
する。

【００６９】さらに、変調工程では、復元済データ信号
を変調して、これを変調済データ信号として出力する。

【００７０】ここで、推定工程では、搬送周波数のそれ
ぞれに対して、分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数
に対応する分離済信号について、以下の処理を行う。

【００７１】まず、分離済信号の既知信号に相当する部
分と既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
び、分離済信号のデータ信号に相当する部分と変調済デ
ータ信号のデータ信号に相当する部分とを比較して、比
較結果の時系列を得る。

【００７２】次に、比較結果の時系列のうち、所定の排
除条件を満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に
置き換える。

【００７３】さらに、置き換えた結果の比較結果の時系
列を平均化する。

【００７４】そして、平均化した結果を、推定された伝
送路特性とする。

【００７５】また、本発明の受信方法において、推定工
程では、搬送周波数のそれぞれに対して、分離済信号群
に含まれ、当該搬送周波数fに対応する分離済信号につ
いて、以下の処理を行うように構成することができる。

【００７６】まず、以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅
位相比の時系列 G^-1(f，1)，G^-1(f，2)，G^-1(f，3)，… を求める。 （ｘ）分離済信号の既知信号に相当する部分で、既知信
号を変調して得られる結果を、複素除算した結果。 （ｙ）分離済信号のデータ信号に相当する部分で、変調
済データ信号のデータ信号に相当する部分を、複素除算
した結果。

【００７７】次に、振幅位相比の時系列のうちn番目の
値G^-1(f，n)と、その前の値G^-1(f，n-p) (1≦p＜n；p
は整数)と、所定の閾値λと、について |G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(f，n)をその前の値G^-1(f，
n-q) (1≦q＜n；qは整数)に置き換える。

【００７８】さらに、当該振幅位相比の時系列のn番目
と、所定の正整数Nと、に対して、振幅位相比の時系列
の区間 G^-1(f，n-N+1)，…，G^-1(f，n-2)，G^-1(f，n-1)，G
^-1(f，n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(f，m) = G^-1(f，1)) の平均値をH^-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変
動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を求める。

【００７９】そして、振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を、推定された伝送路特性とする。

【００８０】なお、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、排除条件を
満たさない比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性
の時系列の値として、当該伝送路特性の時系列の過去の
値を採用して、比較結果の時系列を平均化するように構
成することができる。

【００８１】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比
の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μ
と、以下の式により定義される値νと、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(n-1) + t(1-μ)G^-1(n) をH^-1(n)とするように構成することができる。

【００８２】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比
の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義
される値νと、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(i) + (t/N)G^-1(n) をH^-1(n)とするように構成することができる。

【００８３】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、整数nにつ
いて排除条件が満たされる場合、時系列の区間の平均値
にかえて、H^-1(n-q)をH^-1(n)とするように構成すること
ができる。

【００８４】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比
の時系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μ
と、以下の式により定義される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(f，n-1) + t(1-μ)G^-1(f，n) をH^-1(f，n)とするように構成することができる。

【００８５】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、振幅位相比
の時系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義
される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(f，i) + (t/N)G
^-1(f，n) をH^-1(f，n)とするように構成することができる。

【００８６】また、本発明の受信装置の推定部、また
は、本発明の受信方法の推定工程において、整数nにつ
いて排除条件が満たされる場合、時系列の区間の平均値
にかえて、H^-1(f，n-q)をH^-1(f，n)とするように構成す
ることができる。

【００８７】本発明の第４の観点に係るプログラムは、
コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal Processor；デ
ィジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field Programm
ableGate Array）、または、ＡＳＩＣ（Application Sp
ecific Integrated Circuit）を含む。）を、上記受信
装置として機能させ、もしくは、コンピュータに上記受
信方法を実行させるように構成する。

【００８８】本発明の第５の観点に係るコンピュータ読
取可能な情報記録媒体は、上記プログラムを記録するよ
うに構成する。当該情報記録媒体は、コンパクトディス
ク、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁気ディ
スク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、また
は、半導体メモリを含む。

【００８９】記憶装置、計算装置、出力装置などを備え
る情報処理装置（汎用コンピュータ、ゲーム装置、携帯
情報端末、移動体電話、ＤＳＰ（Digital Signal Proce
ssor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（Field
Programmable Gate Array）など）で、本発明のプログ
ラムを、実行することにより、上記の受信装置、およ
び、受信方法を実現することができる。

【００９０】また、情報処理装置とは独立して、本発明
のプログラムを記録した情報記録媒体を配布、販売する
ことができる。

【００９１】

【発明の実施の形態】以下に本発明の一実施形態を説明
する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのも
のであり、本発明の範囲を制限するものではない。した
がって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素
をこれと均等なものに置換した実施形態を採用すること
が可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含
まれる。

【００９２】なお、理解を容易にするため、以下では、
ＯＦＤＭパケット通信を例にあげて説明するが、ほかの
通信方式においても、本発明の手法を適用することがで
き、そのような実施形態も本発明の範囲に含まれる。ま
た、本願の図では、ＩチャネルとＱチャネルを、適宜、
２本の線で別々に表現したり、１本の線に合わせて表現
することがある。

【００９３】（実施の形態）図１は、本発明の実施形態
の一つにおいて利用するＯＦＤＭパケットのフレームフ
ォーマットである。以下、本図を参照して説明する。

【００９４】フレーム（バースト）１０１は、プリアン
ブルドメイン（preamble domain）１０２とデータドメ
イン（data domain）１０３とからなる。

【００９５】プリアンブルドメイン１０２には、既知シ
ンボルCEが２つと、これらのためのガードインターバル
GIceが１つ含まれている。

【００９６】既知シンボルCEの数はさらに増やしてもよ
い。CEが複数ある場合は、これらの受信シンボルの平均
を使って伝送路推定を行う。

【００９７】データドメイン１０３には、伝送したいデ
ータ（data₁，…，data_L）が複数と、これらのそれぞれ
を区切るためのガードインターバルGIがL個含まれてい
る。

