CN101601244A - 使用训练序列的多载波多天线系统的传输/接收方法和模块 - Google Patents

Abstract

本发明涉及适于包括Nt个传输天线TX_i和Nr个接收天线RX_j的系统的方法和传输装置，在包括训练序列的时间频率帧中插入输出的码元。从基本训练序列的复制品构建每一训练序列。所述训练序列中的至少一个包括至少两个复制品，其中至少一个复制品异相。

Description

使用训练序列的多载波多天线系统的传输/接收方法和模块

技术领域

本发明的领域是电信。在该领域中，本发明更具体地涉及数字通信。数字通信包括无线广播通信和有线通信。通信传输介质被统称为传输或传播信道，原始意义表示空中信道，而扩展意义表示任何信道。

背景技术

本发明涉及特别适于在使用多载波和频域或时域中的均衡的MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)类型的多天线系统中估计传输信道的传输和接收技术。在具有多个传送或接收天线的系统中，存在和传送天线/接收天线对一样多的传输信道；这些信道有时被称为子信道。估计在于对这些信道中的每一个的脉冲响应进行估计。本发明应用到典型使用至少两个传送天线的多载波多天线系统。然而，本发明同样应用到仅使用一个传送天线的系统。

这些系统使用一帧内容，在发射机的输入端处，该帧包括有效载荷数据码元(即对输入信号的信息进行编码的码元)，而在同一装置的输出端处，该帧在时间和频率上被划分以便在多个载波上传输。图1是具有白色的有效载荷数据码元D和黑色的导频码元SP的OFDM(正交频分复用)帧的图示。时间-频率帧确定各载波上的有效载荷数据码元和导频码元的时间布置。此外，多个传送天线的存在使得能够通过对天线之间的有效载荷数据进行多路复用而引入空间分集。在本文档中，术语“数据”在下面指的是有效载荷数据。

本发明可应用到上行链路通信(从终端到基站)和下行链路通信(从基站到终端)。

本发明的应用的一个示例是特别用于典型称为B3G(超3代)系统的第四代及以后系统的固定或移动无线电通信的领域。这些系统包括使用MIMO(多输入多输出)传输方案的MC-CDMA(多载波码分多址)系统和OFDMA(正交频分多址)下行链路或上行链路系统，其中在包括导频码元和可能空载波的时间-频率帧之间划分要传送的数据。本发明特别应用于使用OFDM调制的任何类型系统(例如OFDMA或LP-OFDM系统)以及IFDMA系统。

标准传输方法包括调制步骤。如果没有使用差分调制(非相干系统)，则接收机必须估计传播信道(相干系统)，以便能够使接收的信号均衡并检测传送的比特。应用到多天线系统的差分调制当前没有被看作高比特率通信系统的有前途的候选者。它使得噪声电平加倍，这将性能降低大约3分贝(dB)。

所以信道估计功能对于多天线系统特别重要，因为这些系统的性能直接关系到接收机中的信道估计。在多天线系统中，该功能必须彼此独立地估计将传送天线和接收天线连接的各种信道。

已知几种传输技术适于包括多个传送天线的多天线系统中的传输信道估计。这些技术包括依赖在传输的时间-频率帧中插入的所谓导频码元的参考码元的技术。这些导频码元是接收机已知的，并且它们使得接收机能够估计与每一传送天线对应的传输信道。理论上，只要传送天线的数目和接收天线的数目中的任一个降低，MIMO系统的容量就线性增加。实际上，因为帧中的导频码元的必要存在，所以当天线数目增加时，可用谱效率下降。

存在用于在通过天线传送的时间-频率帧中插入导频码元的各种技术。用于同一时间-频率帧的所有导频码元的集合形成训练序列。在多天线系统中，存在与传送天线一样多的训练序列。

图2中示出的用于插入导频码元的已知技术从每一传送天线传送训练脉冲，或更一般地，传送在天线之间时间偏移了值Δt的训练序列，使得与每一接收天线相连的接收机可在时域中隔离(isolate)各传输信道的脉冲响应。例如，

p＝0，...，Np-1是由传送天线TX₁在第p载波频率上传送的导频码元。Np是导频载波的数目。由天线TX_i在同一OFDM码元上传送的导频码元所以由等式给定：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_i=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p(i-1)\mathrm{\Δt}}{\mathrm{Np}}}$

其中Δt是各天线传送的脉冲之间的时间偏移。对于彼此不干扰的各子信道的脉冲响应，必须适用条件L≤Δt，其中L是各子信道的延迟的最大分布。此外，用于确定所有脉冲响应的条件是Nt×L≤Np，其中Nt是传送天线TX_i的数目。为了满足后一条件，选定时间偏移Δt以满足条件Nt×Δt≤Np。

M-S.Baek、H-J.Kook、M-J.Kim、Y-H.You和H-S.Song的论文″Multi-Antenna Scheme for High Capacity Transmission in the Digital AudioBroadcasting″，IEEE Transactions on Broadcasting，Vol.51，No.4，Dec.2005以及I.Barhumi、G.Leus和M.Moonen的论文″Optimal Training Design forMIMO OFDM Systems in Mobile Wireless Channels″，IEEE Transactions onSignal Processing，Vol.51，No.6，June 2003依赖该技术。在第一篇论文中，OFDM码元的所有副载波专用于信道估计，这使得接收机能够在OFDM解调之前恢复各种脉冲响应。相反，在第二篇论文中，对有效载荷数据码元和导频码元进行多路复用，并且在一个或多个OFDM码元上共享导频系统以形成训练序列，这暗示了在OFDM解调之后进行恢复接收的脉冲响应的操作。该操作采用由该训练序列和适当维数的傅立叶矩阵构成的矩阵A。估计各脉冲响应的系数使得必须对解调的接收信号和该矩阵A的伪逆矩阵进行相乘。所公开的方法具有以下优点，保持各传送天线之间的单一天线帧的导频码元的部署(disposition)，使用用于所有导频频率的相同副载波集合，并避免空导频码元的强制存在。所以它们提供了高谱效率。它们的优点在于它们对于所有调制的载波估计信道。

发明内容

本发明的目的在于比当在具有至少一个天线的系统中使用时利用插入的导频码元形成训练序列而传送时间-频率帧的已知方法更有效，以便改善性能。

为此，本发明包括传输方法、传输模块、信道估计方法、和信道估计器模块。

根据本发明的传输方法适于具有Nt个传送天线TX₁到TX_Nt和Nr个接收天线的系统，其中Nt和Nr大于或等于1，传输子信道将传送天线与接收天线隔开，并且该方法由其每一个包括使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块的Nt个多载波发射机来实现，以形成意欲由所述Nt个传送天线传送的正交码元。该方法的显著之处在于，该方法包括以下步骤：

·确定由时间-频率帧中的Np个导频码元的位置确定的基本训练序列

·确定基本训练序列

的 $\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)$ 个复制品、使得至少一个复制品与基本序列存在时间偏移，其中K_i≥1并且至少一个K_i≥2，所述时间偏移经受以下约束：复制品之间的极限时间偏移必须小于导频载波的数目Np，并且两个训练序列的复制品之间的最小时间偏移大于或等于子信道的延迟的最大分布；和

