CN103546399A - 一种信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计方法及装置，包括：通过对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件以及第二复件，利用确定的表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息分别对所述第一复件和第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件以及第二复件分别添加在所述第一序列的低频端和高频端，得到频域信道估计的第二序列，从而使得将所述第二序列变换到时域进行时域去噪时，得到的时域序列符合第一序列的真实时域信道冲击响应，避免了功率的泄露，在提高信道定时估计精度的同时，提高了信道估计的准确性。

Description

一种信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法及装置。

背景技术

正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）技术是一种多载波调制技术，其主要思想是：在频域把非平坦的频率选择性信道分成许多正交子信道，每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，从而使得每个子信道相对平坦，达到减小多径效应引起的符号间干扰的目的。在实际应用中，接收端为了正确地检测出信号，需要对接收到的信号进行相干解调，因此需要通过信道估计来获得信道的幅度和相位等信息。

目前，在OFDM系统中，可以采用基于参考信号（如导频或训练序列）的估计方法和盲估计方法进行信道估计。其中，基于导频的信道估计方法通常是在发送端发送通信双方均已知的频域上的特定序列，来不断跟踪信道的变化。由于基于导频的信道估计方法比较简单、易于实现，因而被广泛使用。

以基于OFDM的长期演进（Long Term Evolution，LTE）通信系统的上行通信过程为例，接收端利用收发双方均已知的导频序列，来准确反映信道在时域上各径的时延和幅度相位（时域信道冲击响应），或是信道在频域上各子载波的幅度相位（频域信道冲击响应）。对于LTE系统的物理上行共享信道（Physical Uplink Shared Channel，PUSCH）而言，如图1所示，由于其采用的是块状导频结构，每个时隙（slot）有一个符号放置导频序列，因此，接收端在进行信道估计时，首先需要估计出导频位置处的信道响应，然后再利用导频位置处的信道响应在时域进行平均或插值等操作，获得一个子帧或一个时隙的信道响应值。

目前，在基于导频进行信道估计时常采用最小平方（Least Square，LS）算法。LS算法实现较为简单，直接将接收序列的频域形式点除发送序列即可得到信道估计，但由于其没有考虑接收信号中的噪声以及子载波间的干扰，所得到的信道估计中包含了噪声和干扰，导致结果的准确性随着噪声和干扰的增大而变差，因此估计精度有限。

为了降低噪声和干扰等对LS算法估计精度的影响，业界提出了时域去噪技术，通过对频域信道响应进行域变换的基础上尽可能去除噪声，在一定程度上改良了LS算法的性能，在工程上得到了广泛的应用。

采用时域去噪技术后的LS算法的主要思想为，将频域信道冲击响应转换为时域信道冲击响应，在时域对噪声进行估计，然后根据估计出的噪声设定门限并通过此门限对时域信道冲击响应进行去噪滤波，再将滤波后的时域信道冲击响应转换为频域信道冲击响应，得到最终的信道估计值。

在进行时域去噪操作时，若OFDM导频序列的频域长度不是2的幂次方，则需要采用非2的幂次方的离散傅里叶逆变换（Inverse Discrete FourierTransform，IDFT）/离散傅里叶变换（Discrete Fourier Transform，DFT）运算来将所述导频序列的频域信道冲击响应变换到时域信道冲击响应；但是，由于基于2的幂次方的快速傅里叶逆变换（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）/快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform，FFT）运算比IDFT/DFT运算的运算速度快，因此，目前一般采用两边补零的方式将频域信道冲击响应补足2的幂次方长度以进行IFFT/FFT运算。

由于两边补零后的频域信道冲击响应可以看作是原频域信道冲击响应与一个理想矩形窗相乘，且根据傅里叶变换性质可知理想矩形窗的时域形式是sinc函数，因此经过补零后的频域信道冲击响应对应的时域信道冲击响应，等于原时域信道冲击响应与一个sinc函数卷积，且补零点数越多，时域信道冲击响应越接近连续的sinc函数。