【００９８】なお、IEEE 802.11a規格では、複数の変調
方式および符号化率を用いて伝送することが可能である
ため、符号化率１／２で符号化され、BPSKで変調された
ＯＦＤＭシンボル「SIGNAL」をCEのあとに配置する。SI
GNALを用いて、フレーム１０１のデータドメイン１０３
で用いた変調方式および符号化率を、受信側に通知す
る。

【００９９】受信側では、最初のＯＦＤＭシンボル（SI
GNALに相当する）をCEで補正し、その復調結果から変調
方式や符号化率を判定する。これにより、送信側で用い
た変調方式・符号化率を知ることができる。

【０１００】この変調方式・符号化率の通知を行う実施
形態についても、本発明を適用することができ、その場
合も、本発明の範囲に含まれる。なお、変調方式の通知
や、その情報の受信側における利用については、理解を
容易にするため、本図や以下では説明を適宜省略する。

【０１０１】図２は、このフレームフォーマットを受信
した場合の、本実施形態の受信装置がどのように動作す
るかを示す説明図である。以下、本図を参照して説明す
る。

【０１０２】図２上方には、フレーム１０１が図示され
ているが、理解を容易にするため、ガードインターバル
GIceおよびGIは図示を省略している。また、ここでは、
ＯＦＤＭパケット通信のk番目のサブキャリアf_kについ
て考える。

【０１０３】まず、受信装置のチャネル評価器２０１
は、このパケットのフレーム１０１のプリアンブルドメ
イン１０２の既知シンボルCE２つから、この時点の振幅
位相比G^-1(f_k，1)求める。なお、振幅位相逆変動推定値
H^-1(f_k，1) = G^-1(f_k，1)である。

【０１０４】次に、補償器２０２は、振幅位相逆変動推
定値H^-1(f_k，1)を用いて、ＦＦＴ後の当該サブキャリア
のシンボルdata₁を補償する。

【０１０５】さらに、デモジュレータ２０３は、他のサ
ブキャリアと合わせて復調（復元）を行って、送信され
たデータのうち、data₁に相当する部分を出力信号とし
て得る。

【０１０６】次に、レプリカ生成器２０４は、復元され
たdata₁を、送信装置と同じように変調して、ＩＦＦＴ
前の送信シンボルのレプリカを得る。

【０１０７】なお、受信装置２０１では、フレーム１０
１中でSIGNALを用いた場合、CEにより補正・補償された
最初のＯＦＤＭシンボルで送信側で利用した変調方式お
よび符号化率（「RATE」と呼ばれる。）を取得する。こ
の場合、レプリカ生成器２０４は、RATEを取得して、そ
の変調方式で送信シンボルのレプリカを得ることにな
る。

【０１０８】さらに、チャネル評価器２０１は、この送
信シンボルのレプリカを、ＦＦＴ後のシンボルdata
₁で、複素除算して、振幅位相比G^-1(f_k，2)を求める。

【０１０９】以下、正整数nについての数学的帰納法の
記法にしたがって説明する。

【０１１０】検出器２０５は、振幅位相比G^-1(f_k，n)が
求められたら、これと直前に得られた振幅位相比G
^-1(f_k，n-1)と、を比較して、以下の条件が満たされる
かどうかを調べる。ここで、λは所定の定数である。 |G^-1(f_k，n)|/|G^-1(f_k，n-1)| ＞ λ

【０１１１】これが満たされる場合とは、瞬時的にこの
サブキャリアにおける振幅位相比が劣化しており、補償
に用いるべきでない場合である。そこで、これが満たさ
れる場合は、今得られたG^-1(f_k，n)を捨て、そのかわり
にG^-1(f_k，n)の値として直前の値G^-1(f_k，n-1)を用い
る。

【０１１２】さらに、平均器２０６は、零以下の整数m
については、G^-1(f_k，m) = G^-1(f_k，1)と考えることと
して、N個分の振幅位相比の区間 G^-1(f_k，n-N+1)，…，G^-1(f_k，n-2)，G^-1(f_k，n-1)，G
^-1(f_k，n) の平均を振幅位相変動推定値H^-1(f_k，n)とする。すなわ
ち、 H^-1(f_k，n) = (1/N)×Σ_i=n-N+1 ⁿ G^-1(f_k，i) である。

【０１１３】そして、補償器２０２は、この振幅位相変
動推定値H^-1(f_k，n)を用いて、ＦＦＴ後の当該サブキャ
リアのシンボルdata_nを補償する。

【０１１４】さらに、デモジュレータ２０３は、他のサ
ブキャリアと合わせて復調（復元）を行い、送信された
データのうち、data_nに相当する部分を出力信号として
得る。

【０１１５】次に、レプリカ生成器２０４は、復元され
たdata_nを、送信装置と同じように変調して、ＩＦＦＴ
前の送信シンボルのレプリカを得る。

【０１１６】ついで、チャネル評価器２０１は、この送
信シンボルのレプリカを、ＦＦＴ後のシンボルdata
_nで、複素除算して、振幅位相比G^-1(f_k，n+1)を求め
る。

【０１１７】以下、データdata₁，…，data_Lがすべて復
元されるまでこれを繰り返す。

【０１１８】このようにして、本手法では、高速フェー
ジング環境下で瞬時的に劣化したサブチャネルに対して
も、適応的に振幅位相逆変動値を推定して、適切に信号
を補償することができる。

【０１１９】上記の説明では、nは各シンボルが何番目
かに対応するものとしている。すなわち、１シンボルご
とに、振幅位相逆変動値を推定しているが、複数シンボ
ルおきに推定を行うことにより、消費電力を抑制する手
法を採用することもでき、そのような実施形態も本発明
の範囲に含まれる。

