CN104796359A - 基于ofdm调制的微功率无线通信系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统信道估计方法，包括：A、求取有效导频子载波的频域信道估计值；B、构建虚拟导频子载波的频域信道估计值以及全频带导频子载波的第一频域信道估计值；C、计算对应于所述第一频域信道估计值的第一时域信道冲激响应估计值；D、基于时域信道冲激响应的噪声门限动态评估算法，评估时域信道冲激响应的长度，并滤除信道噪声以得到第二时域信道冲激响应估计值；E：对所述第二时域信道冲激响应估计值做FFT变换，得到全频带导频子载波的第二频域信道估计值。本发明提供的方法，避免了因引入虚拟子载波带来的信道能量泄漏、信道畸变的问题，并结合自适应信道噪声滤除方法，提高了信道估计的准确性。

Description

基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及微功率无线通信领域，尤其涉及一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法。

背景技术

一般意义上，只要通信双方通过无线电波传输信息，并且发射功率限制在很小的范围内(通常100mw以下)，就可以称为微功率无线通信。

随着我国智能电网的快速发展，微功率无线通信技术也应用于用电信息采集。目前主流的微功率无线收发芯片的调制解调技术主要是基于(G)FSK，此类技术存在占用频带比较宽，频带利用率较低、灵敏度不够等缺陷。针对中国智能电网“全采集、全预付费”的建设目标，为了进一步提高微功率无线通信系统的性能和频带利用率，实现通信的高可靠性及实时性，需要开发基于OFDM的微功率无线通信系统。

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，缩写为OFDM)具有高速的数据传输能力、高效的频谱利用率和抗多径干扰能力,因而在无线通信领域被广泛关注。其主要思想是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

无线信号由发射端发出后，电波传播所经过的所有路径统称为无线信道。无线信道作为无线电波传播的路径对无线通信的信号质量有决定性的作用。通常，由于墙、建筑物或者地面等的发射和散射，发送信号通常会经过多条路径以不同时延和变化幅度到达接收天线，从而形成多径现象，造成频率选择性衰落。

在OFDM系统中使用相干检测，就必须获得信道状态信息(简称CSI)，因此信道估计对于采用相干检测的OFDM系统是非常重要的，信道估计的准确性将直接影响整个系统的性能，准确的信道估计是提高接收机接收性能和数据传输质量的关键。

发明内容

在实际的OFDM系统中,为了避免由于过采样或发送/接收滤波对数据信号带来畸变，系统一般都需要引入虚拟子载波。然而，虚拟子载波的引入等效于在频域上引入矩形窗，从而导致时域上信道能量的泄漏，给接收系统信道估计带来不利影响，影响信道估计的准确性。

因此，本发明的主要目的在于提供一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法，以提高信道估计的准确性。

本发明提供以下技术方案：

一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法，包括：

A、对接收端有效导频子载波执行信道估计，以获得有效导频子载波的频域信道估计值；

B、基于傅立叶变换函数、时域信道冲激响应的长度、位置变换矩阵以及所述有效导频子载波的频域信道估计值，构建虚拟导频子载波的频域信道估计值以及全频带导频子载波的第一频域信道估计值；

C、计算对应于所述第一频域信道估计值的第一时域信道冲激响应估计值；

D、基于时域信道冲激响应的噪声门限动态评估算法，评估所述第一时域信道估计值中时域信道冲激响应的长度，并滤除信道噪声以得到第二时域信道估计值；

E：对所述第二时域信道冲激响应估计值做FFT变换，得到全频带导频子载波的第二频域信道估计值。

在OFDM系统中引入虚拟子载波后，虚拟子载波边缘的信道会发生严重的畸变，导致能量泄漏，本发明提供的以上技术方案，由于重新构建了虚拟导频子载波的频域信道响应估计，一方面准确地估计出虚拟子载波上的频域信道响应，避免了边缘子载波的严重信道畸变导致的能量泄漏以及信道的失配，消除了地板效应，同时结合MMSE最佳信道估计门限判决方法，准确地对信道估计的有效多径和无效多径加以区分，有效地滤除信道噪声，从而极大地提高信道估计的准确性。