·确定每一传送天线TX_i的训练序列作为K_i个复制品之和。

根据本发明的传输模块包括使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块，适于使用Nt个传送天线TX₁到TX_Nt和Nr个接收天线的多天线系统，其中Nt和Nr大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括导频码元和有效载荷信号的数据码元，所述数据码元和导频码元由多路复用和调制模块进行频率调制，以使用N_FFT个载波并使用Np个导频载波按照多载波信号的形式，来形成由传送天线传送的正交码元。该模块的显著之处在于该模块包括：

·用于确定由与特定传送天线关联的时间-频率帧中的Np个导频码元的位置确定的基本训练序列的模块；

·用于确定基本训练序列的Kn个复制品(其中 $\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)$ )、使得至少一个复制品与基本序列存在时间偏移(其中K_i≥1并且至少一个K_i≥2)的模块，所述时间偏移经受以下约束：复制品之间的极限时间偏移小于导频载波的数目Np，并且两个训练序列的复制品之间的最小时间偏移大于或等于连接传送天线和接收天线的子信道的延迟的最大分布；和

·用于确定每一传送天线的训练序列作为K_i个复制品之和的模块。

根据本发明的用于在使用Nt个传送天线和至少一个接收天线的多天线系统中估计传输子信道的方法，其中Nt大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括形成训练序列的Np个导频码元和有效载荷信号的数据码元，所述Nt个训练序列中的每一个是基本训练序列的K_i个复制品之和，无论是否存在时间偏移，使得值K_i大于或等于1并且至少一个值K_i大于或等于2，所述Nt个训练序列是接收机已知的，并使得接收机能够估计与分离传送天线和涉及的接收天线的传输信道对应的脉冲响应，使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块对数据码元和导频码元进行频率调制，以使用N_FFT个载波按照多载波信号的形式，来形成传送天线传送的正交码元。该方法的显著之处在于该方法包括：

·用于计算按照块的形式从训练序列和维数N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵构造的矩阵A的步骤，该矩阵A的块的数目等于基本训练序列的正交码元的数目与值K_i之和的乘积，块由与该块关联的训练序列的正交码元中包括的导频码元形成的对角矩阵与傅立叶矩阵相乘的乘积来确定，并且

对于考虑的接收天线，该方法包括：

·用于通过借助于尺寸N_FFT的傅立叶变换将矩阵A的伪逆矩阵与从涉及的接收天线(RX_j)所接收的时域信号的解调之后获得的频域信号中提取的Np个导频码元相乘、而计算时域中的Nt个脉冲响应中的至少一个的K_i个估计的步骤；和

·用于计算涉及的脉冲响应的K_i个估计的平均值的步骤。

根据本发明的用于在使用Nt个传送天线和至少一个接收天线的多天线系统中估计传输信道的模块，其中Nt大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括形成训练序列的导频码元和有效载荷信号的数据码元，所述Nt个训练序列是接收机已知的，并且使得接收机能够估计与分离传送天线之一和涉及的接收天线的Nt个传输信道分别对应的Nt个脉冲响应，使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块对数据码元和导频码元进行频率调制，以使用N_FFT个载波和Np个导频载波按照多载波信号的形式，而形成由传送天线传送的正交码元。该模块的显著之处在于该模块包括：

·用于计算按照块的形式从训练序列和维数N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵构造的矩阵A的部件，该矩阵A的块的数目等于基本训练序列的正交码元的数目与值K_i之和的乘积，块由与该块关联的训练序列的正交码元中包括的导频码元形成的对角矩阵与傅立叶矩阵相乘的乘积来确定，并且

对于考虑的接收天线，该模块包括：

·用于通过借助于尺寸N_FFT的FFT将矩阵A的伪逆矩阵与从涉及的接收天线所接收的时域信号的解调之后获得的频域信号中提取的Np个导频码元相乘、而计算时域中的Nt个脉冲响应中的至少一个的K_i个估计的部件；和

·用于计算涉及的脉冲响应的K_i个估计的平均值的部件。

本发明的传输方法、估计方法、和关联模块和装置解决了所阐述的问题。传送包括基本训练序列的至少两个复制品(其中至少一个复制品被时间偏移)的至少一个训练序列的步骤产生相同脉冲响应的至少两个估计，并且这样可计算这些估计的平均值。这改善了信道的脉冲响应的估计。

在一个特定实施例中，在传送正交码元之前添加保护间隔，并且通过选定等于保护间隔的值的最小时间偏移，而符合对于时间偏移最小值的约束。

在一个特定实施例中，在频域中有利地确定复制品，并且通过插入易于计算的相位偏移而获得这些复制品的时间偏移。在第一实施例中，按照与该系统的接收天线关联的至少一个接收机已知的特定顺序来选定相位偏移值。在第二实施例中，该相位偏移是载波索引的函数。

在一个特定实施例中，该基本训练序列在多个正交码元上分布。

在一个特定实施例中，从时间间隔Δt上的Np个导频载波来计算每一脉冲响应估计。该双重(two-fold)限制有利地降低了需要的计算，并所以降低了实现该方法所必须的计算功率。

在一个特定实施例中，对于多天线系统中涉及的每一接收天线，重复脉冲响应的计算。该实施例适于包括多个接收天线的系统。

本发明还在于用于多天线系统的发射机。该发射机包括上面限定的至少一个传输模块。

本发明还在于用于多天线系统的接收机。该接收机包括上面限定的至少一个传输信道估计器模块。

本发明还在于多天线系统，该系统包括上面限定的至少一个接收机和/或一个发射机。

在优选实施例中，该多天线系统典型地具有至少两个传送天线，并且是MIMO系统或MISO系统。在该文档的剩余部分中，MIMO系统将被理解为具有多个传送天线的系统，而不管接收天线的数目(Nr≥1)。

在优选实施例中，该方法的步骤由可在例如发射机(相应的接收机)的电子装置中包括的例如微芯片的电子电路中的传输(相应的估计)程序的指令来确定。当将该程序装载在其操作然后由该程序的运行来控制的例如处理器等的计算单元中时，可同样很好地执行本发明的传输(相应的估计)方法。

结果，本发明同样地应用到适于实现本发明的计算机程序(尤其是，信息介质上或中的计算机程序)。该程序可适于任何编程语言，并采用源代码、目标代码以及例如部分编译形式的源代码和目标代码中间的代码的形式、或采用可期望实现本发明的方法的任何其他形式。

