CN114095319B - 一种采用幅相分离技术的5g信道估计的时频平滑方法 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，本发明首先对接收信号进行LS信道估计，再纠正信道的非理想因素，再在频域进行幅度相位分离扩展，通过IFFT分别变换到时域后选取合适窗口双边拖尾长度的升余弦窗口进行平滑处理，最后进行FFT变换到频域，进行幅度相位合并后完成信道估计的时频平滑计算。其中，通过纠正信道的非理想因素，能减少窗口位置的寻找，让时域窗口的中心位置固定在零点，而采用幅相分离，两路单独处理能使信道的幅度和相位都能获得较好的去噪性能；并且进行有效数据的扩展能减小信道两端抖动，获得更好的平滑性能。从而本发明能够解决能量泄露以及信道有用信号两端抖动从而降低信道估计准确度的问题。

Description

一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法。
背景技术
OFDM系统最重要的特点是在于信号在频域进行处理，根据导频信息采用LS算法是最简单的信道估计方法，但是LS算法没有考虑噪声影响，误差比较大，LMMSE算法性能优于LS算法，但是它需要知道信道的先验信息，考虑了噪声的影响，运算量也较大，所以在现有工程应用中为了减少资源消耗，一般采用LS信道估计算法，然后依靠其他有效手段，对估计出的信道进行处理，尽可能地去除噪声带来的影响，一般常用的手段是将已估计出的信道进行时域去噪，先将估计出的频域信道响应通过离散傅里叶变换到时域上进行有效信号的时域窗口位置和大小的寻找，将无效信号置零处理后，再变回到频域。这种将时域窗口外无效信号置零的方法等效于在时域加矩形窗，会导致更多的能量泄露，并且使用原始长度进行IFFT变换也容易使估计信道两端发生抖动。
发明内容
本发明旨在提供一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，以解决能量泄露以及信道有用信号两端抖动从而降低信道估计准确度的问题。
本发明提供的一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，包括如下步骤：
S1，对接收信号进行LS信道估计得到信道估计值
S2，将信道估计值作IFFT变换获取对应的时域冲击响应CIR，求出时域冲击响应CIR的最大值位置，并计算最大值位置与零点位置的时间偏移点数；
S3，利用时间偏移点数对信道估计值中由时间偏移引起的相位旋转进行相位补偿，得到信道估计值/>
S4，将信道估计值进行幅度和相位分离，并对信道估计值/>的幅度和相位分别进行长度扩展；
S5，将长度扩展后的幅度和相位进行IFFT变换；
S6，根据不同的调制阶数，选择合适的时域窗口，即双边拖尾长度的升余弦窗口，并将升余弦窗口与步骤S5中完成IFFT变换后的幅度和相位进行相乘处理，完成时域加窗处理；
S7，将步骤S6的相乘处理结果进行FFT变换，得到FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>
S8，将步骤S7FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>进行幅度相位的合并，获得最终的信道估计值/>
进一步的，步骤S1中对接收信号进行LS信道估计得到信道估计值的方法包括：
假设实际接收信号为Y＝HX+N；其中，X为发送的DMRS导频信号，H为信道频域响应，N为加性高斯白噪声；假如信道估计值为则应该的接收信号为/>应该的接收信号与实际接收信号之间的误差平方为/>使实际接收信号与应该的接收信号之间的误差平方最小/>即得到信道估计值/>
进一步的，步骤S3中得到的信道估计值为：
其中，t_num为时间偏移点数，4096为5G系统中的IFFT变换点数。
进一步的，步骤S4中将信道估计值进行幅度和相位分离后表示为：
其中，表示信道估计值/>的幅度；/>表示信道估计值/>的相位。
进一步的，步骤S4中对信道估计值的幅度和相位分别进行长度扩展的方法包括：根据不同调制阶数在对信道估计值/>的幅度和相位进行len/2长度的拖尾扩展；其中，len表示对应不同调制阶数的升余弦窗口单边拖尾长度。
进一步的，如果长度扩展后的点数不足4096则进行补零处理。
进一步的，步骤S8中最终的信道估计值表示为：
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
本发明首先对接收信号进行LS信道估计，再纠正信道的非理想因素，再在频域进行幅度相位分离扩展，通过IFFT分别变换到时域后选取合适的时域窗口，即双边拖尾长度的升余弦窗口进行平滑处理，最后进行FFT变换到频域，进行幅度相位合并后完成信道估计的时频平滑计算。其中，通过纠正信道的非理想因素，能减少窗口位置的寻找，让时域窗口的中心位置固定在零点，而采用幅相分离，两路单独处理能使信道的幅度和相位都能获得较好的去噪性能；并且进行有效数据的扩展能减小信道两端抖动，获得更好的平滑性能。从而本发明能够解决能量泄露以及信道有用信号两端抖动从而降低信道估计准确度的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为本发明实施例的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法的流程图。
图2为本发明实施例的时间偏移点数示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
如图1所示，本实施例提出一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，包括如下步骤：
