CN101958854B - 一种信道估计的方法、装置及接收机 - Google Patents

Abstract

本发明适用于无线通信技术领域，提供了一种信道估计的方法、装置及接收机，所述方法包括：通过最小二乘估计算法计算接收的导频信号所在子载波信道频域响应初始估计值；对每两个相邻所述子载波间的数据子载波进行插值，计算所述数据子载波插值后信道频域响应插值估计值；将所述信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波；输出经滤波处理的所述信道频域响应初始估计值及插值估计值。本发明在计算数据子载波插值后信道频域响应插值估计值时，通过采用原点位移、自适应象限相位校正、极化旋转路径选择等技术，实现对无线通信时变信道的准实时跟踪及简单、高效、准确的信道估计，得到良好信道估计性能，同时仍维持与线性插值法相近的算法复杂度。

Description

一种信道估计的方法、装置及接收机

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种信道估计的方法、装置及接收机。

背景技术

目前，在实际的无线通信系统中，接收机通常依赖于准确的信道估计(ChannelEstimation，CE)进行相干解调及干扰消除。现有的信道估计方法主要包括导频协助信道估计(Pilot-Aided Channel Estimation，PACE)、判决导向信道估计(Decision-Directed Channel，DDCE)及盲信道估计(Blind Channel Estimation，BCE)。

文献[Y.Li，N.Seshadri，S.Ariyavisitakul，“Channel Estimation for OFDM Systems WithTransmitter Diversity in Mobile Wireless Channels”，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，vol.17，no.3，pp.461-471，March 1999]中介绍了导频协助信道估计(PACE)方法，该方法由嵌入到信号中的已知信号(即导频)来完成对导频区域的信道探测，而相邻导频之间区域的信道则可以由插值算法估计出来。导频协助信道估计(PACE)由于运算简单、便于实现，非常适用于估计无线通信系统中的时变信道，其缺点在于需要额外的导频开销。文献[M.Munster，L.Hanzo，“Parallel-interference-cancellation-assisted decision-directedchannel estimation for OFDM systems using multiple transmit antennas”，IEEE Transactions onWireless Communications，vol.4，no.5，pp.2148-2162，September 2005]中介绍了另一类常用的信道估计方法，即判决导向法(DDCE)。这种方法将判决检测出来的部分数据信号经过重新调制，作为伪导频(Pseudo-Pilots)协助进行信道估计。然而，该方法由于依赖于先行检测出来的数据信号，而该信号必然存在检测差错，因此判决导向法(DDCE)将不可避免地引入错误传播，尤其是在低信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)的情况下。此外，对数据信号进行重新调制，也将引入额外的时延开销。文献[H.Liu，G.Xu，“Smart Antennas inWireless Systems：Uplink Multiuser Blind Channel and Sequence Detection”，IEEE Transactionson Communications，vol.45，no.2，pp.187-199，February 1997]中介绍了第三类信道估计方法，即盲信道估计法(BCE)。该信道估计法由于不需要嵌入导频，可有效提高频谱效率。但是，大多数盲信道估计法(BCE)算法都或多或少地引入了与随机搜索相关的机制，因而存在收敛速度慢的问题，不适合对实时性要求较高的系统。

在前面所述的信道估计算法中，导频协助信道估计法(PACE)由于其简单、高效的特性而被广泛运用于现有的无线通信系统中，而且被接收为下一代宽带无线通信标准(如3GPPLTE及WiMAX)的应用方案，这在[E.Dahlman，S.Parkvall，J.Skold，P.Beming，3G Evolution：HSPA and LTE for Mobile Broadband，2nd ed.Oxford，UK：Academic Press，2008，ISBN978-0-12-374538-5]一书可得到证实。线性插值(Linear Interpolation)算法由于其实现简单的特性而被大量导频协助信道估计方法(PACE)所采用，然而其局限性在于线性插值的误差并不能靠提高信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)而降低。与之相比，另一种插值算法，即极化线性插值(Polar-Linear Interpolation，PLI)可利用信道频域响应信号的幅度及相位信息完成信道估计(CE)过程，实现也较为简单，因而在导频协助信道估计法(PACE)方法中具有很大的应用潜力。然而，传统的极化线性插值(PLI)算法却受限于极化旋转路径(PolarRotation Route，PRR)选择的问题，而无法发挥出其最佳性能。除上述插值算法外，还有Spline插值、二维维纳滤波插值以及其他更为复杂的插值方法。这些方法通常可获得更好的信道估计性能，但却普遍存在着计算复杂度偏高的缺点，故在实际系统中的应用受到限制。