附图说明

图1是本发明提供的信道估计方法的一种具体实施方式的流程图；

图2是导频信号中有效子载波和虚拟子载波映射的一种具体实施方式；

图3是具体实施方式的基本OFDM符号数据的数据结构示意图；

图4是本发明提供的信道估计方法与传统的信道估计方法性能比较示意图。

具体实施方式

下面对照附图并结合优选的实施方式对本发明作进一步说明。

本发明的具体实施方式提供一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法，用于在系统的接收端执行频域信道估计，该方法包括以下步骤10～50，同时可参考图1：

10、对有效导频子载波执行信道估计，以获得有效导频子载波的频域信道估计值此步骤可以采用常规的信道估计方法，例如最小二乘法或者最小均方误差法；

20、基于傅立叶变换函数、时域信道冲激响应的长度、位置变换矩阵以及有效导频子载波的频域信道估计值构建虚拟导频子载波的频域信道估计值以及全频带导频子载波的第一频域信道估计值其中，所述第一频域信道估计值由有效导频子载波的频域信道估计值和虚拟导频子载波的频域信道估计值构成；

30、计算对应于所述第一频域信道估计值的第一时域信道估计值

40、基于时域信道冲激响应的噪声门限动态评估算法，评估所述第一时域信道估计值中时域信道冲激响应的长度L，并滤除信道噪声以得到第二时域信道估计值

50、对所述第二时域信道估计值做FFT变换，得到全频带导频子载波的第二频域信道估计值，即得到精确度高的频域信道估计值。

下面给出一个具体的微功率无线通信系统，参数如表1所示，该系统的调制机制为OFDM，具体调制方式采用QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控)，通过上述方法，对该系统在接收端进行信道估计的的方法和过程具体如下。

表1 OFDM微功率无线通信系统参数

指标	取值
		有效带宽	187.5KHz
OFDM子载波个数N	128
		有效子载波数ND	96
虚拟子载波数NV	32
		子载波间隔	1.953125KHz
OFDM符号数据体周期Tu	512μs
		OFDM循环前缀周期Tcp	64μs
OFDM符号周期Ts	576μs
		调制方式	QPSK

由于本发明的具体实施例是基于导频信号开展信道估计，因此，所有有效子载波均认为是有效导频子载波，所有虚拟子载波均认为是虚拟导频子载波。

对于具有表1参数的系统，执行本发明提供的前述信道估计方法，具体包括以下步骤：

A、基于最小二乘估计(LS)算法，计算有效导频子载波的频域信道响应

i∈有效导频子载波位置        (1)其中，Y_i、X_i分别表示第i个有效导频子载波上的接收信号和发送信号，通过公式(1)求得N_D个构成N_D×1的矩阵即为有效导频子载波的频域信道估计值。根据图2的有效子载波和虚拟子载波映射关系，可知在位置0～127的总共128个子载波中，有效子载波的位置为：1～48,80～127；虚拟子载波的位置为：0,49～79。因此上述的i∈{1,2,3,…,48,80,81,82,…,127}。

得到有效导频子载波的频域信道估计值为：

${\hat{H}}^{\mathrm{valid}}={\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_1\\ {\hat{H}}_2\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{H}}_{48}\\ {\hat{H}}_{80}\\ {\hat{H}}_{81}\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{H}}_{127}\end{array}\right]}_{96\×1}$

B、定义N×N的位置变换矩阵P，定义虚拟导频子载波的频域信道估计值为(为N_V×1的矩阵)，则全频带的导频子载波的第一频域信道估计值为 ${\hat{H}}^{\mathrm{all}}={\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1},$ 其中位置变换矩阵P的作用是使矩阵 ${\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1}$ 变成按照子载波序号排列，即按照0,1,2,3,…,127的位置排列的矩阵而已通过上述步骤A求得，为已知。

定义N×N的离散傅里叶变换矩阵W＝[w_n,k]_N×N，其中n＝0，1，…，N-1，k＝0，1，…，N-1，因此矩阵W可计算求得，属已知量。定义全频带导频子载波的所述第一时域信道估计值 $\hat{h}={\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}_L\\ 0\end{array}\right]}_{N\×1},$ 其中为时域信道冲激响应，假设时域信道冲激响应的长度为L，大于长度L的时域信道冲激响应置零，因此，在定义所述第一时域信道估计值时，理论上前L个元素为非零值，后N-L个元素为0；