该信息介质可以是能够存储该程序的任何实体或装置。例如，该介质可包括例如ROM(例如CD ROM或微电子电路ROM)或磁存储部件(例如软盘或硬盘)的存储部件。

作为选择，该信息介质可以是合并该程序的集成电路，并适于运行所讨论的方法或在其运行中使用。

此外，该传输或估计程序可被翻译为可通过无线电或其他方式路由经由电缆或光缆的例如电或光信号的可传输形式。本发明的程序特别可通过因特网类型网络等下载。

附图说明

在参考作为非限制性示例提供的附图而给出的以下描述的过程中，本发明的其他特征和优点将变得清楚：

图1是OFDM(正交频分复用)帧的图示；

图2是具有用于传送训练序列的四个天线的现有技术系统的传输的图示，每一训练序列包括在天线之间被时间偏移的时间脉冲；

图3是使用用于传送训练序列的一个天线的本发明的系统的传输的图示，该训练序列包括等于一个时间脉冲的基本训练序列的两个复制品，其中一个复制品被时间偏移；

图4是使用用于传送包括等于一个时间脉冲的基本训练序列的复制品的训练序列的四个天线(Nt＝4)的本发明的系统的传输的图示，用于天线TX₁的序列包括两个复制品，其中一个复制品被时间偏移；

图5是本发明的传输方法的流程图；

图6是本发明的估计方法的流程图；

图7是实现本发明的方法的本发明的具体传输系统的图；和

图8是仿真结果的图表表示。

具体实施方式

图3是包括时间脉冲的两个复制品的训练序列的根据本发明的传输的图示，其中一个复制品被相位偏移。

所示的情况是具有用于使用训练序列传送时间-频率帧的一个传送天线和一个接收天线的情况。根据本发明，与传送天线关联的训练序列包括彼此相对地发生时间偏移的基本训练序列的至少两个复制品。在该图示中，基本训练序列是时间脉冲。每一复制品用于确定传送天线和接收天线之间的传输信道的响应的估计。根据本发明，然后将信道的脉冲响应确定为那两个估计的平均值。

图4是使用用于传送包括等于一个时间脉冲的基本训练序列的复制品的训练序列的四个天线的本发明的系统的传输的图示，用于天线TX₁的序列包括两个复制品，其中一个复制品被时间偏移。

根据本发明，在使用多个传送天线的多天线系统中，至少一个传送天线的训练序列包括彼此相对地发生时间偏移的基本训练序列的至少两个复制品。在该图示中，该基本训练序列是时间脉冲，并且用于天线TX₁的训练序列包括彼此相对地发生时间偏移的两个复制品。这些复制品中的每一个用于确定传送天线TX₁和所涉及的接收天线RX_j之间的传输信道的响应的估计。根据本发明，传送天线TX₁和接收天线RX_j之间的传输信道的响应然后被确定为这两个估计的平均值。

图5是本发明的传输方法1的流程图。

本发明的传输方法1适于使用Nt个传送天线和Nr个接收天线的系统，其中Nt和Nr两者大于或等于1。传送天线与接收天线被传输子信道隔开。该方法由其每一个包括使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块的Nt个多载波发射机来实现，形成要由Nt个传送天线TX₁到TX_Nt传送的正交码元。该系统使用包括导频码元和有效载荷数据码元的一个时间-频率帧用于每一传送天线。所述数据码元和导频码元由多路复用和调制模块进行频率调制，以形成由传送天线使用N_FFT个载波和Np个导频载波按照多载波信号形式传送的正交码元。

该方法1的第一步骤2确定基本训练序列

其中p是导频载波的索引。

通过确定Np个导频载波并在一个或多个正交码元上共享它们，而在频域中典型地确定该序列。如果传送正交调制是OFDM调制，则这些正交码元是OFDM码元。如果在多个正交码元上共享该基本训练序列，则正交码元的导频载波可相同、不同、或部分重叠。例如，一个基本训练序列是图2、3和4中图示的一个时间脉冲，并且这样的序列可按照 $\tilde{c}\left(p\right)=1$ (1≤p≤Np)的形式书写。

该方法的第二步骤3在约束下确定该基本训练序列的索引n的复制品的数目Kn，使得至少一个复制品与该基本训练序列发生时间偏移，其中：

$\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)---\left(1\right)$

值Ki等于或大于1，并且至少一个值Ki大于或等于2。无论是否存在时间偏移的复制品的受约束的确定典型地通过将该基本训练序列与符合以下表达式的相位旋转因子相乘以引入值

的相位偏移而在频域中实现：

其中1≤n≤Kn并且满足以下约束。

第一约束是预先确定的基本训练序列的各复制品之间的极端时间偏移小于导频载波的数目Np，换言之：

Kn×Δt≤Np    (3)

第二约束是与两个传送天线i和j(i≠j)关联的两个训练序列

和

的两个复制品之间的最小时间偏移大于或等于各信道的延迟的最大分布：

L≤Δt    (4)

其中L是各子信道的延迟的最大分布。

此外，用于确定所有脉冲响应的集合的条件是

Nt×L≤Np    (5)

如果选定的时间偏移Δt满足以上两个约束，则自动满足该条件。

在第三步骤4中，该方法对于每一传送天线TX_i确定该训练序列。

对于至少一个传送天线TX_i，该训练序列是该基本训练序列的K_i个复制品之和，其中K_i≥2，至少一个复制品与该基本序列存在时间偏移。

在本发明的优选实施例中，在满足约束(3)、(4)和(5)的条件下，该训练序列由以下表达式给定：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_i=\tilde{c}\left(p\right)\underset{k=1}{\overset{K_i}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j2\mathrm{\πp}\frac{(i+(k-1)\mathrm{Nt}-1)}{\mathrm{Np}}\mathrm{\Δt}}---\left(6\right)$

在其中值K_i≥2等于2的特定情况下，至少一个天线TX_i的训练序列对应于计算以下表达式：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_i=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p(i-1)\mathrm{\Δt}}{\mathrm{Np}}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p(i+\mathrm{Nt}-1)\mathrm{\Δt}}{\mathrm{Np}}}---\left(7\right)$

对于其他天线TX_i中的每一个，该训练序列包括具有相位偏移

的基本训练序列的至少一个复制品，这对应于计算以下表达式：

其中K_i≥1是构成天线TX_i的训练序列的复制品的数目，并经受约束(3)、(4)和(5)的满足。

在一个特定实施例中，与每一传送天线关联的训练序列是基本训练序列的K个复制品之和。对于任何传送天线TX_i，在满足约束(3)、(4)和(5)的条件下，该训练序列最好由以下表达式给定：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_i=\tilde{c}\left(p\right)\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j2\mathrm{\πp}\frac{(i+(k-1)\mathrm{Nt}-1)}{\mathrm{Np}}\mathrm{\Δt}}---\left(9\right)$

这里，Kn＝Nt×K。

作为图示给出接下来的示例。系统的参数取以下值：N_FFT＝N_mod＝Np＝8，Δ_t＝2。N_FFT、N_mod和Np分别是FFT的尺寸、调制的载波的数目、和导频载波的数目。训练序列在其上分布的正交码元的数目g被取为等于1。该系统是具有两个传送天线(Nt＝2)的多天线系统。从K₁＝K₂＝K＝2个复制品中构造每一训练序列。这产生：

$\left\{\begin{array}{c}\tilde{c}{\left(p\right)}_1=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)+\tilde{c}\left(p\right)e^{-\mathrm{j\πp}}\\ \tilde{c}{\left(p\right)}_2=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}p}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}p}\end{array}\right.$