【０１２０】（送信装置）以下、本実施形態の受信装置
と対になって用いられる送信装置について、まず説明す
る。図３は、当該送信装置の概要構成を示す模式図であ
る。図に示す送信装置は、IEEE 802.11a、ARIB-MMACで
採用されているものに対応するが、これ以外の種々の構
成の送信装置を本発明の受信装置と対にして用いること
ができる。

【０１２１】送信装置３０１は、入力を受け付けたデー
タ信号を、エンコーダ３０２で、パケット単位で畳み込
み符号化して、誤り訂正にそなえる。

【０１２２】さらに、インターリーバ３０３でインター
リーブして、符号系列の順番を入れかえて、データをス
クランブル化する。

【０１２３】そして、ＱＡＭマッパ３０４は、スクラン
ブル化されたデータを、１６ＱＡＭ値にマッピングす
る。

【０１２４】さらに、直並列変換器３０５は、これをサ
ブチャネル信号に直並列変換する。

【０１２５】このほか、パイロット信号生成器３０６が
生成したパイロット信号もサブチャネル信号に含まれ
る。

【０１２６】逆フーリエ変換器３０７は、これらのサブ
チャネル信号を逆フーリエ変換して、並直列変換器３０
８により、並直列変換を行ってＯＦＤＭベースバンド信
号に変換する。

【０１２７】さらに、GI挿入器３０９は、ガードインタ
ーバルを挿入して、符号間干渉を軽減してマルチパス経
路に対する耐性を向上させる。

【０１２８】送信装置３０１で用いるガードインターバ
ルは、図１矢印に示すように送出する各シンボルの最後
の部分を一定時間だけそのままコピーしたものである。

【０１２９】さらに、CE挿入器３１０は、これにより作
られたバーストの先頭にCEシンボルを挿入し、D/A変換
器３１１は、データ信号をアナログ信号に変換して、直
交デモジュレータ３１２は、直交変換を行い、アップコ
ンバータ３１３がＲＦ帯に周波数変換を行って、アンテ
ナ３１４から信号を送信する。

【０１３０】（受信装置）図４は、本実施形態の受信装
置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照し
て説明する。

【０１３１】受信装置４０１は、送信されて伝搬路によ
りマルチパスなどの影響を受けた結果の信号を、アンテ
ナ４０２において受信し、ベースバンドフィルタ４０３
で必要な帯域のみを選択し、ダウンコンバータ４０４で
ＯＦＤＭベースバンド信号に周波数変換する。

【０１３２】ＯＦＤＭベースバンド信号は、直交デモジ
ュレータ４０５によりＩチャネルとＱチャネルに分離さ
れ、Ａ／Ｄ変換器４０６により、ディジタル信号に変換
される。

【０１３３】さらに、GI除去器４０７は、ディジタル信
号からガードインターバルを除去し、直並列変換器４０
８により、シンボル毎に直並列変換を行い、フーリエ変
換器４０９により、高速フーリエ変換を行って、各サブ
キャリアをＱＡＭ値に戻す。

【０１３４】なお、ここで得られるＱＡＭ値は、伝送路
特性の影響を受けているため、正確なディジタル値とは
なっていない。

【０１３５】チャネル評価器２０１は、まず、プリアン
ブルドメイン１０２に含まれる２つの既知データCEに対
応して得られた伝送の影響を受けた後のＱＡＭ値の平均
値で、もとの既知データ４１０のＱＡＭ値を複素除算し
て、位相振幅比G^-1(f_k，1)を求める。

【０１３６】検出器２０５、平均化器２０６は、この段
階では、求めた位相振幅比G^-1(f_k，1)をそのまま位相振
幅逆変動推定値H^-1(f_k，1)として補償器２０２に渡し、
データドメインの最初のデータシンボルdata₁の補償を
行う。

【０１３７】さらに、パイロット除去器４１１は、補償
されたデータシンボルからパイロットシンボルを除去し
た後、並直列変換器４１３でこれを並直列変換して、Ｑ
ＡＭ検出器４１４で軟判定処理を行って、デインターリ
ーバ４１５、誤り訂正器４１６によりインターリーブお
よび畳み込み符号化の逆変換を行って、伝送された信号
を復元する。

【０１３８】さらに、復元された信号は、レプリカ生成
器２０４に渡され、レプリカ生成器２０４では、送信装
置３０１と同じように、エンコーダ３０２により畳み込
み符号化を、インターリーバ３０３によりインターリー
ブを、ＱＡＭマッパ３０４により１６ＱＡＭ値へのマッ
ピングを、それぞれ行う。そして、パイロット挿入器４
１２により、パイロット信号を挿入して、逆フーリエ変
換前の送信シンボルのレプリカを作成する。

【０１３９】以降は、チャネル評価器２０１でレプリカ
とフーリエ変換後の受信シンボルとを複素除算して位相
振幅比G^-1(f_k，n)を求め、受信シンボルが劣化している
場合は、検出器２０５で位相振幅比G^-1(f_k，n)の代りに
直前のG^-1(f_k，n-1)を用いることとする。

【０１４０】さらに、平均器２０６で、最近N個分の位
相振幅比G^-1(f_k，n-N+1)，…，G^-1(f _k，n-2)，G^-1(f_k，
n-1)，G^-1(f_k，n)を平均して、これを位相振幅逆変動推
定値H ^-1(f_k，n)とし、補償器２０２に渡す。

【０１４１】補償器２０２は、位相振幅逆変動推定値H
^-1(f_k，n)でdata_nを補償する。

【０１４２】以下、この処理をフレームが終わるまで繰
り返す。

【０１４３】このようにして、高速移動環境下のＯＦＤ
Ｍパケット通信においても、適切に伝送路特性を推定し
て、データの補償を行うことができる。

【０１４４】なお、送信装置３０１においては、エンコ
ーダ３０２として畳み込み（Convolutional）エンコー
ダを、受信装置４０１においては、エンコーダ３０２と
してViterbiエンコーダを、それぞれ用いることができ
る。