具体地，以长度为12的导频序列为例，若其通过理想无噪声无时延信道，则得到的频域信道冲击响应为图2所示的对应12个子载波的12点单位冲击，即长度为12的全1序列，在经过12点DFT运算后，所得到的时域信道冲击响应如图3所示，此时所述时域信道冲击响应中并未出现旁瓣；若采用两边等长度补零的方式将所述导频序列补零到16点，仍通过理想无噪声无时延信道，所得到的频域信道冲击响应如图4所示，在经过16点FFT运算后，所得到的时域信道冲击响应如图5所示，此时所述时域信道冲击响应中出现了若干旁瓣；若采用两边等长度补零的方式将所述导频序列补零到128点，仍通过理想无噪声无时延信道，其频域信道冲击响应如图6所示，在经过128点FFT运算后，对应的时域信道冲击响应如图7所示，此时，时域信道冲击响应中出现了大量旁瓣。

由图3、图5以及图7可知，通过两边补零的方式将频域信道冲击响应补足2的幂次方长度并将其转换为时域信道冲击响应时，会导致真实时域信道冲击响应的功率泄露到整个时域上，即sinc函数的旁瓣上包含了时域信道冲击响应的信息。若对此时的时域信道冲击响应进行时域去噪，将循环前缀（CyclicPrefix，CP）长度外的点全部置零，会使真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，对应地，亦会破坏时域去噪后的频域信道冲击响应，从而降低信道估计的准确性。

另外，对于某些应用OFDM技术的系统，在进行信道估计时，需要进行一定精度的定时估计，以对通信参数进行调整。若用作信道估计的导频序列长度较短，则对其频域信道估计结果进行IDFT运算后，所得到的时域信道冲击响应中的点数亦较少，从而导致得到的定时估计精度不足，无法满足通信需要。以采用OFDM技术的10MHz的LTE系统为例，由于其采用了12点长度的导频序列，若对导频序列的频域信道估计结果进行IDFT运算，则在得到的时域信道冲击响应的12点中，每个点只能表示

而LTE系统要求时域点数至少为128点，即每点至少要表示

也就是说，当用作信道估计的导频序列长度过短时，定时估计精度明显不足。针对此种情况，目前同样可采用对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式来增加导频序列频域信道冲击响应的长度，从而增加导频序列时域信道冲击响应的点数，达到在一定程度上提高信号定时估计精度的效果，但是，若采用对频域信道冲击响应进行补零的方式来增加频域信道冲击响应的长度时，仍会造成将所述频域信道冲击响应变换到时域对其进行时域去噪时，出现功率泄露从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，使得信道估计性能降低的问题。

综上所述，在现有技术中，通过采用对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式，来使其能够进行IFFT/FFT运算，从而提高信道估计运算速率，或者通过对导频序列的频域信道冲击响应进行补零的方式，来提高信道定时估计精度时，若将补零后的频域信道冲击响应转换到时域，则会导致转换后的时域信道冲击响应出现功率泄露现象，即转换后的时域信道冲击响应出现较大的旁瓣，且旁瓣内含有有用信号，若对此时的时域信道冲击响应进行时域去噪，会导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，从而降低信道估计的准确性。

发明内容

本发明实施例提供了一种信道估计方法及装置，用以解决现有技术中存在的对频域信道冲击响应进行补零并对其进行时域去噪操作时，存在功率泄露现象从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失，从而降低信道估计准确性的问题。

一种信道估计方法，包括：

对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；

确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；

对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；

将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

一种信道估计装置，包括：

频域信道估计模块，用于对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；

定时信息确定模块，用于确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；

第一序列添加模块，用于对频域信道估计模块得到的所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；

第二序列处理模块，用于将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

本发明的有益效果为：

本发明实施例提供了一种信道估计方法及装置，通过对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，以及根据复制的第一序列分别得到第一复件以及第二复件，并利用确定的表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息分别对所述第一复件和第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件以及第二复件分别添加在所述第一序列的低频端和高频端，得到频域信道估计的第二序列，从而使得将所述第二序列变换到时域进行时域去噪时，得到的时域序列符合第一序列的真实时域信道冲击响应，避免了功率的泄露，从而在提高信道定时估计精度的同时，解决了现有技术中存在的对导频序列的频域信道冲击响应进行补零并进行时域去噪时，由于时域信道冲击响应中存在包含有用信号的旁瓣，造成功率泄露从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失、降低信道估计的准确性的问题。