其中

是来自在具有索引p的载波频率处传送的基本训练序列的导频码元。因为(2+2)×2＝8≤8，所以满足约束Kn×Δt≤Np。对于所有导频载波，导频码元

被任意选定为等于1。在附录A的表1中表示了包括基本训练序列的OFDM码元的图案。表1的第一列表示频率索引，而第二列表示关联数据类型(P＝导频码元)。

这最终产生两个天线的训练序列：

$\left\{\begin{array}{c}\tilde{c}{\left(p\right)}_1=1+e^{-\mathrm{j\πp}}\\ \tilde{c}{\left(p\right)}_2=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}p}+e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}p}\end{array}\right.$

图6是本发明的估计方法10的流程图。

本发明的估计方法10在使用至少一个传送天线和一个接收天线的多天线系统中估计传输信道，Nt≥1和Nr≥1。传输信道将传送天线TX_i与接收天线RX_j隔开。多天线系统的每一传送天线传送一个时间-频率帧。时间-频率帧确定各载波上的有效载荷数据码元和导频码元的时间布置。该时间-频率帧还可包括空码元，但是因为在估计处理中不涉及这些，所以不在描述中提及它们。该描述也不覆盖保护载波，因为在估计处理中也不涉及它们。同一传送天线的导频码元形成训练序列。本发明的估计方法适于符合本发明第一实施例的传输方法所传送的信号，但是可用于其他类型信号，尽管将以较低的效率传送它们。

本发明的估计方法的接下来的描述假设通过符合本发明第一实施例的传输方法来传送信号。

构成Nt个训练序列的复制品彼此相对得时间偏移至少一个时隙Δt。该训练序列是接收机已知的，并使得接收机能够估计与Nt个传输信道对应的Nt个脉冲响应。对于给定传送天线，由使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块(一般称为正交多路复用器)来对数据码元和导频码元进行频率调制，以使用N_FFT个载波并使用N_P个导频载波按照多载波信号的形式，形成与正交多路复用器相连的传送天线所传送的正交码元。取决于有关的时间-频率帧，可在一个或更多正交码元上划分导频码元。在一个具体实施例中，该调制是OFDM调制。

本发明的估计方法在有关的接收天线RX_j接收的时间信号的解调之后在接收机中应用，并使用某一尺寸的FFT以获得频域信号R_j(n)并从中提取N_P个导频码元。在一个特定实施例中，该解调是OFDM解调。FFT的尺寸被典型确定为用于传输的FFT的尺寸N_FFT的函数。这些尺寸典型地被选定为相同。传输时的FFT是相反类型，而接收时的FFT是直接类型。

在时间n处，来自接收天线RX_j的信号(即，在抑制保护间隔之后并在OFDM解调之后)可按照维数N_FFT的列矢量的形式在频域中表达：

$R_j\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left\{X_i\left(n\right)\right\}{\mathrm{Fh}}_{j,i}\left(n\right)+{\mathrm{\Ξ}}_j\left(n\right)---\left(10\right)$

其中X_i(n)是天线TX_i在时间n处传送的OFDM码元的维数N_FFT的列矢量；

·F是尺寸N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵；

·h_j，i是代表将传送天线TX_i与接收天线RX_j相连的子信道的频率响应的L个样本的列矢量；以及

Ξ_j(n)是代表加性高斯白噪声的傅立叶变换的维数N_FFT的列矢量。

为了简化计算，有利的是，该估计方法仅在持续时间Δt中使用根据等式(10)的解调信号：

$R_j\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left\{X_i\left(n\right)\right\}{F}^{\′}{h_{j,i}}^{\′}\left(n\right)+{\mathrm{\Ξ}}_j\left(n\right)---\left(11\right)$

其中F′是包括尺寸N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵F的Δt个第一列的矩阵，而h_j，i′是其超出L的行元素为零的长度Δt的列矢量：

h_j，i′＝[h_j，i ^T，0_Δt-L]^T    (12)

符号diag(x)表示在其对角线上具有列矢量x的对角矩阵：

$\mathrm{diag}\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}a& 0& 0\\ 0& b& 0\\ 0& 0& c\end{array}\right]---\left(13\right)$

傅立叶矩阵F是具有维数N_FFT×N_FFT的正方形，并具有以下形式：

$F=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}\left[\begin{array}{ccccc}1& 1& 1& ...& 1\\ 1& w_{N_{\mathrm{FFT}}}& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^2& ...& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}\\ .& .& .& & .\\ .& .& .& ...& .\\ .& .& .& & .\\ 1& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{2(N_{\mathrm{FFT}}-1)}& ...& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{(N_{\mathrm{FFT}}-1)(N_{\mathrm{FFT}}-1)}\end{array}\right]---\left(14\right)$

其中 $w_{N_{\mathrm{FFT}}}=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N_{\mathrm{FFT}}}}.$ 矩阵F′直接从矩阵F推导出：

$F^{\′}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}\left[\begin{array}{ccccc}1& 1& 1& ...& 1\\ 1& w_{N_{\mathrm{FFT}}}& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^2& ...& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{\mathrm{\Δt}-1}\\ .& .& .& & .\\ .& .& .& ...& .\\ .& .& .& & .\\ 1& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{2(N_{\mathrm{FFT}}-1)}& ...& w_{N_{\mathrm{FFT}}}^{(\mathrm{\Δt}-1)(\mathrm{\Δt}-1)}\end{array}\right]---\left(15\right)$

本发明的估计方法10包括计算矩阵A的步骤11，并且对于接收天线RX_j，包括用于在时域中计算将传送天线TX_i与有关的接收天线RX_j分别隔开的Nt个信道的Nt个脉冲响应的估计的步骤12。该方法还包括计算脉冲响应估计的平均值的步骤13。

为了获得Nr×Nt个信道，对于每一接收天线RX_j必须重复步骤12和13。

计算步骤11根据训练序列和具有维数N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵，来计算按照块的形式构造的矩阵A。块的数目等于基本训练序列的正交码元的数目与值K_i之和的乘积。每一块与传送天线和其上分布(spread)训练序列的正交码元关联。通过链接到该块的导频码元形成的对角矩阵和傅立叶矩阵的乘积，来确定块。为了限制该计算，有利的是，将傅立叶矩阵限于导频载波和Δt个时间样本，因为Δt大于或等于信道的时间响应的最大分布。

对于传送天线TX_i在时间n处传送的每一OFDM码元，X_i(n)可被拆分为包括数据码元的矢量和包括导频码元的矢量：

X_i(n)＝S_i(n)+B_i(n)    (16)

其中：

S_i(n)是维数N_FFT的有效载荷数据码元矢量，而B_i(n)是相同维数的导频码元矢量。

所以等式(11)可按照以下形式表达：

$R_j\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\{S_i\left(n\right)+B_i\left(n\right)\}{F}^{\′}{h_{j,i}}^{\′}\left(n\right)+{\mathrm{\Ξ}}_j\left(n\right)---\left(17\right)$

已知Δt≥L，可能强加Δt＝L。利用该条件，与包括构成训练序列的导频码元的、每一传送天线传送的g个正交码元对应的接收矢量的累加可按照以下形式表达：

R_j＝[R_j(0)^T...R_j(g-1)^T]^T

                          (18)