发明内容

本发明实施例的目的在于针对现有各种信道估计方法中存在的需要额外时延开销，或信号存在检测差错，或收敛速度慢，或性能差，或计算复杂度偏高等问题，提出一种实现简单、性能良好的基于导频的信道估计方法。

本发明实施例是这样实现的，一种信道估计的方法，该方法包括下述步骤：

通过最小二乘估计算法计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

对每两个相邻导频子载波之间的数据子载波进行频域插值，计算插值后数据子载波的信道频域响应插值估计值；

将所述信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波处理；

输出所述经滤波处理后的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的信道频域响应插值估计值。

本发明实施例的另一目的在于提供一种信道估计的装置，该装置包括：

信道初始估计值计算单元，用于计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

信道插值估计值计算单元，用于计算两个相邻导频子载波之间的数据子载波插值后的信道频域响应插值估计值；

信道初始估计值及插值估计值滤波单元，用于对信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波处理；

信道初始估计值及插值估计值输出单元，用于将经滤波处理的信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的信道频域响应插值估计值输出。

本发明实施例的另一目的在于提供一种包含上述装置的接收机。

本发明实施例通过由最小二乘法计算导频信号所在子载波的信道频域响应的初始估计值，对每两个相邻导频子载波之间的数据子载波进行插值，采用原点位移、自适应象限相位校正、极化旋转路径选择处理等新型技术，实现了对无线通信中时变信道的准实时跟踪，实现简单、高效、准确的信道估计，得到良好的信道估计性能，同时仍维持与线性插值法相近的算法复杂度。

附图说明

图1是本发明实施例提供的信道估计的方法的实现流程图；

图2是本发明实施例提供的对数据子载波进行插值计算的实现流程图；

图3是本发明实施例提供的最佳极化旋转路径选择处理的方法流程图；

图4是本发明实施例提供的信道估计的装置的结构示意图；

图5是本发明实施例提供的信道插值估计值计算单元的结构示意图；

图6是本发明实施例提供的极化旋转路径选择处理模块的结构示意图；

图7是本发明实施例提供的信道估计方法的具体实现流程示意图；

图8是本发明实施例提供的原点位移滑动窗口方法示意图；

图9是本发明实施例提供的原点位移(OS)技术与现有技术的插值效果对比示意图；

图10是本发明实施例提供的自适应象限相位校正(QPA)及极化旋转路径选择(PRRS)技术与现有技术的插值效果对比示意图；

图11是WINNER系统的导频插入图样示意图；

图12是3GPP LTE下行系统单个子帧内的导频插入图样示意图；

图13是本发明在WINNER B1城域信道模型下的原点位移滑动窗口大小优化示意图；

图14是本发明与现有技术在WINNER B1信道模型下的MSE性能仿真对比分析示意图；

图15是本发明与现有技术在3GPP LTE信道模型下的MSE性能仿真对比分析示意图；

图16是本发明与现有技术的频域信道传输函数估计的二维仿真对比分析示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加明晰，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明实施例通过由最小二乘法计算导频信号所在子载波的信道频域响应的初始估计值，对每两个相邻子载波之间的数据子载波进行插值，采用原点位移、自适应象限相位校正、极化旋转路径选择处理等新型技术，计算数据子载波插值后的信道频域响应插值估计值，并将计算的信道频域响应初始估计值及插值估计值滤波后输出。

