CN112511470B - 一种信道估计方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种信道估计方法及装置，包括：步骤S1，对接收到的频域信号中的离散导频进行第一处理，生成第一时域信道冲击响应；步骤S2，对频域信号中解析出的物理信号重构后生成的重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行第二处理，得到初始多径分布结果；步骤S3，根据初始多径分布结果对第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。本发明提供的信道估计方法及装置，大大提高了OFDM符号的信道估计的准确性。

Description

一种信道估计方法及装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体地，涉及一种信道估计方法及装置。尤其地，涉及一种基于OFDM符号的信道估计方法及装置。
背景技术
LTE Release-14版本中提出的MBMS(Multimedia Broadcast MulticastService)dedicated-cell是当前主流的一种基于移动通信的广播传输方案。相对于LTE单播系统而言，MBMS dedicated-cell在广播业务的传输效率上得到了明显的提升，可以支持小区半径125km的大塔传输。而与此同时，MBMS dedicated-cell也可以与LTE、5G等单播移动通信网络进行很好的兼容。
MBMS-dedicated cell之所以既能兼顾广播业务的传输效率，又能与单播移动通信网络相兼容，主要得益于其全新设计的帧结构。图1所示MBMS-dedicated cell传输的帧结构，每40ms是一个传输周期；每个周期，被分成两部分：非多播组播单频网(Non-Multicast Broadcast Single Frequency Network,Non-MBSFN)子帧和多播组播单频网(MBSFN)子帧。其中，前者又被叫做小区确认子帧(Cell Acquisition Subframe,CAS)，主要用于传输同步信号、系统消息等；后者则用于传输实际的广播业务数据。
图2所示为CAS子帧的结构图，CAS携带了小区专用参考信号(Cell-specificReference Signal,CRS)、主同步信号(Primary synchronization signal,PSS)、辅同步信号(Secondary synchronization signal,SSS)等物理信号，以及物理层广播信道(Physical Broadcast Channel,PBCH)、物理层下行控制信道(Physical DownlinkControl Channel,PDCCH)、物理层控制格式指示信道(Physical Control FormatIndicator Channel,PCFICH)和物理层下行共享信道(Physical Downlink SharedChannel,PDSCH)等物理信道。其中，PBCH和PDSCH主要负责传输携带着高层或者物理层信令的系统消息，PCFICH用于传输PDCCH占用的符号个数，而PDCCH则主要是传输与PDSCH相关的物理层信令。
接收机在接收CAS的时候，需要遵循着严格的接收顺序：在一开始的时候，接收机并不知道信号的实际带宽，需要以1.92MHz的采样率进行PSS,SSS的同步，在同步成功之后，以1.92MHz采样率，对PBCH进行均衡和译码。当成功解析出PBCH所携带的信令信息之后，接收机才能知道信号的实际带宽，此时才能用实际带宽所对应的采样率，对整个带宽上的CAS信号进行信道估计和均衡，并利用均衡后的结果，依次完成PCFICH,PDCCH以及PDSCH的译码。MBMS dedicated-cell系统实际带宽与采样率的关系，见下表1所示。
表1
系统带宽 采样率
1.4MHz 1.92MHz
3MHz 3.84MHz
5MHz 7.68MHz
10MHz 15.36MHz
15MHz 23.04MHz
20MHz 30.72MHz
CAS子帧的物理结构和参数，大多沿用了原LTE单播的方案，拥有较短的循环前缀(Cyclic Prefix,CP)和较短的符号长度；而与此同时，MBSFN子帧部分，则考虑了最大125km的广播传输覆盖范围，其CP和符号长度比CAS的长很多。由于实际网络布局中，小区的大小由MBSFN子帧部分决定，所以CAS子帧中较短的CP和符号长度远远无法应对真实小区的多径场景。使得在接收CAS时，经常会出现多径长度超过CP的情形，严重影响了CAS的接收性能。CAS与MBSFN各自通常的符号长度、CP长度等物理层参数如下表2所述。
表2
Figure BDA0002817121650000021
图3所示为CAS子帧中CRS信号位置的示意图，即导频的分布情况；其在横轴方向表示时域，一个导频代表一个OFDM符号；其在纵轴方向表示频域，一个导频代表一个子载波；由于CAS中的CRS分布以资源块(Resource Block,RB)为周期，所以图3仅展示了一个RB内的CRS分布情况。
多径长度超过CP，不止给CAS的接收带来了符号间干扰(InterSymbolInterference，ISI)，也给传统的LTE接收机算法带来了新的挑战。这其中，就包括了非常重要的信道估计算法。图4所示为OFDM系统接收机的结构示意图，其中包括用于信道估计的装置。
图5所示为传统的LTE信道估计方法的示意图，一般分为以下几个步骤：步骤1，利用最小二乘法(Least Square，LS)得到CRS位置的信道估计结果，CRS如图5中填充网格线的导频所示；步骤2，利用时域插值等方法，补足导频对应子载波位置的信道估计结果，补足的导频如图5中填充横线的导频所示；步骤3，进行频域插值和频域降噪，得到所有子载波上的信道估计结果，其中频域插值为将图5中没有导频的位置的值设为0。其中频域插值和频域降噪的方法，通常有最小均方误差(Minimum Mean Squared Error,MMSE)滤波或离散傅里叶(Discrete Fourier Transform,DFT)变换域插值滤波方法等。MMSE滤波方法性能较好，但复杂度很高，DFT方法复杂度较低，性能比MMSE略差。
但无论是上述哪种信道估计方法，其频域插值滤波都只利用了CRS的LS信道估计结果。而与此同时，由于CRS是离散导频，相邻的CRS估计结果之间，间隔了Df-1个子载波(Df代表CRS频域间隔)。所以，根据数字信号处理的原理，CRS的信道估计结果，在时域上只能表征1/Df符号长度内的信道冲激响应。由于在OFDM系统中，1/Df的符号长度近似等于CP的长度，所以，当多径长度超过CP时，也就大概率地超过了1/Df符号长度。而当多径长度超过1/Df的符号长度的时候，利用CRS得到时域信道冲击响应，就会发生多径混叠现象。
此时，只利用了CRS自身信道估计结果的传统频域插值，无法准确的识别超过1/Df符号长度的真实径，以及其对应的重复径。插值之后的信道估计结果，就会错误地残留重复径，而删除真实径。具体原理，可以结合图6进行说明：