附图说明

图1所示为现有技术中LTE系统的PUSCH块状导频结构示意图；

图2所示为理想信道下12点导频序列的频域信道冲击响应图；

图3所示为理想信道下12点导频序列的时域信道冲击响应图；

图4所示为理想信道下，将12点导频序列补零至16点时，所得到的频域信道冲击响应图；

图5所示为理想信道下，将12点导频序列补零至16点时，所得到的时域信道冲击响应图；

图6所示为理想信道下，将12点导频序列补零至128点时，所得到的频域信道冲击响应图；

图7所示为理想信道下，将12点导频序列补零至128点时，所得到的时域信道冲击响应图；

图8所示为本发明实施例一中信道估计方法的流程示意图；

图9所示为本发明实施例二中信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明实施例作进一步说明，但本发明不局限于下面的实施例。

实施例一：

如图8所示，为本发明实施例一中信道估计方法的流程示意图，所述方法包括以下步骤：

步骤101：对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值。

在本步骤101中，可以采用LS信道估计方法对接收到的导频序列进行信道估计，所得到的频域信道估计的第一序列可以表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=X^{-1}Y=H+X^{-1}N,$

其中，

为频域信道估计的第一序列，X为发送端发送的导频向量，Y为接收端接收的经过信道后的导频向量，N是噪声和/或干扰，H为信道的频域响应。

具体地，所述频域信道估计的第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值，即所述第一序列具体可以表示为 ${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{H}}_1& ...& {\hat{H}}_n& ...& {\hat{H}}_{N_C}\end{array}\right],$ 其中n＝1,2…N_C，N_C为子载波数，

表示在子载波n上的信道估计值。

需要说明的是，所述第一序列中信道估计值的个数即为所述第一序列的序列点数。

步骤102：确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息。

所述定时信息为定时误差导致的附加在第一序列的相位偏移，具体可以为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。

进一步地，可以通过以下方式来确定所述定时信息：

方式一：按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息。具体地，若所述第一序列为

且 ${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{H}}_1& ...& {\hat{H}}_n& ...& {\hat{H}}_{N_C}\end{array}\right],$ 则所确定的定时信息φ可以表示为：

$\mathrm{\φ}=\frac{1}{N_C/2}\·\mathrm{phase}(\underset{m=1}{\overset{N_C/2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{m+N_C/2}\·{\left({\hat{H}}_m\right)}^{*}),$

其中，m＝1,2…N_C，N_C为子载波数，

表示对子载波m上的信道估计值

取共轭。

例如：当N_C为12时，所述定时信息φ可以表示为：

$\mathrm{\φ}=\frac{1}{N_C/2}\·\mathrm{phase}(\underset{m=1}{\overset{N_C/2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{m+N_C/2}\·{\left({\hat{H}}_m\right)}^{*})$

$=\frac{1}{12/2}.\mathrm{phase}(\underset{m=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{m+6}\·{\left({\hat{H}}_m\right)}^{*})$

$=\frac{1}{6}.\mathrm{phase}({\hat{H}}_7\·{\left({\hat{H}}_1\right)}^{*}+{\hat{H}}_8\·{\left({\hat{H}}_2\right)}^{*}+{\hat{H}}_9\·{\left({\hat{H}}_3\right)}^{*}+{\hat{H}}_{10}\·{\left({\hat{H}}_4\right)}^{*}+{\hat{H}}_{11}\·{\left({\hat{H}}_5\right)}^{*}+{\hat{H}}_{12}\·{\left({\hat{H}}_6\right)}^{*})$

方式二：确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。

具体地，在确定所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移φ后，提取φ的相偏复数

其中，a为相偏复数的实部，b为相偏复数的虚部，并将根据所述相偏复数提取出的相偏基数作为定时信息，所述相偏基数可以表示为：

$C=\exp (j\·N_C\·\mathrm{\φ})$

$={\left(\exp (j\·N_C/2\·\mathrm{\φ})\right)}^2$

$={\left(\exp (j.N_C/2.\frac{1}{N_C/2}\·\mathrm{phase}(\underset{m=1}{\overset{N_C/2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{m+N_C/2}\·{\left({\hat{H}}_m\right)}^{*})\right)}^2$

$={\left(\exp (j.N_C/2.\frac{1}{N_C/2}\·\mathrm{phase}(a+j\·b)\right)}^2$

$={\left(\exp (j\·\mathrm{phase}(a+j\·b)\right)}^2$

$={\left(\frac{a+j\·b}{\sqrt{a^2+b^2}}\right)}^2$

$=\frac{{(a+j\·b)}^2}{a^2+b^2}$

步骤103：对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列。

具体地，将所述第一序列中包含的各信道估计值进行复制操作，得到复制的第一序列（或称之为第一序列复件），所述复制的第一序列中包含的信道估计值与所述第一序列中包含的信道估计值的排序相同且个数相等。