【０１４５】（実験結果）本発明の手法を用いてＯＦＤ
Ｍパケット通信を行う場合の性能を計算機シミュレーシ
ョンにより判定した結果を以下に説明する。

【０１４６】パラメータは、以下の通りである。 ・変調方式は、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ。 ・サブキャリアの数は、５２個。そのうちパイロット信
号は４個。 ・サブキャリア周波数の間隙（spacing）は、０.３１２
５ＭＨｚ。 ・ＯＦＤＭバンド幅は、１６.５６２５ＭＨｚ。 ・ＦＦＴのサイズは、６４。 ・シンボル幅は、４μｓ。 ・ガードインターバルは、８００ｎｓ。 ・１パケット内のＣＥシンボルの数は、２つ。 ・インターリーブの大きさは、１６×１２ビット。 ・シンボル平均化のための整数N = 8。 ・閾値λ = 5。 ・誤り訂正符号化の手法は、Convolutional code/soft
detection Viterbi (R=1/2，K=7)。 ・伝送路モデルは、遅延拡がりが１５０ｎｓのＢＲＡＮ
モデル。

【０１４７】図５は、高速フェージング環境下にて本発
明を適用した場合のＰＥＲ（PacketError Rate）特性を
示すグラフである。ここでは、周波数帯として５ＧＨｚ
帯を使用し、最大ドップラー周波数fdを５００Ｈｚとし
てシミュレーションを行った。なお、これは、時速１０
０ｋｍ程度の走行に相当する。

【０１４８】本図では、パケット内のデータ部における
ＯＦＤＭ情報シンボル数を１００個としたときに本発明
の手法を用いた場合（図中白丸）、検出器２０５を用い
ずに平均化のみを行った場合（図中黒三角）のほか、Ｏ
ＦＤＭ情報シンボル数を４個としたときにCEシンボルの
みで振幅位相変動を補償する場合（図中白三角）、それ
ぞれの特性を示している。

【０１４９】ＯＦＤＭ情報シンボル数を４個としたとき
にCEシンボルのみで振幅位相変動を補償する場合は、パ
ケット長が短いため、パケット内のフェージング変動が
小さいことから、良好な特性を示しているように見える
が、フェージング変動が高速になるほどCEシンボルにお
ける推定精度が低下するため、Eb/N0が大きい領域では
エラーフロアを起こしている。

【０１５０】次に平均化処理のみを行う方式であるが、
CEシンボルのみの補償方式に比べて、フェージング変動
に追随することができる。CEシンボルのみの補償方式で
推定の誤りが大きい場合であっても、振幅位相逆変動値
を時系列で扱うため、エラーフロアを起こさずに伝送が
できる。もっとも、高速フェージング環境下では、平均
化処理により推定精度が低下するため、パケット長が１
００シンボルの場合に、ＰＥＲが10^-1〜10^-2程度の誤り
が起きている。

【０１５１】最後に本発明の手法を用いた場合である
が、フェージング変動の追随性が良好であり、劣化した
サブチャネルを使用しないため高精度の推定ができるの
で、従来方式に比べて特性が改善している。たとえば、
パケット長が１００シンボルの場合でも誤り率は10^-2〜
10^-3程度と低い。

【０１５２】このように、本手法の有効性が示された。

【０１５３】図６は、計算機シミュレーションにより、
パケット内のデータ部におけるＯＦＤＭ情報シンボル数
（パケット長）ndを変更した場合の特性を調べた結果を
示すグラフである。以下、本図を参照して説明する。

【０１５４】なお、IEEE 802.11aフォーマットで16QAM-
OFDMを利用した場合、ＭＡＣ層から受け取るパラメータ
等の問題から、パケット長ndは最大３００シンボル程度
となる。

【０１５５】本図では、本発明の手法（白三角）と、平
均化のみを行う手法（白丸）とについて、パケット長nd
とＰＥＲの関係が示されている。また、最大ドップラー
周波数fdは５００Ｈｚ、Eb/N0は１８ｄＢで固定とし
た。

【０１５６】図に示すように、いずれの手法もパケット
長ndが大きくなるとＰＥＲも劣化するが、本発明の手法
は、平均化のみを行う手法に比べ、特性が良いだけでな
く、パケット長が大きくなった場合の特性の劣化も小さ
い。

【０１５７】このように、本発明の手法は、従来方式よ
りもパケット長に対して耐性をもっていることが示され
た。

【０１５８】図７は、計算機シミュレーションにより、
フェージング変動に対する特性の変化を調べた結果を示
すグラフである。以下、本図を参照して説明する。

【０１５９】本図では、本発明の手法（白三角）と、平
均化のみを行う手法（白丸）とについて、最大ドップラ
ー周波数fdとＰＥＲの関係が示されている。なお、Eb/N
0は１８ｄＢで固定、ndは１００シンボルとした。

【０１６０】平均化のみを行う手法の誤り率は、10^-2程
度となっているが、本発明の手法の誤り率は、それより
もかなり低い。

【０１６１】本実験では、フェージングの高速な変動に
追随するため、平均化するシンボル数Nを比較的小さな
値８としているが、平均化のみを行う手法では、低速な
フェージング環境下においても劣化したサブチャネルの
影響を受けやすい。

【０１６２】一方、本発明の方式では、劣化したサブチ
ャネルの影響を除去しているため、fdの値に関わらず、
特性がはるかに良好であることがわかる。

【０１６３】このように、本発明の手法は、従来方式よ
りも、フェージングに対して十分な効果を発揮すること
がわかる。

【０１６４】図８は、計算機シミュレーションにより、
λとＰＥＲの関係を調べた結果を示すグラフである。

【０１６５】本図では、最大ドップラー周波数fdが５０
Ｈｚの場合（白丸）、３００Ｈｚの場合（白三角）、５
００Ｈｚの場合（黒三角）の場合の結果が示されてい
る。なお、Eb/N0は１８ｄＢで固定、ndは１００シンボ
ルとした。