图6所示为CRS信道估计的多径分布结果，获得该多径分布结果的过程为：对CRS的LS信道估计结果，进行离散傅立叶反变换(Inverse Discrete Fourier Transform,IDFT)，变换到时域，并求功率。图6中CAS带宽为10M，采样率为15.36MHz，所以一个OFDM符号时间内，存在1024个采样点，即横轴长度；图6中以2根径为例，其中第一根径在0～1/Df符号长度的范围内，第二根径在0～1/Df符号长度的范围外，依据LTE标准，有Df＝3，符号长度为66.7us。由于CRS导频的子载波间隔Df＝3，LS信道估计结果在变换到时域之后，会以1/3符号长度为周期重复。传统信道估计方法中的频域插值，等效于将时域信道冲击响应的周期2，3删除，而对周期1进行保留。这时，重复径2得到了保留，而真实径4却被删除了，这样，信道估计结果的准确度就被严重降低了。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种信道估计方法及装置。
根据本发明提供的信道估计方法，包括：
步骤S1，对接收到的频域信号中的离散导频进行第一处理，生成第一时域信道冲击响应；
步骤S2，对频域信号中解析出的物理信号重构后生成的重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行第二处理，得到初始多径分布结果；
步骤S3，根据初始多径分布结果对第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。
优选地，所述步骤S1包括：
步骤S11，对离散导频进行第一信道估计，生成第一信道估计结果；
步骤S12，对第一估计结果按照实际导频位置进行放置、非导频位置补零和时域插值，生成第一频域信道响应；
步骤S13，对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换，生成第一时域信道冲击响应。
优选地，所述步骤S2包括：
步骤S21，对重构信号和/或连续导频进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
步骤S22，对第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；
步骤S23，对第二时域信道冲击响应求功率或绝对值，并进行有效径判决，生成初始多径分布结果；
所述步骤S21中对重构信号进行第二信道估计为，利用重构信号和接收到的频域信号进行第二信道估计。
优选地，所述第一信道估计和/或第二信道估计采用最小二乘法。
优选地，从物理信号所包含的符号中选取预设部分符号或全部符号进行重构，生成重构信号中包含的符号，所述重构信号中包含的符号与从物理信号中选取的符号一一对应。
优选地，所述步骤S21包括：
当仅对重构信号进行第二信道估计，且所述重构信号只包含一个符号时，针对所述重构信号包含的符号进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
当仅对重构信号进行第二信道估计，且所述重构信号包含多个符号时，针对重构信号中包含的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果；
当仅对所述连续导频进行第二信道估计，且从连续导频所包含的符号中选取一个符号时，针对所选取的一个符号进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
当仅对所述连续导频进行第二信道估计，且从连续导频所包含的符号中选取多个符号时，针对所选取的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果；
当对所述重构信号和所述连续导频进行第二信道估计时，从重构信号和连续导频所包含的符号中各自选取符号，针对所选取的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果。
优选地，所述步骤S3包括：
步骤S31，根据初始多径分布结果，获取初始开窗位置；
步骤S32，根据初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应进行时域加窗；
步骤S33，对生成的时域信道冲击响应求得功率，对求得的功率进行有效径判决，获取有效径位置并得到再次开窗位置，再次进行时域加窗。
根据本发明提供的信道估计装置，包括第一处理器、第二处理器、时域加窗器和频域信道估计生成器；
所述第一处理器，用于对接收到的频域信号中的离散导频进行第一处理，生成第一时域信道冲击响应；
所述第二处理器，用于对频域信号中解析出的物理信号重构后生成的重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行第二处理，得到初始多径分布结果；
所述时域加窗器，用于采用初始多径分布结果对第一时域信道冲击响应进行时域加窗；
所述频域信道估计生成器，用于对时域加窗后生成的时域信道冲击响应进行离散傅里叶变换，生成最终的信道估计结果。
优选地，所述第一处理器包括第一初始信道估计器和第一时域信道冲击响应生成器；
所述第一初始信道估计器，用于对离散导频进行第一信道估计生成第一信道估计结果，并对第一估计结果按照实际导频位置进行放置、非导频位置补零、时域插值，生成第一频域信道响应；
所述第一时域信道冲击响应生成器，用于对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换，生成第一时域信道冲击响应。
优选地，所述第二处理器包括第二初始信道估计器、第二时域信道冲击响应生成器和初始多径分布生成器；
所述第二初始信道估计器，用于对重构信号和/或连续导频进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
所述第二时域信道冲击响应生成器，用于对所述第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；
所述初始多径分布生成器，用于对第二时域信道冲击响应求功率或绝对值，并进行有效径判决，生成初始多径分布结果。
优选地，所述第二处理器还包括信号重构器，所述信号重构器用于对接收到的频域信号解析出的物理信号进行重构，生成重构信号。
优选地，所述时域加窗器包括第一时域加窗器和第二时域加窗器；
所述第一时域加窗器，基于初始多径分布结果，得到初始开窗位置，采用初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应进行第一次时域加窗；
所述第二时域加窗器，对生成的时域信道冲击响应求得功率，对求得的功率进行有效径判决，获得有效径位置，基于有效径位置，得到再次开窗位置，进行再次时域加窗。
优选地，所述第一时域信道冲击响应生成器和第二时域信道冲击响应生成器采用相同的时域信道冲击响应生成器，和/或所述第一时域加窗器和第二时域加窗器采用相同的时域加窗器。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明采用频域信号中解析出的物理信号进行重构生成重构信号，对重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行处理得到初始多径分布结果，采用初始多径分布结果消除信道估计结果中的重复径，有效地提高信道估计结果的精度。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1是MBMS-dedicated cell传输的帧的结构图；
图2是CAS的结构图；
图3是CAS中导频分布的示意图一；
图4是OFDM系统接收机的结构示意图；
图5是传统的LTE信道估计方法的示意图；
图6是CAS信道估计的多径分布结果的示意图；
图7是CAS信道估计的多径分布结果进行开窗的示意图；