例如，若所述第一序列

包含的信道估计值为

则对其进行复制操作后，所得到的复制的第一序列中包含的信道估计值也为

具体地，根据复制的第一序列得到第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，包括：

确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值；

具体地，根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，包括：

确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值；

其中，在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离；并且，在所述第一复件和第二复件中，对于A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大，对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。

具体地，若按照步骤102中方式一进行定时信息的提取，则根据所述定时信息以及第一序列

得到的需要在该第一序列的低频端添加的调整后的第一复件VL可以表示为：

其中，p＝1,2…N_pad，N_pad＝(N_FFT-N_C)/2，N_FFT为快速傅里叶变换的点数；

相应地，根据所述定时信息以及第一序列

得到的需要在该第一序列

的高频端添加的调整后的第二复件VR可以表示为：

其中，q＝1,2…N_pad，N_pad＝(N_FFT-N_C)/2，N_FFT为快速傅里叶变换FFT的点数。

进一步地，若按照步骤102中方式二进行定时信息的提取，则根据所述定时信息以及第一序列

得到的需要在该第一序列

的低频端添加的调整后的第一复件VL可以表示为：

其中，p＝1,2…N_pad；

相应地，根据所述定时信息以及第一序列得到的需要在该第一序列的高频端添加的调整后的第二复件VR可以表示为：

其中，q＝1,2…N_pad。

需要说明的是，所述需要在第一序列低频端添加的调整后的第一复件的信道估计值的个数与所述需要在第一序列高频端添加的调整后的第二复件的信道估计值的个数相等。

进一步地，在将调整后的第一复件或者调整后的第二复件添加在所述第一序列的低频端或高频端后，得到的频域信道估计的第二序列可以表示为：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{VL}& {\hat{H}}_{\mathrm{LS}}& \mathrm{VR}\end{array}\right],$

其中，VL为在低频端添加的第一复件，VR为在高频端添加的第二复件，所述VL和所述VR的长度相等。

若所述第一序列的信道估计值个数（也就是第一序列的序列点数）为N_C，VL和VR的长度为N_pad，则在将调整后的第一复件或者第二复件添加在所述第一序列的低频端或高频端后，所得到的第二序列的信道估计值的个数，也就是所述第二序列的序列点数为N_C+2·N_pad。需要说明的是，所述第二序列的序列点数可以为2的幂次方或者非2的幂次方，优选地，所述第二序列的序列点数为2的幂次方。

进一步地，若所述第二序列的序列点数为2的幂次方时，所述第二序列的序列点数N_C+2·N_pad并不限于为与N_C最接近的2的幂次方，还可以是根据系统定时估计需要所确定的序列点数，例如，若系统为TDD-LTE（Time DivisionDuplexing-Long Term Evolution，时分双工-长期演进）系统且带宽为10MHz，则所述第二序列的序列点数可以为128，从而使得在保证信道估计运算速率较高的前提下，最大程度地提高信道定时估计的精度。

具体地，当所述第一序列的序列点数N_C为12，且所述第二序列的序列点数N_C+2·N_pad为128时，则由计算可知，需要在所述第一序列低频端或者高频端添加的调整后的第一复件或者调整后的第二复件中的序列点数N_pad为58，此时，在所述第一序列低频端添加的调整后的第一复件VL可以表示为：

也就是说，将58/12所得到的商4个第一序列复件以及所述第一序列复件中的58/12所得到的余数10个信道估计值作为第一复件，并利用确定的定时信息进行相位调整后，得到所述调整后的第一复件，其中，所述10个信道估计值为所述第一序列复件中连续排列的后10个信道估计值；

并且，在所述第一复件或者调整后的第一复件中，4个第一序列复件（或调整后的第一序列复件）与第一序列的距离小于所述第一序列复件（或调整后的第一序列复件）中的10个信道估计值与第一序列的距离；例如，在上述调整后的第一复件VL中，4个调整后的复制的第一序列