图1示出了本发明实施例提供的信道估计方法的实现流程，详述如下：

在步骤S101中，通过最小二乘估计算法计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

在步骤S102中，对每两个相邻子载波之间的数据子载波进行插值，计算数据子载波的信道频域响应插值估计值；

在步骤S103中，将信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波处理；

在步骤S104中，输出经滤波处理后的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的信道频域响应插值估计值。

本发明实施例中，通过最小二乘估计算法计算出导频信号所在的子载波的信道频域响应初始估计值后，需要对每两个相邻子载波之间的数据子载波进行插值，计算出插值后数据子载波的信道频域响应的插值估计值，其实现方法流程如图2所示，详述如下：

在步骤S201中，计算导频子载波的信道频率响应初始估计值更新原点位移后在新原点坐标系中的原点偏移量；

在步骤S202中，将导频子载波的信道频率响应初始估计值的坐标原点移动到新的等效坐标原点上；

在步骤S203中，根据坐标原点位移处理计算导频子载波的信道频域响应在新原点坐标系中的估计值；

在步骤S204中，判断导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的象限；

在步骤S205中，根据象限计算导频子载波在新原点坐标系中的信道频率响应估计值的相位偏移量；

在步骤S206中，根据所述相位偏移量计算导频子载波在新原点坐标系中的的信道频率响应估计值的等效相位；

在步骤S207中，根据所述等效相位计算导频子载波在新坐标系下的信道频域响应估计值的等效值；

在步骤S208中，根据数据导频子载波信道频域响应估计值的等效值，通过极化线性插值算法计算相邻导频之间数据子载波的信道频域响应插值估计值；

在步骤S209中，将数据子载波的信道频率响应插值估计值的等效坐标原点移回到原坐标原点。

在本发明实施例中，在步骤S208中计算出对数据子载波插值后的信道频域响应插值估计值后，在进行步骤S209前，需判断是否需要最佳极化旋转路径处理。其实现流程如图3所示：

在步骤S301中，判断是否需要最佳极化旋转路径处理，是则进入步骤S302，否则进入步骤S304；

在步骤S302中，计算并选择最佳极化旋转路径；

在步骤S303中，输出最佳极化旋转路径处理后的信道频域响应插值估计值；

在步骤S304中，将数据子载波的信道频率响应插值估计值的等效坐标原点移回到原坐标原点。

图4示出了本发明实施例提供的信道估计的装置的结构，为了便于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

信道初始估计值计算单元41，用于计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

信道插值估计值计算单元42，用于计算两个相邻子载波之间的数据子载波插值后的信道频域响应插值估计值；

信道初始估计值插值估计值滤波单元43，用于对信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的插值估计值进行滤波处理；

信道初始估计值插值估计值输出单元44，用于将经滤波处理的信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的插值估计值输出。

本发明实施例中，如图5所示，信道插值估计值计算单元42包括：

原点偏移量计算模块420，用于计算将导频子载波的信道频域响应初始估计值的坐标原点移动到一个新的等效坐标原点后的原点偏移量；

坐标原点位移模块421，用于根据原点偏移量计算模块420计算的原点偏移量将每两个相邻导频子载波的信道频域响应初始估计值的坐标原点移动到一个新的等效坐标原点上；

原点更新后估计值计算模块422，用于根据坐标原点位移模块421将导频子载波的信道频域响应初始估计值的坐标原点移动到一个新的等效坐标原点上以后计算导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值；

象限检测模块423，用于判断原点更新后估计值计算模块422计算的导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的象限；

相位偏移量计算模块424，用于根据象限检测模块423检测的象限计算导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值的相位偏移量；

等效相位计算模块425，用于根据相位偏移量计算模块424计算的相位偏移量计算导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值的等效相位；