根据时域信道与频域信道的傅里叶对应关系，有：

$W{\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}_L\\ 0\end{array}\right]}_{N\×1}=P{\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1}---\left(2\right).$

将前述定义的DFT矩阵W表示为：W＝[W₁,W₂]，其中W₁为矩阵W的前L列，W₂为矩阵W的后N-L列，则有 ${W_2}^{H}P\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]=0,$ 其中W₂ ^H为W₂的共轭转置矩阵；接着，可将W₂ ^HP表示为W₂ ^HP＝[W^valid,W^virtual]，其中W^valid的列数与的行数(即N_D＝96行)相同，W^virtual的列数与的行数(即N_V＝32行)相同，则W^validH^valid+W^virtualH^virtual＝0，可得虚拟导频子载波的频域信道估计值其中(W^virtual)^-1为W^virtual的伪逆矩阵。由于矩阵W为已知量，只要估计出L值，便可得到W₁和W₂，从而得到W^virtual和W^valid，而已通过步骤A求出，已知。至此，构建出虚拟导频子载波的频域信道估计值

C、由步骤B中的公式(2)可得，所述第一时域信道估计值

$\hat{h}={\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}_L\\ 0\end{array}\right]}_{N\×1}=W^{H}P{\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1}.$

D、对信道噪声平均功率进行评估，有：

基于频域信道响应的最小均方误差准则，可得最小均方误差为其中H_k为理想的频域信道响应矩阵H中的第k+1个元素，信噪比SNR和β因子分别为： β取决于星座调制的方式—QPSK，因此β＝1.0；

根据最小均方误差，设置最佳时域信道滤波门限值 根据该门限值在时域信道的N个响应值中，将小于该门限的值视为噪声置零，以评估时域信道冲激响应的长度(也就是有效多径长度)L，即在N个响应值中，N-L个值被视为噪声，进行归零，从而消除了时域信道冲激响应中的噪声，获得所述第二时域信道估计值：N×1的矩阵矩阵的第m+1个元素为： ${\hat{h}}_m^{\mathrm{last}}=\left\{\begin{array}{c}{\hat{h}}_m,0\≤m\≤L-1,{\left|{\hat{h}}_m\right|}^2>h_{\mathrm{thr}}^{\mathrm{optimal}}\\ \mathrm{0,0}\≤m\≤L-1,{\left|{\hat{h}}_m\right|}^2\≤h_{\mathrm{thr}}^{\mathrm{optimal}}\\ 0,L\≤m\≤N-1\end{array}\right..$

E、对步骤D中获得的第二时域信道估计值做FFT，即得到全频带子载波的精确的频域信道估计结果，即所述第二频域信道估计值。

上述步骤D中，L值也可以直接取OFDM数据体100的循环前缀CP的长度，如图3所示，CP即为循环前缀，图3中连接两个CP的箭头表示循环。

另外，为了说明本发明提供的信道估计方法与现有的一些信道估计方法相比所具有的优异性能，建模多径信道进行仿真，在仿真中采用如下表2所示的信道模型。

表2 多径信道模型

抽头	幅度(dB)	延时(us)
			1	-8.0	0.0
2	0	1.0
			3	-10.0	2.0
4	-12.0	3.0
			5	-16.0	5.0
6	-20.0	8.0

通过仿真，得到如图4所示的比较图，图中的纵轴为针对不同信道估计算法的均方误差(MSE)，横轴为信噪比SNR，从图4可以看出，在相同的信噪比下，本发明提供的信道估计方法的均方误差小很多，即信道估计的准确度高。

频域LS算法仅仅考虑导频信号的频域信道响应，在低信噪比情况下，其性能明显较差，受噪声影响明显；而普通的离散傅立叶(DFT)变换方法对所有信号进行频域插值处理，而没有考虑虚拟子载波的加窗泄漏效应，虽然在低信噪比情况下比频域LS算法有明显改善，但在高信噪比情况下，其有效径能量损失明显，使其性能受到严重影响，并且造成“地板效应”。而本发明提出的方法由于重新构建了虚拟子载波上的频域响应，同时又结合MMSE自适应噪声滤除方法，避免了多径能量泄漏，消除了信道估计的地板效应，从而获得了较好的信道估计性能。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于OFDM调制的微功率无线通信系统的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