以及

与第一序列的距离要小于所述10个调整后的信道估计值，如

以及

与第一序列的距离。

同时，在所述第一复件中，对于4个第一序列复件，位于第一序列越远位置的第一序列复件，其相位调整幅度越大，例如，

的相位调整幅度要大于

的相位调整幅度；对于所述10个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述第一序列复件，例如

的相位调整幅度要大于

以及

的相位调整幅度。

在所述第一序列高频端添加的调整后的第一复件VR可以表示为：

同样地，将58/12所得到的商4个第一序列复件以及所述第一序列复件中的58/12所得到的余数10个信道估计值作为第二复件，并利用确定的定时信息进行相位调整后，得到所述调整后的第二复件，其中，所述10个信道估计值为所述第一序列复件中连续排列的前10个信道估计值；

并且，在所述第二复件或者调整后的第二复件中，4个第一序列复件与第一序列的距离小于所述10个信道估计值与第一序列的距离；

同时，在所述第二复件中，对于4个第一序列复件，位于第一序列越远位置的第一序列复件，其相位调整幅度越大；对于所述10个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述第一序列复件的相位调整幅度。

进一步地，在所述第一序列低频端添加的调整后的第一复件VL还可以表示为：

相应地，在所述第一序列高频端添加的调整后的第二复件VR还可以表示为：

步骤104：将所述频域信道估计得第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

具体地，本步骤104包括以下三个子步骤：

第一步：对所述频域信道估计的第二序列进行逆离散傅里叶变换，得到时域信道估计的第一序列。

所得到的时域信道估计的第一序列可以表示为

其中，F^-1(*)表示对一个向量进行逆离散傅里叶变换，

为频域信道估计的第二序列。

所述逆离散傅里叶变换可以为普通逆离散傅里叶变换，若经过连续相位的调整后的第一复件以及第二复件的添加操作后，所得到的频域信道估计的第二序列的序列点数为2的幂次方时，本步骤中所述逆离散傅里叶变换可以为离散傅里叶变换中的快速傅里叶变换。

第二步：对所述时域信道估计的第一序列进行时域去噪操作，得到时域信道估计的第二序列。

若时域去噪前的时域信道估计的第一序列可以表示为：

${\hat{h}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{h}}_1& ...& {\hat{h}}_n& ...& {\hat{h}}_{N_C+2\·N_{\mathrm{pad}}}\end{array}\right],$ n＝1,2…(N_C+2·N_pad)；

则经过时域去噪后的时域信道估计的第二序列可以表示为：

${\tilde{h}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\tilde{h}}_1& ...& {\tilde{h}}_n& ...& {\tilde{h}}_{N_C+2\·N_{\mathrm{pad}}}\end{array}\right],$ n＝1,2…(N_C+2·N_pad)。

具体地，可以通过以下方式对所述时域信道估计的第一序列进行时域去噪操作：

（1）、将所述时域信道估计的第一序列中，序列索引值大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零，其对应的数学表达方式为：

${\tilde{h}}_n=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_n& n=1...L_{\mathrm{CP}}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.,$ 其中，L_CP为CP长度。

（2）、将所述时域信道估计的第一序列中，序列索引值大于CP长度值且小于序列总索引值与CP长度值之差的序列索引对应的序列值置为零，其对应的数学表达方式为：

${\tilde{h}}_n=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_n& n=1...L_{\mathrm{CP}}\\ {\hat{h}}_n& (N_C+2\·N_{\mathrm{pad}}-L_{\mathrm{CP}}+1)...(N_C+2\·N_{\mathrm{pad}})\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.,$ 其中，L_CP为CP长度。

第三步：对所述时域信道估计的第二序列进行离散傅里叶变换，得到信道估计结果。

所得到的信道估计结果具体可以表示为

其中，F(*)表示对一个向量进行离散傅里叶变换，

为时域信道估计的第二序列。

所述离散傅里叶变换可以为普通离散傅里叶变换，若经过连续相位的调整后的第一复件以及第二复件的添加操作后，所得到的频域信道估计的第二序列的序列点数为2的幂次方时，本步骤中所述离散傅里叶变换可以为离散傅里叶变换中的快速傅里叶变换。

实施例二：

如图9所示，为本发明实施例二中信道估计装置的结构示意图，所述信道估计装置包括频域信道估计模块11、定时信息确定模块12、第一序列添加模块13以及第二序列处理模块14，其中：

所述频域信道估计模块11用于对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；具体地，所述信道估计可以为LS信道估计，当采用LS信道估计对接收到的导频序列进行信道估计时，所得到的频域信道估计得第一序列可以表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=X^{-1}Y=H+X^{-1}N,$