等效值计算模块426，用于根据等效相位计算模块425计算导频子载波在新原点坐标系下的信道频域响应估计值的等效值；

极化线性插值模块427，用于根据等效值计算模块426计算出的信道频域响应估计值的等效值，计算数据子载波的信道频域响应插值估计值；

极化旋转路径选择处理模块428，用于计算并选择处理极化线性插值模块427计算的信道频域响应插值估计值的最佳极化旋转路径；

原点复位模块429，用于在极化线性插值模块427计算数据子载波的信道频域响应插值估计值或极化旋转路径选择处理模块428计算并选择处理极化线性插值模块427计算的信道频域响应插值估计值的最佳极化旋转路径后，将所述数据子载波的信道频域响应插值估计值从等效坐标原点移回到原坐标原点；

作为本发明的一实施例，如图6所示，所述极化旋转路径选择处理模块428还包括：

极化旋转路径选择判断单元4280，用于判断选择对由极化线性插值模块427计算的信道频域响应插值估计值进行最佳极化旋转路径处理所需的最佳极化旋转路径；

极化旋转路径选择处理单元4281，用于根据极化旋转路径选择判断单元4280的判断选择，对由极化线性插值模块427计算的信道频域响应插值估计值进行最佳极化旋转路径处理。

本发明实施例适用于所有采用导频协助信道估计(PACE)的系统，包括现有的基于码分复用(CDMA)技术的3G移动通信系统以及基于正交频分复用(OFDM)的第四代移动通信系统等。

本发明实施例的另一目的在于提供一种包含上述信道估计的装置的接收机。

以下以正交频分复用(OFDM)的第四代移动通信系统为例，结合图7所示的流程，对本发明实施例进行具体说明如下。

在初始阶段，先通过最小二乘(LS)估计算法计算出导频符号所在的P个导频子载波信道的初始估计值(P为导频符号的数目)。

假设嵌有导频信号的子载波k上接收到的信号为x[k]，由公式(0.1)计算子载波k的LS估计值：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left[k\right]=\frac{s_p^{*}\left[k\right]}{{\left|s_p\right[k\left]\right|}^2}\·x\left[k\right]---\left(0.1\right)$

其中

为子载波k的信道频域响应估计值，s_p[k]表示子载波k的导频信号。

得到子载波k的LS初始估计值后，对导频信号间的频点进行插值。

通过本发明实施例提出的原点位移(Origin Shifting，OS)技术实时计算，将子载波k的LS初始估计值

的坐标原点移动到一个等效坐标原点上，计算出子载波k的LS初始估计值

在新原点坐标系中的LS估计值。其实现方法如下：

先经公式(0.2)计算子载波k的一个合适的原点偏移量c_k，再由公式(0.3)计算子载波k的LS估计值在新原点坐标系中相应的LS估计值：

$c_k=\frac{\underset{i=\max \{0,k-L\}}{\overset{\min \{k+1+L,P-1\}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left[i\right]}{1+\min \{k+1+L,P-1\}-\max \{0,k-L\}}---\left(0.2\right)$

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\left[i\right]={\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left[i\right]-c_k,i=k,k+1---\left(0.3\right)$

在计算子载波k的原点偏移量c_k时，使用一种新型的滑动窗口方法，如图8所示，对该窗口内W＝2(L+1)个LS估计值进行平均以获得一个偏移量。

需要指出的是，W是需要优化设计的一个参数，适用于不同的信道估计值时，需要依据不同的信道条件对W参数进行优化设计，信道估计结果的最小均方误差(Minimum MeanSquare Error，MMSE)才能达到最小，取得最优的技术效果。

传统的极化线性插值(PLI)算法由于受到固定原点的限制而无法根据信道变化情况进行调整，且当原点离信道频域响应的真实值较远或较近时，可能在局部区域造成较大的插值误差。与传统的极化线性插值(PLI)算法相比，原点位移(OS)技术计算出来的等效坐标原点，则可使极化线性插值(PLI)的输出值更迫近信道的真实轨迹，获得更为精确的插值结果。