图8是CAS接收处理的流程图；
图9是CAS信道估计的流程图一；
图10是CAS中导频分布的示意图二；
图11是CAS信道估计的流程图二；
图12是CAS中导频分布的示意图三；
图13是CAS信道估计的流程图三。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
图8所示为CAS接收处理的流程图。接收机首先需要进行PSS/SSS的同步；PSS/SSS同步成功后，进行PBCH的接收和解码；当PBCH成功解析之后，才进入的CAS信道估计的阶段；然后利用CAS信道估计得出结果，进行CAS信号均衡；最后依次解析CAS中的PCFICH、PDCCH、PDSCH等物理信道。本发明的发明点位于其中的CAS信道估计的部分。
实施例1：
图9所示为实施例1采用的信道估计方法的流程图一，进入信道估计阶段之后，接收机需要进行的处理主要有三个步骤，具体如下：
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应；
步骤2，对频域信号中解析出的物理信号进行重构，并对重构后后生成的重构信号进行处理，得到初始多径分布结果；
步骤3，采用初始多径分布结果对上述时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应，详细过程如下：
子步骤a，采用初始信道估计器进行信道估计的计算，具体为：
对离散导频CRS采用最小二乘法(Least Square,LS)计算(定义为第一信道估计)信道估计的结果(定义为第一信道估计结果)。
上述信道估计的方法并不限于最小二乘法，也可以采用其它信道估计方法。
子步骤b，将第一信道估计结果按照实际子载波位置进行放置，形成如图5所示的示意图，其中填充网格线的方格表示离散导频分布的位置；
非导频位置补0，对没有导频的子载波进行补0，即将图5中存在导频的竖排中的没有导频的位置的值均设置为0；
进行时域插值，补足导频对应子载波位置的信道估计结果，补足的导频如图5中填充横线的导频所示，得到第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000081
如图9所示，第一初始信道估计器用于执行上述步骤1中的子步骤a和子步骤b。
子步骤c，对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换(IDFT)，生成第一时域信道冲击响应。具体为：
对第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000082
进行N点IDFT，得到离散导频CRS的第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000083
其中N与小区确认子帧(CAS)的带宽有关，例如，CAS带宽为10MHz时，N取1024。第一时域信道冲击响应生成器用于执行子步骤c，接收第一初始信道估计器生成的第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000084
并进行处理。
步骤2，对频域信号中解析出的物理信号进行重构，并对重构后生成的重构信号进行处理，得到初始多径分布结果。详细过程如下：
子步骤a，信号重构器，对接收到的频域信号中解析出的物理信号进行重构，生成重构信号。具体为：
信号重构器，对PSS和/或SSS和/或PBCH的解码结果，进行重构，得到重构后的PSS和/或SSS和/或PBCH的发送信号XPSS和/或XSSS和/或XPBCH(可统一表示为重构信号XReCons)。
子步骤b，第二初始信道估计器，对重构信号进行第二初始信道估计的计算，具体为：
利用PSS和/或SSS和/或PBCH的频域接收信号YPSS和/或YSSS和/或YPBCH，以及重构信号XPSS和/或XSSS和/或XPBCH，进行PSS和/或SSS和/或PBCH位置的LS信道估计，得到信道估计结果
Figure BDA0002817121650000091
和/或
Figure BDA0002817121650000092
和/或
Figure BDA0002817121650000093
其中，
Figure BDA0002817121650000094
Figure BDA0002817121650000095
需要说明的是，上述从接收到的频域信号中解析出的物理信号所包含的几种信号，有的在时域上可能只包含一个OFDM符号，有的也可能包含多个OFDM符号。例如，解析出的物理信号中的PSS和SSS信号在时域上均只包含一个OFDM符号，PBCH信号在时域上则包含多个OFDM符号；对应的，PSS和SSS信号重构后的重构信号在时域上也均只包含一个OFDM符号。PBCH信号重构后的重构信号在时域上也包含一个还是多个OFDM符号要视情况而定，如果从PBCH信号在时域上所包含的OFDM符号中仅选择一个OFDM符号进行重构，则PBCH信号重构后的重构信号在时域上也仅包含一个OFDM符号；如果从PBCH信号在时域上所包含的OFDM符号中选择多个OFDM符号进行重构，则PBCH信号重构后的重构信号在时域上也包含多个OFDM符号。重构后的重构信号所包含的OFDM符号，与从接收到的频域信号中解析出的物理信号所包含的OFDM符号，是一一相对应的。例如，对PBCH信号所包含的两个OFDM符号进行重构，对应的重构后的重构信号也包含两个OFDM符号。
针对某种信号对应的重构信号在时域上包含多个OFDM符号的情形，计算信道估计结果时需要将每一个OFDM符号对应的信道估计结果都计算出来并进行合并。例如，计算PBCH的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000096
时，如果重构信号包含多个OFDM符号，需要针对其中每一个OFDM符号进行PBCH位置的LS信道估计，并将每一个OFDM符号得到的LS信道估计结果进行符号间合并，最终得到对PBCH信号的重构信号进行LS信道估计的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000097
一种情形下，当针对接收到的频域信号中解析出的物理信号，仅对其包含的一种信号对应的重构信号进行LS信道估计时，该信道估计结果为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000098
(即第二信道估计结果)。例如，对PSS或SSS或PBCH信号对应的重构信号进行LS信道估计时，信道估计结果
Figure BDA0002817121650000101
和/或
Figure BDA0002817121650000102
和/或
Figure BDA0002817121650000103
为最终的信道估计结果。
另一种情形下，当针对接收到的频域信号中解析出的物理信号，对其包含的多种信号对应的重构信号进行LS信道估计时，将得到的信道估计结果进行合并，作为为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000104
(即第二信道估计结果)。例如，对PSS、SSS、PBCH信号中两个以上信号对应的重构信号进行LS信道估计时，将得到的多个LS信道估计结果进行合并，得到
Figure BDA0002817121650000105
或
Figure BDA0002817121650000106
或
Figure BDA0002817121650000107
或
Figure BDA0002817121650000108