其中，

为频域信道估计的第一序列，X为发送端发送的导频向量，Y为接收端接收的经过信道后的导频向量，N是噪声和/或干扰，H为信道的频域响应。进一步地，所述第一序列可以表示为 ${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{H}}_1& ...& {\hat{H}}_n& ...& {\hat{H}}_{N_C}\end{array}\right],$ 其中n＝1,2…N_C，N_C为子载波数，表示在子载波n上的信道估计值。

所述定时信息确定模块12用于确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；具体地，所述定时信息为定时误差导致的附加在第一序列的相位偏移，可以为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。

进一步地，所述定时信息确定模块12可以通过以下方式来确定所述定时信息：

方式一：按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息。

具体地，若所述第一序列为

且 ${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccccc}{\hat{H}}_1& ...& {\hat{H}}_n& ...& {\hat{H}}_{N_C}\end{array}\right],$ 则所述定时信息确定模块12所确定的定时信息φ可以表示为：

$\mathrm{\φ}=\frac{1}{N_C/2}\·\mathrm{phase}(\underset{m=1}{\overset{N_C/2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{m+N_C/2}\·{\left({\hat{H}}_m\right)}^{*}),$

其中，m＝1,2…N_C，N_C为子载波数，

表示对子载波m上的信道估计值

取共轭。

方式二：确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。

具体地，在确定所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移φ后，提取φ的相偏复数

其中，a为相偏复数的实部，b为相偏复数的虚部，并将根据所述相偏复数提取出的相偏基数作为定时信息，所述相偏基数可以表示为：

$C=\exp (j\·N_C\·\mathrm{\φ})$

$={\left(\exp (j\·N_C/2\·\mathrm{\φ})\right)}^2$

$={\left(\frac{a+j\·b}{\sqrt{a^2+b^2}}\right)}^2$

$=\frac{{(a+j\·b)}^2}{a^2+b^2}$

所述第一序列添加模块13用于对频域信道估计模块11得到的所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列。

具体地，所述第一序列添加模块13用于将所述第一序列中包含的各信道估计值进行复制操作，得到复制的第一序列，即第一序列复件，所述第一序列复件中包含的信道估计值与所述第一序列中包含的信道估计值的排序相同且个数相等。

具体地，所述第一序列添加模块13用于通过以下方式来根据复制的第一序列得到第一复件，并利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端：

确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值；

同样地，所述第一序列添加模块13用于通过以下方式根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端：

确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值。

其中，在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离；并且，在所述第一复件和第二复件中，对于所述A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大；对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。

具体地，若所述定时信息确定模块12按照方式一进行定时信息的提取，则所述第一序列添加模块13根据所述定时信息以及第一序列得到的需要在该第一序列

的低频端添加的调整后的第一复件VL可以表示为：

其中，p＝1,2…N_pad，N_pad＝(N_FFT-N_C)/2，N_FFT为快速傅里叶变换的点数；

相应地，所述第一序列添加模块13根据所述定时信息以及第一序列

得到的需要在该第一序列

的高频端添加的调整后的第二复件VR可以表示为：

其中，q＝1,2…N_pad，N_pad＝(N_FFT-N_C)/2，N_FFT为快速傅里叶变换FFT的点数。

若所述定时信息确定模块12按照方式二进行定时信息的提取，则所述第一序列添加模块13根据所述定时信息以及第一序列

得到的需要在该第一序列

的低频端添加的调整后的第一复件VL为：

其中，p＝1,2…N_pad；

相应地，所述所述第一序列添加模块13根据所述定时信息以及第一序列得到的需要在该第一序列的高频端添加的调整后的第二复件VR为：

其中，q＝1,2…N_pad。

需要说明的是，所述需要在第一序列低频端添加的第一复件的信道估计值的个数与所述需要在第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数相等。

进一步地，在将调整后的第一复件或者第二复件添加在所述第一序列的低频端或高频端后，所述第一序列添加模块13所得到的频域信道估计的第二序列可以表示为：

${\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}=\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{VL}& {\hat{H}}_{\mathrm{LS}}& \mathrm{VR}\end{array}\right],$