图9为本发明提供的原点位移(OS)技术与现有技术的插值效果对比示意图。

这是应用原点位移(OS)技术的一个实例，从该图可以看出，由于原点离信道频域响应的真实值较远，造成传统的极化线性插值(PLI)的插值曲线较为平坦，从而产生了一定的偏差。而如果使用本发明实施例的方法计算出来的等效原点，则可使传统的极化线性插值(PLI)的输出值更迫近信道的真实轨迹，从而获得更为精确的插值结果。

本发明实施例中，通过原点位移(OS)过程输出导频子载波的信道频率响应的LS估计值

后，需要判断导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的象限，获得相位偏移量，根据相位偏移量计算导频子载波的信道频率响应的LS估计值在新坐标系中的等效相位，再根据等效相位计算导频子载波在新坐标系下的信道频域响应估计值的等效值

本发明实施例称这种技术为自适应象限相位校正(Quadrant-based Phase Adaptation，QPA)技术。

通过自适应象限相位校正(QPA)技术处理原点位移(OS)过程输出的数据子载波LS估计值

实现过程如下：

由导频子载波的信道频率响应的LS估计值公式

判断经原点位移(OS)技术处理后导频子载波的信道频率响应的LS估计值所在的象限Q[i]，Q[·]＝1，2，3，4(其中

)：

通过以上Q[i]，i＝k，k+1的值可查下表，获得导频子载波在经原点位移(OS)处理后的新坐标系下的信道频率响应的相位偏移量θ_i，i＝k，k+1。

获得导频子载波的信道频率响应的相位偏移量后，再由相位偏移量θ_i依据公式(0.5)、(0.6)计算导频子载波更新后的信道频率响应的相位：

$\left\{\begin{array}{c}{\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}\left[k\right]={\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\left[k\right]+{\mathrm{\θ}}_k\\ {\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}[k+1]={\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′}[k+1]+{\mathrm{\θ}}_{k+1}\end{array}\right.---\left(0.5\right)$

经公式(0.6)计算出更新相位后导频子载波的信道频率响应的LS估计值为：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}\left[i\right]={\hat{A}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\left[i\right]e^{j{\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}\left[k\right]},i=k,k+1---\left(0.6\right)$

本发明实施例中，根据以上导频子载波信道频域响应估计值的等效值，通过极化线性插值算法(PLI)计算数据子载波的信道频域响应估计值。即由自适应象限相位校正(QPA)输出的LS估计值

经极化线性插值(PLI)方法进行插值处理，计算每两个相邻导频信号之间的N个数据子载波的信道频域响应插值估计值，见公式(0.7)、(0.8)：

${\hat{H}}_{\mathrm{APL}}^{\left(R\right)}\left[n\right]={\hat{A}}_{\mathrm{APL}}\left[n\right]\·e^{j{\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{APL}}^{\left(R\right)}\left[n\right]},n=0,L,N-1---\left(0.7\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{A}}_{\mathrm{APL}}\left[n\right]={\hat{A}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\left[k\right]+{\mathrm{\Δ}}_A\left[k\right]\·(n+1)\\ {\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{APL}}^{\left(R\right)}\left[n\right]={\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}\left[k\right]+{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}^{\left(R\right)}\left[k\right]\·(n+1)\end{array}\right.---\left(0.8\right)$

其中，R＝{CW，CC}代表极化旋转路径(PRR)的方向，CW表示顺时针方向，CC表示逆时针方向。且有：

${\mathrm{\Δ}}_A\left[k\right]=\frac{1}{N+1}\left({\hat{A}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\right[k+1]-{\hat{A}}_{\mathrm{LS}}^{\′}[k\left]\right)---\left(0.9\right)$

${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}^{\left(R\right)}\left[k\right]=\frac{1}{N+1}\left({\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}\right[k+1]-{\widehat{\mathrm{\α}}}_{\mathrm{LS}}^{\′\′}[k\left]\right)---\left(0.10\right)$