＝Th_j′+Ah_j′+Ξ_j

其中：

R_j是维数N_FFT×g的列矢量，T是包括Nt个传送天线的训练序列期间的有效载荷数据码元的维数(N_FFT×g)×(Kn×Δt)的矩阵；

$T=\left[\begin{array}{ccc}{S}_{1\mathrm{diag}}\left(0\right)F^{\′}& ...& S_{\mathrm{Kndiag}}\left(0\right)F^{\′}\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ S_{1\mathrm{diag}}(g-1)F^{\′}& ...& S_{\mathrm{Kndiag}}(g-1)F^{\′}\end{array}\right]---\left(19\right)$

A是包括Nt个传送天线的训练序列的导频码元的维数(N_FFT×g)×(Kn×Δt)的矩阵；

$A=\left[\begin{array}{ccc}{B}_{1\mathrm{diag}}\left(0\right)F^{\′}& ...& B_{\mathrm{Kndiag}}\left(0\right)F^{\′}\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ B_{1\mathrm{diag}}(g-1)F^{\′}& ...& B_{\mathrm{Kndiag}}(g-1)F^{\′}\end{array}\right]---\left(20\right)$

h_j′是包括Nt个脉冲响应的估计的Kn个表达的维数Kn×Δt的列矢量；

h_j′＝[h_j，1 ^T，...，h_j，Kn ^T]^T    (21)

Ξ_j是包括加性高斯白噪声的傅立叶变换的g个代表的维数N_FFT×g的列矢量。

所以在步骤11期间确定的矩阵A按照以下形式表达：

$A=\left[\begin{array}{cccccc}{B}_{1\mathrm{diag}}\left(0\right)F^{\′}& ...& B_{\mathrm{Ntdiag}}\left(0\right)F^{\′}& B_{\mathrm{Nt}+1\mathrm{diag}}\left(0\right)F^{\′}& ...& {B_{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i*N_t}}_{\mathrm{diag}}\left(0\right)F^{\′}\\ .& & .& .& & .\\ .& & .& .& & .\\ .& & .& .& & .\\ B_{1\mathrm{diag}}(g-1)F^{\′}& ...& B_{\mathrm{Ntdiag}}(g-1)F^{\′}& B_{\mathrm{Nt}+1\mathrm{diag}}(g-1)F^{\′}& ...& {B_{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i*N_t}}_{\mathrm{diag}}(g-1)F^{\′}\end{array}\right]---\left(22\right)$

在时域中计算Nt个脉冲响应的Kn个估计的步骤12使用巴勒姆(Barhumi)技术将矢量R_j与矩阵A的伪逆矩阵相乘，其中在解调输出端的矢量R_j在频域中的表达对应于Np个导频载波：

${\hat{h}}_j=A^{+}{R}_j---\left(23\right)$

其中符号⁺表示以下“伪逆”运算：

A⁺＝(A^HA)^-1A^H    (24)

为了去除OFDM码元中存在的数据引起的干扰项，必须使得A⁺与T的乘积等于空矩阵，这通过施加导频码元和数据的不相交集合而成为可能。此外，可通过在等式中仅考虑专用于信道估计的频率，即通过将计算限于导频载波，而简化脉冲响应的计算：

${\hat{h}}_j={\tilde{A}}^{+}{\tilde{R}}_j---\left(25\right)$

其中：

是仅考虑导频载波而对应于R_j的矩阵，并且其中：矩阵

的表达式如下：

$\tilde{A}=\left[\begin{array}{ccc}{\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}& ...& {\tilde{B}}_{\mathrm{Kndiag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ {\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}& ...& {\tilde{B}}_{\mathrm{Kndiag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}\end{array}\right]---\left(26\right)$

或者：

$\tilde{A}=\left[\begin{array}{cccccc}{\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}& ...& {\tilde{B}}_{\mathrm{Ntdiag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{\mathrm{Nt}+1\mathrm{diag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}& ...& {{\tilde{B}}_{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i*N_t}}_{\mathrm{diag}}\left(0\right){\tilde{F}}^{\′}\\ .& & .& .& & .\\ .& & .& .& & .\\ .& & .& .& & .\\ {\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}& ...& {\tilde{B}}_{\mathrm{Ntdiag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{\mathrm{Nt}+1\mathrm{diag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}& ...& {{\tilde{B}}_{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i*N_t}}_{\mathrm{diag}}(g-1){\tilde{F}}^{\′}\end{array}\right]---\left(27\right)$

通过进行从样本(i-1)Δt开始的对于接收天线j计算的列矢量

的Np个连续样本的选择，获得分离特定传送天线i(i取1和Nt之间的值)和特定接收天线j(j取1和Nr之间的值)的信道的脉冲响应

的第一估计的矢量表达式。对于信道的脉冲响应

的第二估计，从样本Nt×Δt+(i-1)Δt＝(Nt+i-1)Δt开始选择。对于信道的脉冲响应

的第n估计，从样本(n×Nt+i)Δt开始选择。

步骤13计算K_i个脉冲响应估计在时域中的平均值。作为选择，在频域中确定该平均值。最好对于K_i严格大于1的所有信道来重复该步骤。

在符合本发明一个特定实施例的方法中，通过可在时间或频率中进行线性的内插(一维(1D)内插)，来补充上述对于Np个导频载波的Nt×Nr个脉冲响应的计算，以获得对于用有效载荷数据调制的所有载波的每一信道的系数。内插可以是大于1的阶数。可通过用Δt个点的Nt个矢量与从尺寸N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵提取的尺寸N_FFT×Δt的矩阵相乘，而在频域中实现内插。

图7是用于实现本发明的方法的特定传输系统的图。

传输系统SY包括多载波发射机装置EM和接收机装置RE。发射机装置EM与Nt个传送天线TX₁到TX_Nt相连，其中Nt≥2。接收机装置RE与Nr个接收天线RX₁到RX_Nr相连，其中Nr≥1。

在所示示例中，发射机EM包括信道编码模块CdC、比特交织器EB、二进制码元编码模块CBS、空时编码模块CET、以及和传送天线一样多的OFDM多路复用器MX。

信道编码模块CdC对与一个或多个信号对应的输入源数据(典型地为电信信号)进行CdC编码，以在输出端提供编码数据dc，例如使用卷积码编码的数据。

比特交织器根据特定交织规律对编码数据的比特进行交织，以提供交织后的编码数据dce。

二进制码元编码器模块CBS例如通过BPSK、QPSK或16QAM调制将交织后的编码数据dce转换为复数据码元sc。

空时编码模块CET例如使用Alamouti类型编码从复数据码元sc中确定数据码元的二维矩阵sd，并生成导频码元。

每一OFDM多路复用器通过其正交函数是与OFDM多路复用的载波数目对应的尺寸N_FFT的逆傅立叶变换的共轭傅立叶分量的正弦副载波，来调制数据码元sd和在多路复用器的输入端插入的导频码元sp。N_FFT个载波包括N_mod个调制的数据载波和N_P个导频载波。N_FFT个载波的集合被称为OFDM码元。OFDM码元可包括空载波和未调制的保护载波。OFDM多路复用器的输出构成不具有保护间隔的时域中的OFDM信号。