其中，VL为在低频端添加的调整后的第一复件，VR为在高频端添加的调整后的第二复件，所述VL和所述VR的长度相等。

若所述第一序列的序列点数为N_C，VL和VR的长度为N_pad，则在将调整后的第一复件或者第二复件添加在所述第一序列的低频端或高频端后，所得到的第二序列的信道估计值的个数，也就是所述第二序列的序列点数为N_C+2·N_pad。需要说明的是，所述第二序列的序列点数可以为2的幂次方或者非2的幂次方，优选地，所述第二序列的序列点数为2的幂次方。

进一步地，若所述第二序列的序列点数为2的幂次方时，所述第二序列的序列点数N_C+2·N_pad并不限于为与N_C最接近的2的幂次方，还可以是根据系统定时估计需要所确定的序列点数，例如，若系统为TDD-LTE系统且带宽为10MHz，则所述第二序列的序列点数可以为128，从而使得在保证信道估计运算速率较高的前提下，最大程度地提高信道定时估计的精度。

所述第二序列处理模块14用于将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

进一步地，所述第二序列处理模块14包括转换子模块141以及时域去噪子模块142。所述转换子模块141用于将所述频域信道估计的第二序列变换到时域，以及将变换到时域后且进行时域去噪操作后的第二序列变换到频域；所述时域去噪子模块142用于对变换到时域的所述频域信道估计的第二序列进行时域去噪。

具体地，所述转换子模块141用于对所述频域信道估计的第二序列进行逆离散傅里叶变换，得到时域信道估计的第一序列，以及，对时域去噪子模块142得到的时域信道估计的第二序列进行离散傅里叶变换，得到信道估计结果。

具体地，所述转换子模块141所得到的时域信道估计的第一序列可以表示为

其中，F^-1(*)表示对一个向量进行逆离散傅里叶变换，

为频域信道估计的第二序列；所述逆离散傅里叶变换可以为普通逆离散傅里叶变换，若经过连续相位的调整后的第一复件以及第二复件的添加操作后，所得到的频域信道估计的第二序列的序列点数为2的幂次方时，所述逆离散傅里叶变换可以为离散傅里叶变换中的快速傅里叶变换。

所述转换子模块141所得到的信道估计结果可以为

其中，F(*)表示对一个向量进行离散傅里叶变换，

为时域信道估计的第二序列；所述离散傅里叶变换可以为普通离散傅里叶变换，若经过连续相位的连续相位的调整后的第一复件以及第二复件的添加操作后后，所得到的频域信道估计的第二序列的序列点数为2的幂次方时，所述离散傅里叶变换可以为离散傅里叶变换中的快速傅里叶变换。

所述时域去噪子模块142具体用于对转换子模块141所得到的时域信道估计的第一序列进行时域去噪操作，得到时域信道估计的第二序列。具体地，所述时域去噪子模块142可以通过以下方式对所述时域信道估计的第一序列进行时域去噪操作：

（1）、将所述时域信道估计的第一序列中，序列索引值大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零，其对应的数学表达方式为：

${\tilde{h}}_n=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_n& n=1...L_{\mathrm{CP}}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.,$ 其中，L_CP为CP长度。

（2）、将所述时域信道估计的第一序列中，序列索引值大于CP长度值且小于序列总索引值与CP长度值之差的序列索引对应的序列值置为零，其对应的数学表达方式为：

${\tilde{h}}_n=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_n& n=1...L_{\mathrm{CP}}\\ {\hat{h}}_n& (N_C+2\·N_{\mathrm{pad}}-L_{\mathrm{CP}}+1)...(N_C+2\·N_{\mathrm{pad}})\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.,$ 其中，L_CP为CP长度。

本发明实施例提供了一种信道估计方法及装置，通过对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，以及根据复制的第一序列分别得到第一复件以及第二复件，并利用确定的表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息分别对所述第一复件和第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件以及第二复件分别添加在所述第一序列的低频端和高频端，得到频域信道估计的第二序列，从而使得将所述频域信道估计第二序列变换到时域进行时域去噪时，得到的时域信道冲击响应中没有旁瓣，符合频域信道估计第一序列的真实时域信道冲击响应，避免了功率的泄露，从而在提高信道定时估计精度的同时，解决了现有技术中存在的对导频序列的频域信道冲击响应进行补零并进行时域去噪时，由于时域信道冲击响应中存在包含有用信号的旁瓣，造成功率泄露从而导致真实时域信道冲击响应的部分信息丢失、降低信道估计的准确性的问题，提高了信道估计得准确性。同时，由于本发明实施例中采用了定时信息提取操作，避免了相位的直接计算，提高了系统硬件的实现效率，减少了资源的耗费。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和／或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和／或方框图中的每一流程和／或方框、以及流程图和／或方框图中的流程和／或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个放框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