作为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000109
其中，合并方法可以是：
Figure BDA00028171216500001010
Figure BDA00028171216500001011
此种情形下，重构信号在时域上必然包含多个OFDM符号。
子步骤c，第二时域信道冲击响应生成器，对所述第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应。具体为：
对第二时域信道估计结果
Figure BDA00028171216500001012
(例如，
Figure BDA00028171216500001013
或
Figure BDA00028171216500001014
或
Figure BDA00028171216500001015
或
Figure BDA00028171216500001016
或
Figure BDA00028171216500001017
或
Figure BDA00028171216500001018
或
Figure BDA00028171216500001019
)做128点离散傅里叶反变换(IDFT)操作，得到第二时域信道冲击响应hcoarse；
子步骤d，初始多径分布生成器，利用第二时域信道冲击响应hcoarse，得到初始多径分布结果。具体为：
求第二时域信道冲击响应hcoarse的功率或绝对值，得到|hcoarse|2或|hcoarse|；
进行第一次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将|hcoarse|2或|hcoarse|中超过门限的位置设置为有效径位置，予以保留，其他位置予以删除，从而得到初始多径分布结果。
步骤3，时域加窗器，采用初始多径分布结果对上述第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。详细过程如下：
子步骤a：第一时域加窗器，利用初始多径分布器的结果，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA00028171216500001020
进行加窗处理，具体为：
在初始多径分布结果中的有效径左右两边，各扩展部分采样点，得到初始开窗位置；
利用初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000111
进行第一次时域加窗，得到第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000112
如图7所述，得到初始开窗位置后，进行第一次时域加窗时，保留初始开窗位置内的2根径(即真实径)，将初始开窗位置之外的多根径(即重复径)删除。
子步骤b，第二时域加窗器，对第一时域加窗器的输出的第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000113
进行进一步加窗处理。具体为：
对上述第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000114
求功率，得到
Figure BDA0002817121650000115
进行第二次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将
Figure BDA0002817121650000116
中超过门限的位置设置为有效径位置，对有效径位置左右各扩展部分采样点，得到第二次开窗位置；
利用第二次时域开窗位置，对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000117
进行第二次时域加窗，得到第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000118
上述步骤3中可以只进行第一次时域加窗，子步骤b第二次时域加窗的步骤为可选步骤，用于在第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000119
的基础上进一步提高精度。
子步骤c，CAS频域信道估计生成器，对时域加窗后的时域信道冲击响应进行离散傅里叶变换，得到最终信道估计结果。具体为：
对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA00028171216500001110
或第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA00028171216500001111
做N点离散傅里叶变换(DFT)，得到CAS最终的信道估计结果
Figure BDA00028171216500001112
实施例2：
图10所示为CAS中导频分布的示意图二，其中存在连续导频。图11所示为实施例2采用的信道估计方法的流程图二，进入信道估计阶段之后，接收机需要进行的处理主要有三个步骤，具体如下：
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应；
步骤2，对频域信号中解析出的连续导频进行处理，得到初始多径分布结果；
步骤3，采用初始多径分布结果对上述时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应，详细过程如下：
子步骤a，采用初始信道估计器进行信道估计的计算，具体为：
对离散导频CRS采用最小二乘法(Least Square,LS)计算(定义为第一信道估计)信道估计的结果(定义为第一信道估计结果)。
上述信道估计的方法并不限于最小二乘法，也可以采用其它信道估计方法。
子步骤b，将第一信道估计结果按照实际子载波位置进行放置，形成如图10所示的示意图，其中填充网格线的方格表示离散导频分布的位置，填充斜线的方格表示连续导频的位置。
非导频位置补0，对没有导频的子载波进行补0，即将图10中存在导频的竖排中的没有导频的位置的值设为0；
进行时域插值，补足导频对应子载波位置的信道估计结果，得到第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000121
如图11所示，第一初始信道估计器用于执行上述步骤1中的子步骤a和子步骤b。
子步骤c，对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换(IDFT)，生成第一时域信道冲击响应。具体为：
对第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000122
进行N点IDFT，得到离散导频CRS的第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000123
其中N与小区确认子帧(CAS)的带宽有关，例如CAS带宽为10MHz时，N取1024。时域信道冲击响应生成器(第一时域信道冲击响应生成器)用于执行子步骤c，接收第一初始信道估计器生成的第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000124
并进行处理。
步骤2，对频域信号中解析出的连续导频进行处理，得到初始多径分布结果。详细过程如下：
子步骤a，第二初始信道估计器，对连续导频进行第二初始信道估计的计算，具体为：