发射机装置在传输前的OFDM信号中插入保护间隔。

传送的信号包括训练序列。对于涉及的每一传送天线，训练序列包括基本训练序列的至少一个复制品，无论是否有相位偏移。该基本训练序列由一个或多个OFDM码元中包括的Np个导频码元的定位来确定，OFDM码元的数目是g。所以通过数目g、导频码元的幅度、和导频载波，来确定基本训练序列。在与两个传送天线关联的两个训练序列之间，复制品相对于彼此的时间偏移是至少等于传输信道的最大长度L的最小一个间隔Δt，Δt≥L，使得各信道的脉冲响应不彼此干扰。信道的长度是信道的传输持续时间或信道引入的传输延迟。

遍布该文档中，间隔Δt必须被理解为是用于分离样本的多个时隙。通过在频域中对复制品进行相位偏移，而典型地在调制(例如OFDM调制)之前应用时间偏移。

基本训练序列被表达为一串导频码元

p＝0，...，Np-1的形式，其中

是在索引p的载波频率处传送的导频码元。基本训练序列分布在时间-频率帧的g个正交码元上。此外，用于确定脉冲响应集合的条件是：

Kn×Δt≤Np

其中：

$\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)$

例如，g被选定为等于1，Nt被选定为等于2，N_FFT被选定为等于8，Np被选定为等于8，K₁和K₂被选定为等于2，并且Δt被选定为等于2。这些参数满足以上条件，因为(2+2)×2≤8。

传送天线TX₁所传送的训练序列包括基本训练序列的两个复制品，其中一个复制品被相位偏移。其表达式如下：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_1=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)+\tilde{c}\left(p\right)e^{-\mathrm{j\πp}}$

传送天线TX₂所传送的训练序列也包括基本训练序列的两个复制品，两个均被相位偏移。其表达式如下：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_2=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}p}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}p}$

在图7图示的示例中，接收装置RE包括和接收天线RX₁到RX_Nr一样多的OFDM解多路复用器DX₁到DX_Nr。它还包括信道估计器模块EsT、均衡器模块EgL、二进制码元解码器模块DbS、比特去交织器模块Dbt、和信道解码器模块DEC。

接收天线接收的每一信号由OFDM解多路复用器处理。OFDM解多路复用器执行OFDM多路复用器的相反功能。因此，OFDM解多路复用器对抑制保护间隔之后的接收信号应用尺寸N_FFT的直接傅立叶变换。OFDM解多路复用器借助于尺寸N_FFT的FFT对所涉及的接收天线RX_j接收的时域信号进行解调，以获得组合各传送天线的训练序列的Np个导频码元的频域信号R_j(n)。

OFDM解多路复用器的输出提供由估计器模块和均衡器模块使用的频域OFDM信号R_j(n)。

信道估计器模块包括用于根据等式(22)或(27)计算矩阵A的部件。这些部件典型地是在优选实施例中合并在例如处理器等电子电路、计算电路中的程序指令，所述电路的操作然后通过该程序的运行来控制。

信道估计器模块包括用于根据等式(25)计算Nt个脉冲响应

中的每一个的K_i个估计的部件。这些部件典型地是在优选实施例中合并在例如处理器等电子电路、计算电路中的程序指令，所述电路的操作然后通过该程序的运行来控制。

已知多天线系统的参数(FFT的尺寸N_FFT、调制后载波的数目N_mod、参考序列之间的偏移Δt、形成参考序列的导频OFDM码元的数目g、导频码元的幅度本发明的估计器方法和模块有利地对与以下表达式对应的矩阵进行预先计算，其中通过等式(26)或(27)给出矩阵

${\tilde{A}}^{+}={\left({\tilde{A}}^H\tilde{A}\right)}^{-1}{\tilde{A}}^H---\left(28\right)$

在优选实施例中，估计方法(相应的估计器模块)将该预先计算的矩阵乘积与解调后的OFDM信号相乘，以获得在根据等式(25)的表达式

中组合的每一信道的K_i个估计。

通过选择从样本(i-1)Δt开始的对于接收天线j计算的列矢量

的Np个连续样本，获得分离特定传送天线i(i在1和Nt之间)和特定接收天线j(j在1和Nr之间)的信道的脉冲响应的第一估计

的矢量表达式。对于信道的脉冲响应的第二估计

从样本Nt×Δt+(i-1)Δt＝(Nt+i-1)Δt开始选择。对于信道的脉冲响应的第n估计

从样本(n×Nt+i)Δt开始选择。

为了获得Nr×Nt个信道的估计，必须对于在1和Nr之间变化的j来重复

的计算。

信道估计器模块包括用于计算K_i个脉冲响应估计的平均值的部件，由此获得Nt个脉冲响应。

以下两个示例图示了用于的表达式的计算。

第一示例。传输系统包括Nt＝2个传送天线和Nr＝1个接收天线。系统的参数取以下值：

·N_FFT＝8，N_mod＝8，Δt＝2，K₁＝K₂＝2。

因为(2+2)×2＝8≤8，所以满足条件 $\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\×\mathrm{\Δt}\≤\mathrm{Np}.$

假设单一OFDM码元对于信道估计是必须的(g＝1)，并且构成基本训练序列的该OFDM码元的图案在表1中表示。第一列表示频域索引，而第二列表示关联数据类型(P＝导频码元)。等式(6)给出了用于调制载波p的导频码元的表达式，其中涉及传送天线TX_i所传送的训练序列，对于i＝1或2：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_1=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)+\tilde{c}\left(p\right)e^{-\mathrm{j\πp}}$

$\tilde{c}{\left(p\right)}_2=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}p}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}p}$

由此，c(p)₁是用于传送天线TX₁传送的训练序列的用于调制载波频率p的导频码元，并且c(p)₂是用于传送天线TX₂传送的训练序列的用于调制载波频率p的导频码元。

对于该示例中的所有导频载波，c(p)_i＝1。与连接天线TX₁和天线RX_j(相应的天线TX₂和天线RX_j)的信道的脉冲响应的两个估计对应的导频码元B₁和B₃(相应的B₂和B₄)的矢量然后按照以下形式表达：

$B_1=\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\end{array}\right];$ $B_2=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ 1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\end{array}\right];$ $B_3=\left[\begin{array}{c}1\\ -1\\ 1\\ -1\\ 1\\ -1\\ 1\\ -1\end{array}\right];$ $B_4=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ 1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\end{array}\right]$

傅立叶矩阵F如下：

$F=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 0.707-0.707j& -j& -0.707-0.707j& -1& -0.707+0.707j& j& 0.707+0.707j\\ 1& -j& -1& j& 1& -j& -1& j\\ 1& -0.707-0.707j& j& 0.707-0.707j& -1& 0.707+0.707j& -j& -0.707+0.707j\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& -0.707+0.707j& -j& 0.707+0.707j& -1& 0.707-0.707j& j& -0.707-0.707j\\ 1& j& -1& -j& 1& j& -1& -j\\ 1& 0.707+0.707j& j& -0.707+0.707j& -1& -0.707-0.707j& -j& 0.707-0.707j\end{array}\right]$