【０１６６】本図より、λが大くなると、劣化したサブ
チャネルを検出する頻度が低下するため、特性が劣化し
ていることがわかる。

【０１６７】逆にλが小さくなると、フェージングの変
動を劣化したサブチャネルであると間違えて除去してし
まうため、フェージング変動を追随することが困難とな
り特性が劣化している。

【０１６８】なお、いずれのfdに対しても、本実験のシ
ステムにおいては、λ = 5が最適値であることがわか
る。

【０１６９】（他の実施形態）排除条件や平均化につい
ては、以下のような種々の手法を採用することできる。

【０１７０】第１は、振幅位相比の時系列のn番目の値
とその直前の値を比較するのではなく、n番目の値G^-1(f
_k，n)と、その前の値G^-1(f_k，n-p) (1≦p＜n；pは整
数)とを比較して、 |G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(f，n)をその前の値G^-1(f，
n-q) (1≦q＜n；qは整数)に置き換える手法である。上
記の実施形態は、p = q = 1の場合に相当する。

【０１７１】第２は、振幅位相比の時系列の区間の平均
値ではなく、所定の忘却係数μと、以下の式により定義
される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(f，n-1) + t(1-μ)G^-1(f，n) をH^-1(f，n)とする手法である。

【０１７２】第３は、振幅位相比の時系列の区間の平均
値ではなく、以下の式により定義される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(f，i) + (t/N)G
^-1(f，n) をH^-1(f，n)とする手法である。

【０１７３】たとえば、上記の実験でパケット誤り率を
最小にすることができるλの値5に相当するものとし
て、a = 0.25，b = 1.25，b/a = 5とした場合、ν = 5
のときはt = 0となるので、 H^-1(n) = G^-1(n-1) となる。また、ν = 3のときはt = 0.5となるので、 H^-1(n) = 0.5(1+μ)G^-1(n-1) + 0.5(1-μ)G^-1(n) となる。

【０１７４】このように、ν = 5のときはG^-1(n)の影響
がまったくなくなり、ν = 3のときはG^-1(n)の影響をあ
る程度残して平均化することになる。すなわち、tはG^-1
(n)の平均化処理の影響度に対応するといえる。

【０１７５】定数a，bは、パケット誤り率を最小にする
ことができるλの値にb/aが等しくなるように選択する
ことが望ましい。

【０１７６】これらの平均化の手法では、重みをつけて
いるために、H^-1(n)を求める際にG^{- 1}(n)の影響が小さく
なるという特性を有する。伝送路の環境などに応じて、
いずれの態様を採用するかを選択することができる。

【０１７７】このほか、整数nについて排除条件が満た
される場合、時系列の区間の平均値ではなく、H^-1(f，n
-q)をそのままH^-1(f，n)とする手法が考えられる。

【０１７８】この手法では、排除条件が満たされる場合
の計算量を節約することができる。

【０１７９】図９は、本発明の他の実施形態に係る受信
装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照
して説明する。なお、図４に示すものと同じ機能を果た
す要素には、同じ符号を付してある。

【０１８０】図９に示す受信機４０１は、ＱＡＭ検出器
４１４の出力を復元された信号と考え、これをそのまま
ＱＡＭマッパ３０４に与えることにより、送信機と同様
の変調を行う態様である。

【０１８１】図１０は、本発明の他の実施形態に係る受
信装置の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参
照して説明する。なお、図４、図９に示すものと同じ機
能を果たす要素には、同じ符号を付してある。

【０１８２】図１０に示す受信機４０１の構成は、上記
の実施形態と同様であるが、平均化した結果の他の用途
にさらに利用する。

【０１８３】すなわち、平均器２０６によって平均化さ
れた結果から、パイロット除去器４１１により、パイロ
ット信号部分を除去する。さらに、直並列変換器４１３
により直並列変換を行うと、各周波数fに対して、ある
時点nで、 H^-1(f，n) が出力されることになる。そこで、変換器４２１は、こ
の絶対値の逆数を、変調方式の１シンボルあたりの伝送
ビット数だけ、これをコピーする。

【０１８４】本実施形態では、１６ＱＡＭを採用するた
め４つ（ＱＰＳＫを使った場合は２つ）コピーを作るこ
とになる。すなわち、変換器４２１は、各周波数fに対
して、ある時点nで、 |H(f，n)|，|H(f，n)|，|H(f，n)|，|H(f，n)| を出力する。

【０１８５】さらに、乗算器４２２は、これをＱＡＭ検
出後の信号に掛け合わせる。ＱＡＭ検出器４１４の出力
は、補償器２０２による補償はされているものの、どの
ような伝搬路状況の際のものかわからない。そこで、上
記の情報を掛け合わせることによって、これらの情報を
付加して、誤り訂正器４１６に信号の信頼度情報を供給
することができる。

【０１８６】本実施形態は、本手法が位相振幅のひずみ
の推定のみならず、誤り訂正の際にも利用できることを
示すものである。

【０１８７】（周波数方向や時間方向の平均化）以下で
は、さらに、周波数方向や時間方向について平均化を行
う手法について述べる。

【０１８８】上記実施態様では、G^-1(n)の値を平均化し
ていたが、本実施形態では、|G(n)|の値を、重みをつけ
て平均化する。

【０１８９】また、平均化の際には、周波数軸方向の平
均化、時間軸方向の平均化、もしくはこれらの組合せを
採用することができる。

【０１９０】また、平均化の際に、加重平均をとるか、
単なる平均をとるか、のいずれかを採用することができ
る。

【０１９１】図１１は、周波数方向に平均化を行う手法
の概要を示すものである。本図に示すように、測定値か
ら直接得られるG(n)には、そもそもノイズが含まれてお
り、伝送路の周波数特性を中心に所定の範囲で分散する
傾向がある。そこで、一定区間ごとに加重平均をとるこ
とによって、ノイズの影響を抑え、これにより、正確に
伝送路の周波数特性を推定する。