在本发明实施例中，通过极化线性插值算法计算每两个相邻导频之间数据子载波信道频域响应的插值估计值后，根据需要判断是否需要最佳极化旋转路径处理。

传统的极化线性插值(PLI)方法，缺乏对最佳极化旋转路径(Polar Rotation Route，PRR)的选择判断，可能会导致选择一个错误的极化旋转路径(PRR)方向，从而将会由于插值方向的错误而造成较大的偏差，导致其插值误差甚至大于线性插值。而本发明实施例提出的自适应象限相位校(QPA)及极化旋转路径选择(Polar Rotation Route Selection，PRRS)技术则在很大程度上克服了传统的极化线性插值(PLI)方法的这一缺点。

图10显示了本发明实施例提供的自适应象限相位校(QPA)及极化旋转路径选择(PolarRotation Route Selection，PRRS)技术与传统极化线性插值方法、线性插值方法在插值误差上的效果比较。

由该图实例可见，当传统PLI方法(方块图例)选择了一个错误的PRR方向时，将导致其插值误差甚至大于线性插值(星号图例)。而本发明提出的QPA及PRRS技术(三角图例)则在很大程度上克服了传统PLI方法的这一缺点。

极化旋转路径选择处理(PRRS)技术是根据一定的判断准则，对最佳极化旋转路径R进行计算，从而实现在统计概率意义上的最优选择。R的选择过程如下：

$R=\arg \left\{\underset{R=\{\mathrm{CW},\mathrm{CC}\}}{\min }\left({\mathrm{\Ω}}_k^{\left(r\right)}\right)\right\}---\left(0.11\right)$

其中：

${\mathrm{\Ω}}_k^{\left(R\right)}={\left|\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{\mathrm{APL},k}^{\left(R\right)}\right[n]-\frac{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{\′}\left[k\right]+{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{\′}[k+1]}{2}|}^2---\left(0.12\right)$

极化旋转路径选择处理(PRRS)的输出

即为第k路的插值处理的输出结果，其中最佳极化旋转路径R由公式(0.11)确定。

当全部(P-1)路的插值结束后，将形成一个信道频域响应估计值队列

它包括了对导频子载波的LS初始估计以及对数据子载波的插值估计值。

为抑制插值过程中引入的噪声干扰，可对输出的信道估计值队列进行滤波处理。例如，可使用文献[M.Jiang，J.Akhtman，L.Hanzo，“Iterative Joint Channel Estimation and Multi-UserDetection for Multiple-Antenna Aided OFDM Systems”，IEEE Transactions on WirelessCommunications，vol.6，no.8，pp.2904-2914，August 2007]记载描述的时域(Time-Domain，TD)离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)滤波器对其进行滤波。

最终，输出数据解调所需要的信道频域响应估计值序列

0≤n≤M-1(其中M＝NP-N+P)。

为了更充分地阐述本发明所具有的有益效果，下面结合仿真分析及结果，进一步对本发明的有效性予以说明。

特别指出的是，本发明实施例提供的信道估计插值方法，本发明人称之为自适应极化线性插值法(Adaptive Polar-Linear Interpolation，APLI)。

在仿真分析中，本发明人分别使用了文献[“D5.4 Final Report on Link Level and SystemLevel Channel Models”，IST-2003-507581 WINNER，Tech.Rep.，September 2005]及文献[“D6.13.4 Intermediate Concept Proposal(“Metropolitan Area”)and Evaluation，”IST-4-027756WINNER II，Tech.Rep.，November 2006]所描述的欧盟FP7 WINNER系统的WINNER B1城域信道模型及3GPP LTE的ETU和EVA信道模型。上述WINNER B1信道的功率延时特征(Power Delay Profile，PDP)在下表中列出。

在测试WINNER B1信道和3GPP LTE的ETU/EVA信道时，本发明人分别模拟了2048个子载波和1024个子载波的OFDM系统，并使用了文献[G.J.Fosehini，G.D.Golden，R.A.Valenzuela，P.W.Wolniansky，“Simplified processing for high spectral efficiency wirelesscommunication employing multi-element arrays”，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，vol.17，no.11，pp.1841-1852，November 1999]记载的2x2 MIMO空分复用传输模式。