A、对接收端有效导频子载波执行信道估计，以获得有效导频子载波的频域信道估计值；

B、基于傅立叶变换函数、时域信道冲激响应的长度、位置变换矩阵以及所述有效导频子载波的频域信道估计值，构建虚拟导频子载波的频域信道估计值以及全频带导频子载波的第一频域信道估计值；

C、计算对应于所述第一频域信道估计值的第一时域信道估计值；

D、基于时域信道冲激响应的噪声门限动态评估算法，评估所述第一时域信道估计值中时域信道冲激响应的长度，并滤除信道噪声以得到第二时域信道估计值；

E：对所述第二时域信道估计值做FFT变换，得到全频带导频子载波的第二频域信道估计值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤A中通过最小二乘法计算接收端有效导频子载波的频域信道估计值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于：所述步骤A中采用最小二乘法计算接收端有效导频子载波的频域信道估计值具体包括：

i∈有效导频子载波位置；

其中，Y_i、X_i分别表示第i个有效导频子载波上的接收信号和发送信号，有效导频子载波的频域信道估计值为矩阵矩阵列数为1，行数为有效导频子载波的个数。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤B具体包括：

B1、定义虚拟导频子载波的频域信道估计值为矩阵并定义N×N的位置变换矩阵P，以得到按照子载波序号排列的全频带导频子载波的第一频域信道估计值 ${\hat{H}}^{\mathrm{all}}={P\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1},$ 其中N为OFDM系统的子载波总数；

B2、定义N×N的DFT矩阵W为：W＝[w_n,k]_N×N，其中n＝0，1，…，N-1，k＝0，1，…，N-1；根据时域信道与频域信道的傅里叶对应关系，有 $W{\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}_L\\ 0\end{array}\right]}_{N\×1}=P{\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1},$ 其中为所述第一时域信道估计值的时域信道冲激响应且长度为L；

B3、将步骤B2中的DFT矩阵W表示为：W＝[W₁,W₂]，其中W₁为矩阵W的前L列，W₂为矩阵W的后N-L列，则有 ${W_2}^{H}P\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]=0,$ 其中W₂ ^H为W₂的共轭转置矩阵；

B4、将步骤B3中的W₂ ^HP表示为W₂ ^HP＝[W^valid,W^virtual]，其中W^valid的列数与的行数相同，W^virtual的列数与的行数相同，则W^validH^valid+W^virtualH^virtual＝0；

B5、根据步骤B4得虚拟导频子载波的频域信道估计值其中(W^virtual)^-1为W^virtual的伪逆矩阵。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于：所述步骤C中计算所述第一时域信道估计值具体为： $\hat{h}={\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{h}}_L\\ 0\end{array}\right]}_{N\×1}=W^{H}P{\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}^{\mathrm{valid}}\\ {\hat{H}}^{\mathrm{virtual}}\end{array}\right]}_{N\×1}.$

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于：所述步骤D具体包括：

D1、通过设置噪声门限的方法评估得到所述时域信道冲激响应h_L的长度L，或者直接取循环前缀的长度作为L；

D2、根据所述时域信道冲激响应的长度L，对信道噪声平均功率进行评估，

D3、基于频域信道响应最小均方误差准则，可得其中H_k为理想的频域信道响应矩阵H中的第k+1个元素，信噪比SNR和β因子分别为： β取决于星座调制的方式；

D4、根据最小均方误差，设置最佳时域信道滤波门限值 以评估时域信道冲激响应的有效多径长度，并通过将小于该门限的值视为噪声置零，以消除时域信道冲激响应中的噪声，获得所述第二时域信道冲激响应估计值为N×1的矩阵其中的第m+1个元素为： ${\hat{h}}_m^{\mathrm{last}}=\left\{\begin{array}{c}{\hat{h}}_m,0\≤m\≤L-1,{\left|{\hat{h}}_m\right|}^2>h_{\mathrm{thr}}^{\mathrm{optimal}}\\ \mathrm{0,0}\≤m\≤L-1,{\left|{\hat{h}}_m\right|}^2\≤h_{\mathrm{thr}}^{\mathrm{optimal}}\\ 0,L\≤m\≤N-1\end{array}\right..$