一种情形下，如图10所示，当连续导频在时域上仅包含一个OFDM符号时，对连续导频所包含的该OFDM符号进行LS信道估计时，该信道估计结果为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000125
(即第二信道估计结果)。
另一种情形下，当连续导频在时域上包含多个OFDM符号时，可以选择其中一个OFDM符号进行LS信道估计，也可以选择其中任意多个OFDM符号进行LS信道估计。选择其中一个OFDM符号进行LS信道估计时，该信道估计结果为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000131
(即第二信道估计结果)；当选择其中任意多个OFDM符号进行LS信道估时，对选择的每一个OFDM符号进行LS信道估计，将得到的信道估计结果进行合并，作为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000132
(即第二信道估计结果)。
子步骤b，第二时域信道冲击响应生成器，对所述第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应。具体为：
对第二时域信道估计结果
Figure BDA0002817121650000133
做N’点离散傅里叶反变换(IDFT)操作，得到第二时域信道冲击响应hcoarse；其中N’根据连续导频实际占用的子载波数确定。
子步骤c，初始多径分布生成器，利用第二时域信道冲击响应hcoarse，得到初始多径分布结果。具体为：
求第二时域信道冲击响应hcoarse的功率或绝对值，得到|hcoarse|2或|hcoarse|；
进行第一次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将|hcoarse|2或|hcoarse|中超过门限的位置设置为有效径位置，予以保留，其他位置予以删除，从而得到初始多径分布结果。
步骤3，时域加窗器，采用初始多径分布结果对上述第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。详细过程如下：
子步骤a：第一时域加窗器，利用初始多径分布器的结果，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000134
进行加窗处理，具体为：
在初始多径分布结果中的有效径左右两边，各扩展部分采样点，得到初始开窗位置；
利用初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000135
进行第一次时域加窗，得到第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000136
如图7所述，得到初始开窗位置后，进行第一次时域加窗时，保留初始开窗位置内的2根径(即真实径)，将初始开窗位置之外的多根径(即重复径)删除。
子步骤b，第二时域加窗器，对第一时域加窗器的输出的第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000137
进行进一步加窗处理。具体为：
对上述第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000138
求功率，得到
Figure BDA0002817121650000139
进行第二次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将
Figure BDA00028171216500001310
中超过门限的位置设置为有效径位置，对有效径位置左右各扩展部分采样点，得到第二次开窗位置；
利用第二次时域开窗位置，对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000141
进行第二次时域加窗，得到第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000142
上述步骤3中可以只进行第一次时域加窗，子步骤b为可选步骤，用于在第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000143
的基础上进一步提高精度。
子步骤c，CAS频域信道估计生成器，对时域加窗后的时域信道冲击响应进行离散傅里叶变换，得到最终信道估计结果。具体为：
对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000144
或第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000145
做N点离散傅里叶变换(DFT)，得到CAS最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000146
实施例3：
图12所示为CAS中导频分布的示意图三，其中存在连续导频和离散导频，以及可重构的信号。本实施例在得到初始多径分布结果的过程中，采用了对重构信号和连续导频进行处理的方法。图13所示为实施例3采用的信道估计方法的流程图三，进入信道估计阶段之后，接收机需要进行的处理主要有三个步骤，具体如下：
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应；
步骤2，对频域信号中解析出的物理信号进行重构，并对重构后后生成的重构信号和接收到的频域信号中的连续导频进行处理，得到初始多径分布结果；
步骤3，采用初始多径分布结果对上述时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。
步骤1，对接收到的频域信号中的离散导频进行处理，生成一个时域信道冲击响应，详细过程如下：
子步骤a，采用初始信道估计器进行信道估计的计算，具体为：
对离散导频CRS采用最小二乘法(Least Square,LS)计算(定义为第一信道估计)信道估计的结果(定义为第一信道估计结果)。
上述信道估计的方法并不限于最小二乘法，也可以采用其它信道估计方法。
子步骤b，将第一信道估计结果按照实际子载波位置进行放置，形成如图12所示的示意图，其中填充网格线的方格表示离散导频分布的位置，填充有斜线的方格表示连续导频分布的位置；
非导频位置补0，对没有导频的子载波进行补0，即将图12中存在导频的竖排中没有导频的位置的值设为0；
进行时域插值，补足导频对应子载波位置的信道估计结果，得到第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000151
如图13所示，第一初始信道估计器用于执行上述步骤1中的子步骤a和子步骤b。
子步骤c，对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换(IDFT)，生成第一时域信道冲击响应。具体为：
对第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000152
进行N点IDFT，得到离散导频CRS的第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000153
其中N与小区确认子帧(CAS)的带宽有关，例如CAS带宽为10MHz时，N取1024。第一时域信道冲击响应生成器用于执行子步骤c，接收第一初始信道估计器生成的第一频域信道响应