在WINNER系统和3GPP LTE系统中，分别设置移动台的移动速度为：WINNER B1信道为70km/h，3GPP LTE ETU信道为120km/h，3GPP LTE EVA信道为30km/h。在此移动速度条件下，分别测试了图11显示的WINNER系统的导频插入图样，以及图12显示的3GPPLTE下行系统单个子帧内的导频插入图样。

图13示出了原点位移(OS)技术中应用不同的滑动窗口大小对WINNER B1信道的估计值误差影响的仿真示意图。

由该图可以看出，如当不同的原点位移(OS)滑动窗口大小用于计算欧盟FP7 WINNER系统的WINNER B1城域信道的估计值时，当W＝8时该信道估计方法的最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)最小，具有最优性能。

图14示出了传统极化线性插值(PLI)方法与本发明实施例提供的APLI插值方法的MSE性能差别仿真对比分析。

从图中可清楚看到，传统极化线性插值(PLI)技术因不能有效选择最佳极化旋转路径(PRR)，因此造成了很高的门槛误差，即使在传统极化线性插值(PLI)方法中加入原点位移(OS)技术，其改善量也非常有限。

但是，如果在传统的极化线性插值(PLI)方案中引入自适应象限相位校(QPA)及极化旋转路径选择(PRRS)技术，在Eb/N0为20dB以上时，其MSE性能改善可达到一个数量级，性能大大超过传统的线性插值方法。

更进一步，如果再加入原点位移(OS)技术形成本发明实施例提供的APLI插值方法，则系统性能可得到进一步的提升，与传统的极化线性插值(PLI)算法相比，MSE性能改善程度达到1至2个数量级。

另外，与在WINNER系统下的信道估计仿真测试得到的结论相似，本发明实施例提供的信道估计方法在3GPP LTE系统下的信道估计仿真测试中也获得了良好的性能。

图15显示了在3GPP LTE的ETU和EVA信道下本发明实施例提供的信道估计方法所获得的良好的系统性能曲线。

在此需要指出的是，在具体应用时应根据不同的信道条件，对原点位移(OS)技术的滑动窗口的长度进行优化，才能得到最佳性能。

为了更直观地展现本发明的优越性，本发明人还在复平面上对线性插值、极化线性插值(PLI)及本发明实施例提供的APLI插值方法在WINNER B1信道下取得的信道频率响应估计值与真实值进行了比较，如图16所示。

图中列出了在Eb/N0为30dB条件下，单个OFDM符号所包含的2048个子载波中的512个子载波的信道频域响应。图中每一个点表示一个信道真实值或估计值。从图中可以看出，高达30dB的信噪比并不能消除线性插值方法带来的较大误差；同时，尽管传统的极化线性插值(PLI)方法可在若干局部大大改善信道估计的准确度，但由于它不能选取最优极化旋转路径(PRR)，其总体性能受限于若干巨大局部估计偏差的影响。

与之相比，在本发明实施例提供的APLI方法作用下，其信道估计值基本与真实值重叠，显示了该方法的优越性能。

本发明实施例通过最小二乘法计算导频信号所在子载波的信道频域响应的初始估计值，对每两个相邻子载波之间的数据子载波进行插值，采用原点位移、自适应象限相位校正、极化旋转路径选择处理等新型技术，计算对数据子载波插值后的信道频域响应的插值估计值，大幅度提高了插值结果的精度，使极化线性插值的插值结果更接近其真实值，实现了对无线通信中时变信道的准实时跟踪，同时具有不依赖于信噪比估计、实现简单的特点，实现了简单、高效、准确的信道估计，得到良好的信道估计性能，同时仍维持与线性插值法相近的算法复杂度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种信道估计的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