其中码元j代表等式j²＝-1的解。矩阵F′按照以下形式表达：

$F^{\′}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& 0.707-0.707j\\ 1& -j\\ 1& -0.707-0.707j\\ 1& -1\\ 1& -0.707+0.707j\\ 1& j\\ 1& 0.707+0.707j\end{array}\right]$

矩阵

然后按照以下形式表达：

$\tilde{A}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{2\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{3\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{4\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}\end{array}\right]$

即：

$\tilde{A}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& j& 1& j\\ 1& e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& -j& 1& -j\\ 1& e^{j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}\end{array}\right]$

第二示例。传输系统包括Nt＝3个传送天线和Nr＝1个接收天线。系统的参数取以下值：

·N_FFT＝8，N_mod＝Np＝8，Δt＝2，K₁＝2或K₂＝K₃＝1。

因为(2+1+1)×2＝8≤8，所以满足条件 $\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\×\mathrm{\Δt}\≤\mathrm{Np}.$

假设单一OFDM码元对于信道估计是必须的(g＝1)，并且构成基本训练序列的该OFDM码元的图案在表1中表示。等式(6)给出了用于传送天线TX_i(i＝1、2或3)所传送的训练序列的用于调制载波p的导频码元的表达式：

$\tilde{c}{\left(p\right)}_1=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1-1)\×2}{8}}+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(1+\mathrm{Nt}-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)+\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{3}{2}\mathrm{\πp}}$

$\tilde{c}{\left(p\right)}_2=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(2-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}p}$

$\tilde{c}{\left(p\right)}_3=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{p\×(3-1)\×2}{8}}=\tilde{c}\left(p\right)e^{-j\mathrm{\π}p}$

由此，c(p)_i是用于传送天线TX₁传送的训练序列的用于调制载波频率p的导频码元，c(p)₂是用于传送天线TX₂传送的训练序列的用于调制载波频率p的导频码元，而c(p)₃是用于传送天线TX₃传送的参考序列的用于调制载波频率p的导频码元。

例如，对于所有导频载波，c(p)＝1。与连接天线TX₁和天线RX_j的信道的脉冲响应的两个估计(相应地，连接天线TX₂和天线RX_j的信道的脉冲响应的估计、以及连接天线TX₃和天线RX_j的信道的脉冲响应的估计)对应的导频码元B₁和B₄(相应的B₂和B₃)的矢量然后按照以下形式表达：

$B_1=\left[\begin{array}{c}1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\\ 1\end{array}\right];$ $B_2=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ 1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\end{array}\right];$ $B_3=\left[\begin{array}{c}1\\ -1\\ 1\\ -1\\ 1\\ -1\\ 1\\ -1\end{array}\right];$ $B_4=\left[\begin{array}{c}1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\\ 1\\ e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{2}}\\ -1\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}\end{array}\right]$

傅立叶矩阵F如下：

$F=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 0.707-0.707j& -j& -0.707-0.707j& -1& -0.707+0.707j& j& 0.707+0.707j\\ 1& -j& -1& j& 1& -j& -1& j\\ 1& -0.707-0.707j& j& 0.707-0.707j& -1& 0.707+0.707j& -j& -0.707+0.707j\\ 1& -1& 1& -1& 1& -1& 1& -1\\ 1& -0.707+0.707j& -j& 0.707+0.707j& -1& 0.707-0.707j& j& -0.707-0.707j\\ 1& j& -1& -j& 1& j& -1& -j\\ 1& 0.707+0.707j& j& -0.707+0.707j& -1& -0.707-0.707j& -j& 0.707-0.707j\end{array}\right]$

其中码元j代表等式j²＝-1的解。矩阵F′按照以下形式表达：

$F^{\′}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& 0.707-0.707j\\ 1& -j\\ 1& -0.707-0.707j\\ 1& -1\\ 1& -0.707+0.707j\\ 1& j\\ 1& 0.707+0.707j\end{array}\right]$

矩阵然后按照以下形式表达：

$\tilde{A}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{B}}_{1\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{2\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{3\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}& {\tilde{B}}_{4\mathrm{diag}}{\tilde{F}}^{\′}\end{array}\right]$

即：

$\tilde{A}=\frac{1}{\sqrt{8}}\left[\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& j& 1& j\\ 1& e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& e^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{-j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}\\ 1& -j& 1& -j\\ 1& e^{j\frac{3\mathrm{\π}}{4}}& -1& e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{4}}\end{array}\right]$

图8给出了比较已知Barhumi技术和本发明的方法的性能的仿真结果。该仿真涉及MIMO OFDM系统，并应用到可在时间和频率中选择并适于外部环境类型的MIMO上下文的信道BRAN E，其特性在附录A中的表2中展现。考虑的帧是在Barhumi论文中描述的帧；所有调制后的载波的集合被划分为两个不相交的子集：导频载波集合和有效载荷数据集合。基本训练序列是时间脉冲。对于比较的两种方法施加相同的传送导频码元功率。该图示出了用于具有偏移Δt＝128的QPSK调制的作为比率Eb/No的函数的二进制误差率(BER)的踪迹。在导频频率处进行的信道估计由时间线性内插补充，用于估计各调制后的频率的所有系数。曲线1(c1)对应于完美估计，曲线2(c2)对应于具有一次迭代的根据Barhumi的估计，曲线3(c3)对应于具有五次迭代的根据Barhumi的估计，曲线4(c4)对应于具有K＝2和一次迭代的根据本发明的估计，和曲线5(c5)对应于具有K＝2和五次迭代的根据本发明的估计。这些迭代对应于均衡期间的干扰抑制器的迭代。比较这些曲线，示出了，本发明的方法比相同信噪比的Barhumi方法具有更低比特误差率的优点。

附录A

0	P
		1	P
2	P
		3	P
4	P
		5	P
6	P
		7	P

表1

Nt	2
		Nr	2
载波频率	5200MHz
		采样频率	50MHz
载波间隔	48.828125kHz
		循环前缀比	0.211
OFDM码元时间	24.8μs
		卷积码长度	7
代码效率	1/2
		信道解码算法	SOVA
FFT尺寸	1024
		调制后的载波	1024
空时代码	空间多路复用

表2

Claims (20)

1.一种传输方法(1)，适于具有Nt个传送天线和Nr个接收天线的系统，其中Nt和Nr大于或等于1，传输子信道将传送天线与接收天线隔开，该方法由其每一个包括使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块(MX₁到MX_Nt)的Nt个多载波发射机来实现，以形成意欲由所述Nt个传送天线TX₁到TX_Nt传送的正交码元，该方法包括：

·用于从时间-频率帧中的Np个导频码元的位置确定基本训练序列

的步骤(步骤2)；

·用于确定基本训练序列

的 $\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)$ 个复制品、使得至少一个复制品与基本序列存在时间偏移的步骤(步骤3)，其中K_i≥1并且至少一个K_i≥2，所述时间偏移经受以下约束：复制品之间的极限时间偏移必须小于导频载波的数目Np，并且两个训练序列的复制品之间的最小时间偏移大于或等于子信道的延迟的最大分布；和