【０１９２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＯＦＤＭパケット通信を高速移動環境下で行う場合に、
伝送路特性（振幅位相変動）を適応的に推定するのに好
適な、受信装置、受信方法、これらを実現するためのプ
ログラム、ならびに、当該プログラムを記録したコンピ
ュータ読取可能な情報記録媒体を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態において用いられる既知信号
とデータ信号とを含むフレームのフォーマットを示す模
式図である。

【図２】本発明の実施形態の受信装置における位相振幅
逆変動値の推定の手法を示す模式図である。

【図３】本発明の実施形態の受信装置と対になる送信装
置の概要構成を示す模式図である。

【図４】本発明の実施形態の受信装置の概要構成を示す
模式図である。

【図５】本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比
較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフ
である。

【図６】本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比
較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフ
である。

【図７】本発明の手法を適用した場合と従来手法とを比
較する計算機シミュレーションの実験結果を示すグラフ
である。

【図８】本発明の手法において、閾値λによってＰＥＲ
が変化する様子を計算機シミュレーションにより実験し
た結果を示すグラフである。

【図９】本発明の他の実施形態の受信装置の概要構成を
示す模式図である。

【図１０】本発明の他の実施形態の受信装置の概要構成
を示す模式図である。

【図１１】本発明の他の実施形態における周波数特性の
平均化の概要を示す説明図である。

【符号の説明】

１０１ フレーム １０２ プリアンブルドメイン １０３ データドメイン ２０１ チャネル評価器 ２０２ 補償器 ２０３ デモジュレータ ２０４ レプリカ生成器 ２０５ 検出器 ２０６ 平均器 ３０１ 送信装置 ３０２ エンコーダ ３０３ インターリーバ ３０４ ＱＡＭマッパ ３０５ 直並列変換器 ３０６ パイロット信号生成器 ３０７ 逆フーリエ変換器 ３０８ 並直列変換器 ３０９ GI挿入器 ３１０ CE挿入器 ３１１ D/A変換器 ３１２ 直交デモジュレータ ３１３ アップコンバータ ３１４ アンテナ ４０１ 受信装置 ４０２ アンテナ ４０３ ベースバンドフィルタ ４０４ ダウンコンバータ ４０５ 直交デモジュレータ ４０６ Ａ／Ｄ変換器 ４０７ GI削除器 ４０８ 直並列変換器 ４０９ フーリエ変換器 ４１０ 既知データ ４１１ パイロット除去器 ４１２ パイロット挿入器 ４１３ 並直列変換器 ４１４ ＱＡＭ検出器 ４１５ デインターリーバ ４１６ 誤り訂正器 ４２２ 乗算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤瀬 雅行 神奈川県横須賀市光の丘３丁目４番 総務 省通信総合研究所 横須賀無線通信研究セ ンター内 (72)発明者 船田 龍平 神奈川県横須賀市光の丘３丁目４番 総務 省通信総合研究所 横須賀無線通信研究セ ンター内 (72)発明者 澤田 学 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 (72)発明者 佐々木 邦彦 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD33 DD34 5K052 AA01 BB02 CC06 DD03 DD04 EE38 FF32