通过最小二乘估计算法计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

对每两个相邻导频子载波之间的数据子载波进行频域插值，计算插值后数据子载波的信道频域响应插值估计值；

将所述信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波处理；

输出所述经滤波处理后的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的信道频域响应插值估计值；

所述对每两个相邻导频子载波之间的数据子载波进行频域插值，计算插值后数据子载波的信道频域响应插值估计值，包括以下步骤：

计算每两个相邻导频子载波的信道频率响应估计值在一个新的等效原点坐标系中的原点偏移量；

将所述导频子载波的信道频率响应估计值的坐标原点移动到一个等效坐标原点上；

根据所述原点偏移量计算所述导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值；

判断所述导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的象限；

根据所述象限计算所述导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的相位偏移量；

根据所述相位偏移量计算所述导频子载波在新原点坐标系中的等效相位；

根据所述等效相位计算所述导频子载波在新原点坐标系下的信道频域响应估计值的等效值；

根据所述导频子载波的信道频域响应估计值的等效值，通过极化线性插值算法计算所述在新原点坐标系下相邻导频子载波之间的数据子载波的信道频域响应插值估计值；

将所述数据子载波的信道频域响应插值估计值从等效坐标原点移回到原坐标原点。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在计算插值后数据子载波的信道频域响应插值估计值后，将所述数据子载波的信道频域响应插值估计值从等效坐标原点移回到原坐标原点前，所述方法还包括以下步骤：

判断是否需要进行最佳极化旋转路径处理；

是则计算并选择最佳极化旋转路径；

输出最佳极化旋转路径处理后的信道频域响应插值估计值。

3.一种信道估计的装置，其特征在于，所述装置包括：

信道初始估计值计算单元，用于计算接收的导频信号所在子载波的信道频域响应初始估计值；

信道插值估计值计算单元，用于计算两个相邻导频子载波之间的数据子载波插值后的信道频域响应插值估计值；

信道初始估计值及插值估计值滤波单元，用于对信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的信道频域响应初始估计值及插值估计值进行滤波处理；

信道初始估计值及插值估计值输出单元，用于将经滤波处理的信道初始估计值计算单元、信道插值估计值计算单元计算的导频子载波的信道频域响应初始估计值及数据子载波的信道频域响应插值估计值输出

所述信道插值估计值计算单元还包括：

原点偏移量计算模块，用于计算将导频子载波的信道频域响应初始估计值的坐标原点移动到一个新的等效坐标原点后的原点偏移量；

坐标原点位移模块，用于根据原点偏移量将每两个相邻导频子载波的信道频域响应初始估计值的坐标原点移动到等效坐标原点上；

原点更新估计值计算模块，用于根据坐标原点位移处理计算导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值；

象限检测模块，用于判断检测导频子载波在新原点坐标系中的信道频域响应估计值所在的象限；

相位偏移量计算模块，用于根据象限检测模块检测的象限计算导频子载波在新原点坐标系中的相位偏移量；

等效相位计算模块，用于根据相位偏移量计算模块计算的相位偏移量计算导频子载波在新原点坐标系中的等效相位，

等效值计算模块，用于根据等效相位计算模块计算导频子载波在新原点坐标系下信道频域响应估计值的等效值；

极化线性插值模块，用于根据等效值计算模块计算出的信道频域响应估计值的等效值，计算每两个相邻导频信号之间信道的信道频域响应插值估计值；

极化旋转路径选择处理模块，用于计算并选择处理极化线性插值模块计算的信道频域响应的插值估计值的最佳极化旋转路径；

原点复位模块，用于在极化线性插值模块计算出每两个相邻导频信号之间信道的信道频域响应插值估计值或极化旋转路径选择处理模块计算并选择处理极化线性插值模块计算的信道频域响应插值估计值的最佳极化旋转路径后，将所述数据子载波的信道频域响应插值估计值从等效坐标原点移回到原坐标原点。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述极化旋转路径选择处理模块还包括：

极化旋转路径选择判断单元，用于判断对由极化线性插值模块计算的信道频域响应插值估计值进行最佳极化旋转路径处理；

极化旋转路径处理单元，用于计算并选择处理极化线性插值模块计算的信道频域响应插值估计值的最佳极化旋转路径。

5.一种接收机，其特征在于，所述接收机包含有权利要求3所述信道估计的装置。

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