·用于确定每一传送天线TX_i的训练序列作为K_i个复制品之和的步骤(步骤4)。

2.根据权利要求1的码元传输方法(1)，其中在传送正交码元之前添加保护间隔，并且通过选定等于保护间隔的值的最小时间偏移，而符合对于时间偏移最小值的约束。

3.根据权利要求1的码元传输方法(1)，其中每一训练序列包括基本训练序列

的K个复制品。

4.根据权利要求1的码元传输方法(1)，其中在频域中确定这些复制品，并且通过相位偏移值确定时间偏移。

5.根据前述权利要求的码元传输方法(1)，其中按照特定顺序选定相位偏移值。

6.根据前述权利要求的码元传输方法(1)，其中该顺序是与该系统的接收天线关联的至少一个接收机已知的。

7.根据权利要求4的码元传输方法(1)，其中该相位偏移是载波索引的函数。

8.根据权利要求1的码元传输方法(1)，其中该基本训练序列在多个正交码元上分布。

9.一种用于在使用Nt个传送天线(TX₁到TX_Nt)和至少一个接收天线(RX₁到RX_Nt)的多天线系统(SY)中估计传输子信道的方法(10)，其中Nt大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括形成训练序列的Np个导频码元(sp)和有效载荷信号的数据码元(sd)，所述Nt个训练序列中的每一个是基本训练序列

的K_i个复制品之和，无论是否存在时间偏移，使得值K_i大于或等于1并且至少一个值K_i大于或等于2，所述Nt个训练序列是接收机(RE)已知的，并使得接收机能够估计与分离传送天线(TX₁到TX_Nt)和涉及的接收天线RX_j的传输信道对应的脉冲响应，使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块(MX₁到MX_Nt)对数据码元和导频码元进行频率调制，以使用N_FFT个载波按照多载波信号的形式来形成传送天线传送的正交码元，该方法包括：

·用于计算按照块的形式从训练序列和维数N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵构造的矩阵A的步骤(步骤11)，该矩阵A的块的数目等于基本训练序列的正交码元的数目与值K_i之和的乘积，块由与该块关联的训练序列的正交码元中包括的导频码元形成的对角矩阵与傅立叶矩阵相乘的乘积来确定，对于涉及的接收天线(RX_j)；

·用于通过借助于尺寸N_FFT的傅立叶变换将矩阵A的伪逆矩阵与从涉及的接收天线(RX_j)所接收的时域信号的解调之后获得的频域信号(R_j(n))中提取的Np个导频码元相乘、而计算时域中的Nt个脉冲响应中的至少一个的K_i个估计的步骤(步骤12)；

·用于计算涉及的脉冲响应的K_i个估计的平均值的步骤(步骤13)。

10.根据权利要求9的传输信道估计方法(10)，其中借助于数据调制的载波的内插，来扩展Nt个脉冲响应的计算。

11.根据权利要求9或权利要求10的传输信道估计方法(10)，其中对于该多天线系统的涉及的每一接收天线，重复计算Nt个脉冲响应的步骤。

12.一种传输模块，包括使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块(MX₁到MX_Nt)，该传输模块适于使用Nt个传送天线(TX₁到TX_Nt)和Nr个接收天线的多天线系统(SY)，其中Nt和Nr大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括导频码元(sp)和有效载荷信号的数据码元(sd)，所述数据码元和导频码元由多路复用和调制模块(MX₁到MX_Nt)进行频率调制，以使用N_FFT个载波并使用Np个导频载波按照多载波信号的形式，来形成由传送天线传送的正交码元，该模块包括：

·用于从与特定传送天线(TX₁)关联的时间-频率帧中的Np个导频码元的位置确定基本训练序列

的模块；

·用于确定基本训练序列

的Kn个复制品(其中 $\mathrm{Kn}=\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Nt}}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i\right)$ )、使得至少一个复制品与基本序列存在时间偏移的模块，其中K_i≥1并且至少一个K_i≥2，所述时间偏移经受以下约束：复制品之间的极限时间差小于导频载波的数目Np，并且两个训练序列的复制品之间的最小时间偏移大于或等于连接传送天线和接收天线的子信道的延迟的最大分布；和

·用于确定每一传送天线TX_i的训练序列作为K_i个复制品之和的模块。

13.一种用于多天线系统(SY)的发射机(RE)，其特征在于，它包括根据前述权利要求的至少一个传输模块(ME)。

14.一种用于在使用Nt个传送天线(TX₁到TX_Nt)和至少一个接收天线(RX₁到RX_Nt)的多天线系统(SY)中估计传输信道的模块(EsT)，其中Nt大于或等于1，并且每一传送天线的时间-频率帧包括形成训练序列的导频码元(sp)和有效载荷信号的数据码元(sd)，所述Nt个训练序列是接收机(RE)已知的，并且使得接收机能够估计与分离传送天线(TX₁到TX_Nt)之一和涉及的接收天线RX_j的Nt个传输信道分别对应的Nt个脉冲响应，使用N_FFT个正交函数的多路复用和调制模块(MX₁到MX_Nt)对数据码元和导频码元进行频率调制，以使用N_FFT个载波并使用Np个导频载波按照多载波信号的形式，来形成由传送天线传送的正交码元，其特征在于，该模块包括：用于计算按照块的形式从训练序列和维数N_FFT×N_FFT的傅立叶矩阵构造的矩阵A的部件，该矩阵A的块的数目等于基本训练序列的正交码元的数目与值K_i之和的乘积，块由与该块关联的训练序列的正交码元中包括的导频码元形成的对角矩阵与傅立叶矩阵相乘的乘积来确定，并且对于涉及的接收天线(RX_j)：

·用于通过借助于尺寸N_FFT的FFT将矩阵A的伪逆矩阵与从涉及的接收天线(RX_j)所接收的时域信号的解调之后获得的频域信号(R_j(n))中提取的Np个导频码元相乘、而计算时域中的Nt个脉冲响应中的至少一个的K_i个估计的部件；和

·用于计算涉及的脉冲响应的K_i个估计的平均值的部件。

15.一种用于多天线系统(SY)的接收机(RE)，其特征在于，该接收机包括用于估计传输信道的根据前述权利要求的至少一个模块(EsT)。

16.一种多天线系统(SY)，其特征在于，该多天线系统包括根据前述权利要求的至少一个接收机(RE)。

17.一种信息介质上的计算机程序，当在发射机(EM)中装载并运行所述程序时，所述程序包括适于运行根据权利要求1到8中的任一个的传输方法(1)的程序指令。

18.一种信息介质，包括当在发射机(EM)中装载并运行根据权利要求1到8中的任一个的传输方法(1)时、适于运行所述方法的程序指令。

19.一种信息介质上的计算机程序，当在接收机(RE)中装载并运行所述程序时，所述程序包括适于运行根据权利要求9到11中的任一个的信道估计方法(10)的程序指令。

20.一种信息介质，包括当在接收机(RE)中装载并运行根据权利要求9到11中的任一个的信道估计方法(10)时、适于运行所述方法的程序指令。

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