Claims (27)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】既知信号と、データ信号と、を変調して得
   られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを受
   信信号として出力する受信部と、 伝送路特性を推定する推定部と、 前記受信信号の前記データ信号に相当する部分であって
   未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推
   定されている部分により、補償して、これを補償済デー
   タ信号として出力する補償部と、 前記補償済データ信号を復調して、これを復調済データ
   信号として出力する復調部と、 前記復調済データ信号を変調して、これを変調済データ
   信号として出力する変調部と、 を備える受信装置であって、 前記推定部は、 （ａ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分と前
   記既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
   び、前記受信信号の前記データ信号に相当する部分と前
   記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分と
   を比較して、比較結果の時系列を得て、 （ｂ）前記比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を
   満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換
   え、 （ｃ）前記置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化
   して、 （ｄ）前記平均化した結果を、推定された伝送路特性と
   することを特徴とする受信装置。
2. 【請求項２】前記推定部は、前記排除条件を満たさない
   比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性の時系列の
   値として、当該伝送路特性の時系列の過去の値を採用し
   て、前記比較結果の時系列を平均化することを特徴とす
   る請求項１に記載の受信装置。
3. 【請求項３】前記推定部は、 （ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系
   列 G^-1(1)，G^-1(2)，G^-1(3)，… を求め、 （ｘ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分で、
   前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した
   結果。（ｙ）前記受信信号の前記データ信号に相当する
   部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当
   する部分を、複素除算した結果。（ｂ）前記振幅位相比
   の時系列のうちn番目の値G^-1(n)と、その前の値G^-1(n-
   p) (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λと、につい
   て、以下の排除条件 |G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(n)をその前の値G^-1(n-q)
   (1≦q＜n；qは整数)に置き換え、 （ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整
   数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間 G^-1(n-N+1)，…，G^-1(n-2)，G^-1(n-1)，G^-1(n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(m) = G^-1(1)) の平均値をH^-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推
   定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を求めて、 （ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を、推定された伝送路特性とすることを特徴とする請求
   項１に記載の受信装置。
4. 【請求項４】前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の
   区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の式
   により定義される値νと、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
   義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(n-1) + t(1-μ)G^-1(n) をH^-1(n)とすることを特徴とする請求項３に記載の受信
   装置。
5. 【請求項５】前記推定部は、前記振幅位相比の時系列の
   区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値ν
   と、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
   義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(i) + (t/N)G^-1(n) をH^-1(n)とすることを特徴とする請求項３に記載の受信
   装置。
6. 【請求項６】前記推定部は、整数nについて前記排除条
   件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にかえ
   て、H^-1(n-q)をH^-1(n)とすることを特徴とする請求項３
   から５のいずれか１項に記載の受信装置。
7. 【請求項７】互いに直交する搬送周波数を用いたマルチ
   キャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号と、
   を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受信し
   て、これを受信信号として出力する受信部と、 前記受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換に
   より搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを
   分離済信号群として出力する分離部と、 前記搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する推定部
   と、 前記受信信号群のそれぞれについて、前記データ信号に
   相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前
   記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償し
   て、これらを補償済データ信号群として出力する補償部
   と、 前記補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元
   済データ信号として出力する復元部と、 前記復元済データ信号を変調して、これを変調済データ
   信号として出力する変調部と、 を備える受信装置であって、 前記推定部は、前記搬送周波数のそれぞれに対して、前
   記分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数に対応する分
   離済信号について、 （ａ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分と
   前記既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
   び、前記分離済信号の前記データ信号に相当する部分と
   前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分
   とを比較して、比較結果の時系列を得て、 （ｂ）前記比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を
   満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換
   え、 （ｃ）前記置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化
   して、 （ｄ）前記平均化した結果を、推定された伝送路特性と
   することを特徴とする受信装置。
8. 【請求項８】前記推定部は、前記排除条件を満たさない
   比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性の時系列の
   値として、当該伝送路特性の時系列の過去の値を採用し
   て、前記比較結果の時系列を平均化することを特徴とす
   る請求項７に記載の受信装置。
9. 【請求項９】前記推定部は、前記搬送周波数のそれぞれ
   に対して、前記分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数
   fに対応する分離済信号について、 （ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系
   列 G^-1(f，1)，G^-1(f，2)，G^-1(f，3)，… を求め、 （ｘ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分
   で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算
   した結果。 （ｙ）前記分離済信号の前記データ信号に相当する部分
   で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する
   部分を、複素除算した結果。 （ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G^-1(f，
   n)と、その前の値G^-1(f，n-p) (1≦p＜n；pは整数)
   と、所定の閾値λと、について |G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(f，n)をその前の値G^-1(f，
   n-q) (1≦q＜n；qは整数)に置き換え、 （ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整
   数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間 G^-1(f，n-N+1)，…，G^-1(f，n-2)，G^-1(f，n-1)，G
   ^-1(f，n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(f，m) = G^-1(f，1)) の平均値をH^-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変
   動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を求めて、 （ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を、推定された伝送路特性とすることを特徴とする請求
   項７に記載の受信装置。
10. 【請求項１０】前記推定部は、前記振幅位相比の時系列
    の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以下の
    式により定義される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(f，n-1) + t(1-μ)G^-1(f，n) をH^-1(f，n)とすることを特徴とする請求項９に記載の
    受信装置。
11. 【請求項１１】前記推定部は、前記振幅位相比の時系列
    の区間の平均値にかえて、以下の式により定義される値
    νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(f，i) + (t/N)G
    ^-1(f，n) をH^-1(f，n)とすることを特徴とする請求項９に記載の
    受信装置。
12. 【請求項１２】前記推定部は、整数nについて前記排除
    条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値にか