Figure BDA0002817121650000154
并进行处理。
步骤2，对频域信号中解析出的物理信号进行重构，并对重构后后生成的重构信号和接收到的频域信号中的连续导频进行处理，得到初始多径分布结果。详细过程如下：
子步骤a，信号重构器，对接收到的频域信号中解析出的物理信号进行重构，生成重构信号。具体为：
信号重构器，对PSS和/或SSS和/或PBCH的解码结果，进行重构，得到重构后的PSS和/或SSS和/或PBCH的发送信号XPSS和/或XSSS和/或XPBCH，可统一表示为重构信号XReCons。
子步骤b，第二初始信道估计器，对重构信号进行第二初始信道估计的计算，具体为：
利用PSS和/或SSS和/或PBCH的频域接收信号YPSS和/或YSSS和/或YPBCH，以及重构信号XPSS和/或XSSS和/或XPBCH，进行PSS和/或SSS和/或PBCH位置的LS信道估计，得到信道估计结果
Figure BDA0002817121650000155
和/或
Figure BDA0002817121650000156
和/或
Figure BDA0002817121650000157
其中，
Figure BDA0002817121650000158
Figure BDA0002817121650000159
需要说明的是，上述从接收到的频域信号中解析出的物理信号所包含的几种信号，有的在时域上可能只包含一个OFDM符号，有的也可能包含多个OFDM符号。例如，解析出的物理信号中的PSS和SSS信号在时域上均只包含一个OFDM符号，PBCH信号在时域上则包含多个OFDM符号。对应的，PSS和SSS信号重构后的重构信号在时域上也均只包含一个OFDM符号。PBCH信号重构后的重构信号在时域上也包含一个还是多个OFDM符号要视情况而定，如果从PBCH信号在时域上所包含的OFDM符号中仅选择一个OFDM符号进行重构，则PBCH信号重构后的重构信号在时域上也仅包含一个OFDM符号；如果从PBCH信号在时域上所包含的OFDM符号中选择多个OFDM符号进行重构，则PBCH信号重构后的重构信号在时域上也包含多个OFDM符号。重构后的重构信号所包含的OFDM符号，与从接收到的频域信号中解析出的物理信号所包含的OFDM符号，是一一对应的。例如，对PBCH信号所包含的两个OFDM符号进行重构，对应的重构后的重构信号也包含两个OFDM符号。
针对某种信号对应的重构信号在时域上包含多个OFDM符号的情形，计算信道估计结果时需要将每一个OFDM符号对应的信道估计结果都计算出来并进行合并。例如，计算PBCH的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000161
时，如果重构信号包含多个OFDM符号，需要针对其中每一个OFDM符号进行PBCH位置的LS信道估计，并将每一个OFDM符号得到的LS信道估计结果进行符号间合并，最终得到对PBCH信号的重构信号进行LS信道估计的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000162
一种情形下，当针对接收到的频域信号中解析出的物理信号，仅对其包含的一种信号对应的重构信号进行LS信道估计时，该信道估计结果为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000163
例如，对PSS或SSS或PBCH信号对应的重构信号进行LS信道估计时，信道估计结果
Figure BDA0002817121650000164
或
Figure BDA0002817121650000165
或
Figure BDA0002817121650000166
为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000167
另一种情形下，当针对接收到的频域信号中解析出的物理信号，对其包含的多种信号对应的重构信号进行LS信道估计时，将得到的信道估计结果进行合并，作为为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000168
例如，对PSS、SSS、PBCH信号中两个以上信号对应的重构信号进行LS信道估计时，将得到的多个LS信道估计结果进行合并，得到
Figure BDA0002817121650000169
或
Figure BDA00028171216500001610
或
Figure BDA00028171216500001611
或
Figure BDA00028171216500001612
作为最终的信道估计结果
Figure BDA00028171216500001613
其中，合并方法可以是：
Figure BDA00028171216500001614
Figure BDA00028171216500001615
子步骤c，第二初始信道估计器，对连续导频进行第二初始信道估计的计算，具体为：
一种情形下，如图12所示，当连续导频在时域上仅包含一个OFDM符号时，对连续导频所包含的该OFDM符号进行LS信道估计时，得到连续导频的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000171
另一种情形下，当连续导频在时域上包含多个OFDM符号时，可以选择其中一个OFDM符号进行LS信道估计，也可以选择其中任意多个OFDM符号进行LS信道估计。选择其中一个OFDM符号进行LS信道估计时，该信道估计结果为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000172
当选择其中任意多个OFDM符号进行LS信道估时，对选择的每一个OFDM符号进行LS信道估计，将得到的信道估计结果进行合并，作为最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000173
子步骤d，将重构信号最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000174
和连续导频的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000175
进行符号合并后，得到最终的信道估计结果
Figure BDA0002817121650000176
(即第二时域信道冲击响应)。
子步骤e，第二时域信道冲击响应生成器，对所述第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应。具体为：
对第二时域信道估计结果
Figure BDA0002817121650000177
做N’点离散傅里叶反变换(IDFT)操作，得到第二时域信道冲击响应hcoarse；
子步骤f，初始多径分布生成器，利用第二时域信道冲击响应hcoarse，得到初始多径分布结果。具体为：
求第二时域信道冲击响应hcoarse的功率或绝对值，得到|hcoarse|2或|hcoarse|；
进行第一次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将|hcoarse|2或|hcoarse|中超过门限的位置设置为有效径位置，予以保留，其他位置予以删除，从而得到初始多径分布结果。
步骤3，时域加窗器，采用初始多径分布结果对上述第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果。详细过程如下：