以上所述仅是本发明的优选实施方案，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (16)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；

确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；

对所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；

将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于：

所述定时信息为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。

3.如权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，确定所述定时信息的方式具体为：

按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息；或者，

确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。

4.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，根据复制的第一序列得到第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，具体包括：

确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值；

根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，具体包括：

确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值。

5.如权利要求4所述的信道估计方法，其特征在于：

在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离。

6.如权利要求5所述的信道估计方法，其特征在于：

在所述第一复件和第二复件中，对于A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大；对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。

7.如权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于：

所述第二序列中信道估计值的总个数为2的幂次方。

8.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，将所述第二序列变换到时域后，通过以下方式进行时域去噪操作：

在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值大于循环前缀CP长度值的序列索引对应的序列值置为零；或者，

在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值小于序列总索引值与CP长度值之差且大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零。

9.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

频域信道估计模块，用于对接收到的导频序列进行信道估计，得到频域信道估计的第一序列，所述第一序列中包含连续排列的至少一个信道估计值；

定时信息确定模块，用于确定表示所述第一序列中各信道估计值在频域上的相位偏移的定时信息；

第一序列添加模块，用于对频域信道估计模块得到的所述第一序列进行复制操作，并根据复制的第一序列分别得到第一复件和第二复件，利用确定的定时信息分别对所述第一复件和所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，以及将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，得到频域信道估计的第二序列；

第二序列处理模块，用于将所述第二序列变换到时域进行时域去噪后，再将其变换到频域，得到信道估计结果。

10.如权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于：

所述定时信息确定模块确定的定时信息为所述第一序列中各信道估计值在频域上的平均相位偏移。

11.如权利要求10所述的信道估计装置，其特征在于，所述定时信息确定模块具体用于通过以下方式确定所述定时信息：

按照所述第一序列中各信道估计值的排列顺序，将所述第一序列划分为包含相同数量信道估计值的前后两个子序列，分别确定后一个子序列中的各信道估计值相对于前一个子序列中相同位置的信道估计值的相位偏移，将确定的相位偏移之和进行平均，并将得到的平均相位偏移作为定时信息；或者，

确定所述平均相位偏移的相偏复数，并将根据所述相偏复数确定的相偏基数作为定时信息。

12.如权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于，所述第一序列添加模块根据复制的第一序列得到第一复件，并利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，具体包括：

确定需要在所述第一序列低频端添加的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第一复件，利用确定的定时信息对所述第一复件进行相位调整，并将调整后的第一复件添加在所述第一序列的低频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的后C个信道估计值；

所述第一序列添加模块根据复制的第一序列得到第二复件，并利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，具体包括：

确定需要在所述第一序列高频端添加的第二复件的信道估计值的个数M以及所述第一序列中信道估计值的个数N，将M/N所得到的商A个复制的第一序列以及所述复制的第一序列中的M/N所得到的余数C个信道估计值作为第二复件，利用确定的定时信息对所述第二复件进行相位调整，并将调整后的第二复件添加在所述第一序列的高频端，其中，所述C个信道估计值为所述复制的第一序列中连续的前C个信道估计值。

13.如权利要求12所述的信道估计装置，其特征在于：

在所述第一复件和第二复件中，A个复制的第一序列与第一序列的距离小于所述C个信道估计值与第一序列的距离。

14.如权利要求13所述的信道估计装置，其特征在于：

在所述第一复件和第二复件中，对于A个复制的第一序列，位于第一序列越远位置的复制的第一序列，其相位调整幅度越大；对于所述C个信道估计值，其相位调整幅度大于任一所述复制的第一序列。

15.如权利要求14所述的信道估计装置，其特征在于：

所述第二序列中信道估计值的总个数为2的幂次方。

16.如权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于，所述第二序列处理模块将所述第二序列变换到时域后，通过以下方式进行时域去噪操作：

在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值大于循环前缀CP长度值的序列索引对应的序列值置为零；或者，

在将所述第二序列变换到时域后得到的时域序列中，将序列索引值小于序列总索引值与CP长度值之差且大于CP长度值的序列索引对应的序列值置为零。

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