    えて、H^-1(f，n-q)をH^-1(f，n)とすることを特徴とする
    請求項９から１１のいずれか１項に記載の受信装置。
13. 【請求項１３】既知信号と、データ信号と、を変調して
    得られる送信信号が伝送された結果を受信して、これを
    受信信号として出力する受信工程と、 伝送路特性を推定する推定工程と、 前記受信信号の前記データ信号に相当する部分であって
    未だ補償されていない部分を、前記伝送路特性の既に推
    定されている部分により、補償して、これを補償済デー
    タ信号として出力する補償工程と、 前記補償済データ信号を復調して、これを復調済データ
    信号として出力する復調工程と、 前記復調済データ信号を変調して、これを変調済データ
    信号として出力する変調工程と、 を備える受信方法であって、 前記推定工程では、 （ａ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分と前
    記既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
    び、前記受信信号の前記データ信号に相当する部分と前
    記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分と
    を比較して、比較結果の時系列を得て、 （ｂ）前記比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を
    満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換
    え、 （ｃ）前記置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化
    して、 （ｄ）前記平均化した結果を、推定された伝送路特性と
    することを特徴とする受信方法。
14. 【請求項１４】前記推定工程では、前記排除条件を満た
    さない比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性の時
    系列の値として、当該伝送路特性の時系列の過去の値を
    採用して、前記比較結果の時系列を平均化することを特
    徴とする請求項１３に記載の受信方法。
15. 【請求項１５】前記推定工程では、 （ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系
    列 G^-1(1)，G^-1(2)，G^-1(3)，… を求め、 （ｘ）前記受信信号の前記既知信号に相当する部分で、
    前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算した
    結果。 （ｙ）前記受信信号の前記データ信号に相当する部分
    で、前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する
    部分を、複素除算した結果。 （ｂ）前記振幅位相比の時系列のうちn番目の値G^-1(n)
    と、その前の値G^-1(n-p) (1≦p＜n；pは整数)と、所定
    の閾値λと、について、以下の排除条件 |G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(n)をその前の値G^-1(n-q)
    (1≦q＜n；qは整数)に置き換え、 （ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整
    数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間 G^-1(n-N+1)，…，G^-1(n-2)，G^-1(n-1)，G^-1(n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(m) = G^-1(1)) の平均値をH^-1(n)とすることにより、振幅位相逆変動推
    定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を求めて、 （ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(1)，H^-1(2)，H^-1(3)，… を、推定された伝送路特性とすることを特徴とする請求
    項１３に記載の受信方法。
16. 【請求項１６】前記推定工程では、前記振幅位相比の時
    系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以
    下の式により定義される値νと、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(n-1) + t(1-μ)G^-1(n) をH^-1(n)とすることを特徴とする請求項１５に記載の受
    信方法。
17. 【請求項１７】前記推定工程では、前記振幅位相比の時
    系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義され
    る値νと、 ν=|G^-1(n)|/|G^-1(n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(i) + (t/N)G^-1(n) をH^-1(n)とすることを特徴とする請求項１５に記載の受
    信方法。
18. 【請求項１８】前記推定工程では、整数nについて前記
    排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値
    にかえて、H^-1(n-q)をH^-1(n)とすることを特徴とする請
    求項１５から１７のいずれか１項に記載の受信方法。
19. 【請求項１９】互いに直交する搬送周波数を用いたマル
    チキャリア伝送方式により、既知信号と、データ信号
    と、を変調して得られる送信信号が伝送された結果を受
    信して、これを受信信号として出力する受信工程と、 前記受信信号を、直並列化ならびに高速フーリエ変換に
    より搬送周波数ごとの受信信号群に分離して、これらを
    分離済信号群として出力する分離工程と、 前記搬送周波数ごとに、伝送路特性を推定する推定工程
    と、 前記受信信号群のそれぞれについて、前記データ信号に
    相当する部分であって未だ補償されていない部分を、前
    記伝送路特性の既に推定されている部分により、補償し
    て、これらを補償済データ信号群として出力する補償工
    程と、 前記補償済データ信号群を直並列変換して、これを復元
    済データ信号として出力する復元工程と、 前記復元済データ信号を変調して、これを変調済データ
    信号として出力する変調工程と、 を備える受信方法であって、 前記推定工程では、前記搬送周波数のそれぞれに対し
    て、前記分離済信号群に含まれ、当該搬送周波数に対応
    する分離済信号について、 （ａ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分と
    前記既知信号を変調して得られる結果とを比較し、およ
    び、前記分離済信号の前記データ信号に相当する部分と
    前記変調済データ信号の前記データ信号に相当する部分
    とを比較して、比較結果の時系列を得て、 （ｂ）前記比較結果の時系列のうち、所定の排除条件を
    満たす値を当該比較結果の時系列の過去の値に置き換
    え、 （ｃ）前記置き換えた結果の比較結果の時系列を平均化
    して、 （ｄ）前記平均化した結果を、推定された伝送路特性と
    することを特徴とする受信方法。
20. 【請求項２０】前記推定工程では、前記排除条件を満た
    さない比較結果の時系列の値に対応する伝送路特性の時
    系列の値として、当該伝送路特性の時系列の過去の値を
    採用して、前記比較結果の時系列を平均化することを特
    徴とする請求項１９に記載の受信方法。
21. 【請求項２１】前記推定工程では、前記搬送周波数のそ
    れぞれに対して、前記分離済信号群に含まれ、当該搬送
    周波数fに対応する分離済信号について、 （ａ）以下の結果（ｘ）（ｙ）から、振幅位相比の時系
    列 G^-1(f，1)，G^-1(f，2)，G^-1(f，3)，… を求め、 （ｘ）前記分離済信号の前記既知信号に相当する部分
    で、前記既知信号を変調して得られる結果を、複素除算
    した結果。（ｙ）前記分離済信号の前記データ信号に相
    当する部分で、前記変調済データ信号の前記データ信号
    に相当する部分を、複素除算した結果。（ｂ）前記振幅
    位相比の時系列のうちn番目の値G^-1(f，n)と、その前の
    値G^-1(f，n-p) (1≦p＜n；pは整数)と、所定の閾値λ
    と、について |G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| ＞ λ が成立する場合、当該値G^-1(f，n)をその前の値G^-1(f，
    n-q) (1≦q＜n；qは整数)に置き換え、 （ｃ）当該振幅位相比の時系列のn番目と、所定の正整
    数Nと、に対して、振幅位相比の時系列の区間 G^-1(f，n-N+1)，…，G^-1(f，n-2)，G^-1(f，n-1)，G
    ^-1(f，n) (ただし m≦0 の場合 G^-1(f，m) = G^-1(f，1)) の平均値をH^-1(f，n)とすることにより、振幅位相逆変
    動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を求めて、 （ｄ）前記振幅位相逆変動推定値の時系列 H^-1(f，1)，H^-1(f，2)，H^-1(f，3)，… を、推定された伝送路特性とすることを特徴とする請求
    項１９に記載の受信方法。
22. 【請求項２２】前記推定工程では、前記振幅位相比の時
    系列の区間の平均値にかえて、所定の忘却係数μと、以
    下の式により定義される値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 (1-t+tμ)G^-1(f，n-1) + t(1-μ)G^-1(f，n) をH^-1(f，n)とすることを特徴とする請求項２１に記載
    の受信方法。
23. 【請求項２３】前記推定工程では、前記振幅位相比の時
    系列の区間の平均値にかえて、以下の式により定義され
    る値νと、 ν=|G^-1(f，n)|/|G^-1(f，n-p)| 所定の定数a，b (b＞a＞0)に対して以下の式により定
    義される重みtと、 t = -aν + b (ν≦b/a)； t = 0 (ν＞b/a) を用いて、 ((N-t)/(N(N-1)))Σ_i=n-N+1 ^n-1 G^-1(f，i) + (t/N)G
    ^-1(f，n) をH^-1(f，n)とすることを特徴とする請求項２１に記載
    の受信方法。
24. 【請求項２４】前記推定工程では、整数nについて前記
    排除条件が満たされる場合、前記時系列の区間の平均値
    にかえて、H^-1(f，n-q)をH^-1(f，n)とすることを特徴と
    する請求項２１から２３のいずれか１項に記載の受信方
    法。
25. 【請求項２５】コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal
    Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ
    （Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩ
    Ｃ（Application Specific Integrated Circuit）を含
    む。）を、請求項１から１２のいずれか１項に記載の受
    信装置として機能させることを特徴とするプログラム。
26. 【請求項２６】コンピュータ（ＤＳＰ（Digital Signal
    Processor；ディジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ
    （Field Programmable Gate Array）、または、ＡＳＩ
    Ｃ（Application Specific Integrated Circuit）を含
    む。）に、請求項１３から２４のいずれか１項に記載の
    受信方法を実行させることを特徴とするプログラム。
27. 【請求項２７】請求項２５または２６に記載のプログラ
    ムを記録したコンピュータ読取可能な情報記録媒体（コ
    ンパクトディスク、フロッピー（登録商標）ディスク、
    ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオデ
    ィスク、磁気テープ、または、半導体メモリを含
    む。）。