子步骤a：第一时域加窗器，利用初始多径分布器的结果，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000178
进行加窗处理，具体为：
在初始多径分布结果中的有效径左右两边，各扩展部分采样点，得到初始开窗位置；
利用初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000181
进行第一次时域加窗，得到第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000182
如图7所述，得到初始开窗位置后，进行第一次时域加窗时，保留初始开窗位置内的2根径(即真实径)，将初始开窗位置之外的多根径(即重复径)删除。
子步骤b，第二时域加窗器，对第一时域加窗器的输出的第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000183
进行进一步加窗处理。具体为：
对上述第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000184
求功率，得到
Figure BDA0002817121650000185
进行第二次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将
Figure BDA0002817121650000186
中超过门限的位置设置为有效径位置，对有效径位置左右各扩展部分采样点，得到第二次开窗位置；
利用第二次时域开窗位置，对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000187
进行第二次时域加窗，得到第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000188
上述步骤3中可以只进行第一次时域加窗，子步骤b为可选步骤，用于在第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA0002817121650000189
的基础上进一步提高精度。
子步骤c，CAS频域信道估计生成器，对时域加窗后的时域信道冲击响应进行离散傅里叶变换，得到最终信道估计结果。具体为：
对第一次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA00028171216500001810
或第二次时域加窗后的时域信道冲击响应
Figure BDA00028171216500001811
做N点离散傅里叶变换(DFT)，得到CAS最终的信道估计结果
Figure BDA00028171216500001812
实施例1、实施例2、实施例3中的第一时域信道冲击响应生成器和第二时域信道冲击响应生成器可以为统一时域信道冲击响应生成器，第一时域加窗器、第二时域加窗器也可以为相同的时域加窗器。
本发明的应用并不局限于MBMS dedicated-cell的CAS接收，也不局限于多径长度超过CP或1/Df符号长度的情形
本发明的实质为，利用连续导频或通过部分已成功解析的物理信道、物理信号信息重构出来的信号，来得到初始多径信息，并利用此信息，辅助进行DFT变换域插值滤波的信道估计。
本发明巧妙地利用了频域接收信号内各物理信号及信道的解析顺序，在进行信道估计的时候，将已解析出的物理信号进行重构，把重构信号当作连续导频，得到完整的OFDM符号长度内的多径分布，以此辅助进行变换域的重复径的消除，从而解决原有信道估计算法中的长多径混叠问题。
本发明对于存在连续导频的OFDM系统，还可以直接利用连续导频，来得到完整OFDM符号长度的多径，以此来识别离散导频信道估计结果中的真实径和重复径，辅助其进行变换域的重复径消除，从而实现准确的频域插值。
当多径长度超过1/Df符号长度时，本方法相较于传统LTE信道估计算法，大大提高了信道估计的准确性(显著强于MMSE算法和传统DFT变换域算法)，有效地提高信道估计结果的精度，提升了信号的接收性能。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
本领域技术人员知道，除了以纯计算机可读程序代码方式实现本发明提供的系统、装置及其各个模块以外，完全可以通过将方法步骤进行逻辑编程来使得本发明提供的系统、装置及其各个模块以逻辑门、开关、专用集成电路、可编程逻辑控制器以及嵌入式微控制器等的形式来实现相同程序。所以，本发明提供的系统、装置及其各个模块可以被认为是一种硬件部件，而对其内包括的用于实现各种程序的模块也可以视为硬件部件内的结构；也可以将用于实现各种功能的模块视为既可以是实现方法的软件程序又可以是硬件部件内的结构。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (14)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：
步骤S1，对接收到的频域信号中的离散导频进行第一处理，生成第一时域信道冲击响应；
步骤S2，对频域信号中解析出的物理信号重构后生成的重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行第二处理，得到初始多径分布结果；
步骤S3，根据初始多径分布结果对第一时域信道冲击响应进行时域加窗、离散傅里叶变换，得到最终的信道估计结果；
所述步骤S 2包括：
子步骤a，对接收到的频域信号中解析出的物理信号进行重构，生成重构信号，具体为：
对PSS和/或SSS和/或PBCH的解码结果，进行重构，得到重构后的PSS、SSS、PBCH的分别发送信号XPSS、XSSS、XPBCH中的任一种或任多种信号；
子步骤b，对重构信号进行第二初始信道估计的计算，具体为：
利用PSS、SSS、PBCH中的任一者的频域分别接收信号YPSS、YSSS、YPBCH，以及分别接收重构信号XPSS、XSSS、XPBCH，分别进行PSS、SSS、PBCH位置的LS信道估计，分别得到信道估计结果
Figure FDA0003421768190000011
其中，
Figure FDA0003421768190000012
Figure FDA0003421768190000013
子步骤c，对第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；具体为：
对第二时域信道估计结果
Figure FDA0003421768190000014
做128点离散傅里叶反变换操作，得到第二时域信道冲击响应hcoarse；
子步骤d，利用第二时域信道冲击响应hcoarse，得到初始多径分布结果，具体为：
求第二时域信道冲击响应hcoarse的功率或绝对值，得到|hcoarse|2或|hcoarse|；
进行第一次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将|hcoarse|2或|hcoarse|中超过门限的位置设置为有效径位置，予以保留，其他位置予以删除，从而得到初始多径分布结果。
2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤S1包括：
步骤S11，对离散导频进行第一信道估计，生成第一信道估计结果；
步骤S12，对第一估计结果按照实际导频位置进行放置、非导频位置补零和时域插值，生成第一频域信道响应；