S1，对接收信号进行LS信道估计得到信道估计值
假设实际接收信号为Y＝HX+N；其中，X为发送的DMRS导频信号，H为信道频域响应，N为加性高斯白噪声；假如信道估计值为则应该的接收信号为/>应该的接收信号与实际接收信号之间的误差平方为/>使实际接收信号与应该的接收信号之间的误差平方最小/>即得到信道估计值/>
S2，假如估计的信道是理想信道，那么相应的时域冲击相应的最大值位置在零点，因此要求出非理想因素的时间偏移点数的方法，即为将信道估计值作IFFT变换(逆快速傅里叶变换)获取对应的时域冲击响应CIR，求出时域冲击响应CIR的最大值位置，并计算最大值位置与零点位置的时间偏移点数，如图2所示；
S3，利用时间偏移点数对信道估计值中由时间偏移引起的相位旋转进行相位补偿，得到信道估计值/>
其中，t_num为时间偏移点数，4096为5G系统中的IFFT变换点数。
S4，将信道估计值进行幅度和相位分离，并对信道估计值/>的幅度和相位分别进行长度扩展：
(1)将信道估计值进行幅度和相位分离后表示为：
其中，表示信道估计值/>的幅度；/>表示信道估计值/>的相位。
(2)根据不同调制阶数在对信道估计值的幅度和相位进行len/2长度的拖尾扩展；其中，len表示对应不同调制阶数的升余弦窗口单边拖尾长度。进一步，如果长度扩展后的点数不足4096则进行补零处理。
S5，将长度扩展后的幅度和相位进行IFFT变换；
S6，根据不同的调制阶数，选择合适的时域窗口，这里采用双边拖尾长度的升余弦窗口，并将升余弦窗口与步骤S5中完成IFFT变换后的幅度和相位进行相乘处理，完成时域加窗处理；其中，升余弦窗口的公式如下：
其中，Wn表示升余弦窗口的时域值，len对应表1中的升余弦窗口单边拖尾长度，最终得到双边拖尾长度的升余弦窗口总点数为3len，需要将其首尾添零扩展到4096点，由于经过S3步骤处理，现得到的4096点的升余弦窗口已经与步骤S5中幅度和相位需要加窗的位置一一对应，无需再进行升余弦窗口位置的寻找，只需将其与步骤S5中的幅度和相位进行点对应相乘完成时域加窗处理。
虽然在5G系统中CP长度固定为288个点，但是针对不同的调制方式，对抗时偏CP的长度要求并不一致，实际在5G系统中时域加窗这里我们使用的升余弦窗口的单边拖尾长度如表1所示。
表1：
S7，将步骤S6的相乘处理结果进行FFT变换，得到FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>
S8，将步骤S7FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>进行幅度相位的合并，获得最终的信道估计值/>
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1，对接收信号进行LS信道估计得到信道估计值
S2，将信道估计值作IFFT变换获取对应的时域冲击响应CIR，求出时域冲击响应CIR的最大值位置，并计算最大值位置与零点位置的时间偏移点数；
S3，利用时间偏移点数对信道估计值中由时间偏移引起的相位旋转进行相位补偿，得到信道估计值/>
S4，将信道估计值进行幅度和相位分离，并对信道估计值/>的幅度和相位分别进行长度扩展；
S5，将长度扩展后的幅度和相位进行IFFT变换；
S6，根据不同的调制阶数，选择合适的时域窗口，所述时域窗口即双边拖尾长度的升余弦窗口，并将升余弦窗口与步骤S5中完成IFFT变换后的幅度和相位进行相乘处理，完成时域加窗处理；
S7，将步骤S6的相乘处理结果进行FFT变换，得到FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>
S8，将步骤S7FFT变换后的幅度和FFT变换后的相位/>进行幅度相位的合并，获得最终的信道估计值/>
步骤S1中对接收信号进行LS信道估计得到信道估计值的方法包括：
假设实际接收信号为Y＝HX+N；其中，X为发送的DMRS导频信号，H为信道频域响应，N为加性高斯白噪声；假如信道估计值为则应该的接收信号为/>应该的接收信号与实际接收信号之间的误差平方为/>使实际接收信号与应该的接收信号之间的误差平方最小/>即得到信道估计值/>
2.根据权利要求1所述的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，步骤S3中得到的信道估计值为：
其中，t_num为时间偏移点数，4096为5G系统中的IFFT变换点数。
3.根据权利要求2所述的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，步骤S4中将信道估计值进行幅度和相位分离后表示为：
其中，表示信道估计值/>的幅度；/>表示信道估计值/>的相位。
4.根据权利要求3所述的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，步骤S4中对信道估计值的幅度和相位分别进行长度扩展的方法包括：根据不同调制阶数在对信道估计值/>的幅度和相位进行len/2长度的拖尾扩展；其中，len表示对应不同调制阶数的升余弦窗口单边拖尾长度。
5.根据权利要求4所述的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，如果长度扩展后的点数不足4096则进行补零处理。
6.根据权利要求5所述的采用幅相分离技术的5G信道估计的时频平滑方法，其特征在于，步骤S8中最终的信道估计值表示为：
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