步骤S13，对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换，生成第一时域信道冲击响应。
3.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤S2包括：
步骤S21，对重构信号和/或连续导频进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
步骤S22，对第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；
步骤S23，对第二时域信道冲击响应求功率或绝对值，并进行有效径判决，生成初始多径分布结果；
所述步骤S21中对重构信号进行第二信道估计为，利用重构信号和接收到的频域信号进行第二信道估计。
4.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述第一信道估计采用最小二乘法。
5.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述第二信道估计采用最小二乘法。
6.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，从物理信号所包含的符号中选取预设部分符号或全部符号进行重构，生成重构信号中包含的符号，所述重构信号中包含的符号与从物理信号中选取的符号一一对应。
7.根据权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤S21包括：
当仅对重构信号进行第二信道估计，且所述重构信号只包含一个符号时，针对所述重构信号包含的符号进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
当仅对重构信号进行第二信道估计，且所述重构信号包含多个符号时，针对重构信号中包含的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果；
当仅对所述连续导频进行第二信道估计，且从连续导频所包含的符号中选取一个符号时，针对所选取的一个符号进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
当仅对所述连续导频进行第二信道估计，且从连续导频所包含的符号中选取多个符号时，针对所选取的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果；
当对所述重构信号和所述连续导频进行第二信道估计时，从重构信号和连续导频所包含的符号中各自选取符号，针对所选取的每个符号进行第二信道估计并将得到的估计结果合并，生成第二信道估计结果。
8.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，所述步骤S3包括：
步骤S31，根据初始多径分布结果，获取初始开窗位置；
步骤S32，根据初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应进行时域加窗；
步骤S33，对生成的时域信道冲击响应求得功率，对求得的功率进行有效径判决，获取有效径位置并得到再次开窗位置，再次进行时域加窗。
9.一种信道估计装置，其特征在于，包括第一处理器、第二处理器、时域加窗器和频域信道估计生成器；
所述第一处理器，用于对接收到的频域信号中的离散导频进行第一处理，生成第一时域信道冲击响应；
所述第二处理器，用于对频域信号中解析出的物理信号重构后生成的重构信号和/或对频域信号中的连续导频进行第二处理，得到初始多径分布结果；
所述时域加窗器，用于采用初始多径分布结果对第一时域信道冲击响应进行时域加窗；
所述频域信道估计生成器，用于对时域加窗后生成的时域信道冲击响应进行离散傅里叶变换，生成最终的信道估计结果；
所述第二处理器包括：
信号重构器，对接收到的频域信号中解析出的物理信号进行重构，生成重构信号，具体为：
对PSS和/或SSS和/或PBCH的解码结果，进行重构，得到重构后的PSS、SSS、PBCH的分别发送信号XPSS、XSSS、XPBCH中的任一种或任多种信号；
第二初始信道估计器，对重构信号进行第二初始信道估计的计算，具体为：
利用PSS、SSS、PBCH中的任一者的频域分别接收信号YPSS、YSSS、YPBCH，以及分别接收重构信号XPSS、XSSS、XPBCH，分别进行PSS、SSS、PBCH位置的LS信道估计，分别得到信道估计结果
Figure FDA0003421768190000041
其中，
Figure FDA0003421768190000042
Figure FDA0003421768190000043
第二时域信道冲击响应生成器，对第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；具体为：
对第二时域信道估计结果
Figure FDA0003421768190000044
做128点离散傅里叶反变换(IDFT)操作，得到第二时域信道冲击响应hcoarse；
初始多径分布生成器，利用第二时域信道冲击响应hcoarse，得到初始多径分布结果，具体为：
求第二时域信道冲击响应hcoarse的功率或绝对值，得到|hcoarse|2或|hcoarse|；
进行第一次有效径判决，即通过设置绝对功率门限或噪声门限，将|hcoarse|2或|hcoarse|中超过门限的位置设置为有效径位置，予以保留，其他位置予以删除，从而得到初始多径分布结果。
10.根据权利要求9所述的信道估计装置，其特征在于，所述第一处理器包括第一初始信道估计器和第一时域信道冲击响应生成器；
所述第一初始信道估计器，用于对离散导频进行第一信道估计生成第一信道估计结果，并对第一估计结果按照实际导频位置进行放置、非导频位置补零、时域插值，生成第一频域信道响应；
所述第一时域信道冲击响应生成器，用于对第一频域信道响应进行离散傅里叶反变换，生成第一时域信道冲击响应。
11.根据权利要求10所述的信道估计装置，其特征在于，所述第二处理器包括第二初始信道估计器、第二时域信道冲击响应生成器和初始多径分布生成器；
所述第二初始信道估计器，用于对重构信号和/或连续导频进行第二信道估计，生成第二信道估计结果；
所述第二时域信道冲击响应生成器，用于对所述第二信道估计结果进行离散傅里叶反变换，生成第二时域信道冲击响应；
所述初始多径分布生成器，用于对第二时域信道冲击响应求功率或绝对值，并进行有效径判决，生成初始多径分布结果。
12.根据权利要求11所述的信道估计装置，其特征在于，所述第二处理器还包括信号重构器，所述信号重构器用于对接收到的频域信号解析出的物理信号进行重构，生成重构信号。
13.根据权利要求11所述的信道估计装置，其特征在于，所述时域加窗器包括第一时域加窗器和第二时域加窗器；
所述第一时域加窗器，基于初始多径分布结果，得到初始开窗位置，采用初始开窗位置，对第一时域信道冲击响应进行第一次时域加窗；
所述第二时域加窗器，对生成的时域信道冲击响应求得功率，对求得的功率进行有效径判决，获得有效径位置，基于有效径位置，得到再次开窗位置，进行再次时域加窗。
14.根据权利要求13所述的信道估计装置，其特征在于，所述第一时域信道冲击响应生成器和第二时域信道冲击响应生成器采用相同的时域信道冲击响应生成器，和/或所述第一时域加窗器和第二时域加窗器采用相同的时域加窗器。
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