CN111049766A - 一种用于5g系统pdsch的估计方法 - Google Patents

一种用于5g系统pdsch的估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111049766A
CN111049766A CN201911171425.8A CN201911171425A CN111049766A CN 111049766 A CN111049766 A CN 111049766A CN 201911171425 A CN201911171425 A CN 201911171425A CN 111049766 A CN111049766 A CN 111049766A
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel
frequency domain
pilot
response
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201911171425.8A
Other languages
English (en)
Inventor
陈发堂
侯宁宁
王丹
李小文
王华华
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing University of Post and Telecommunications
Original Assignee
Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing University of Post and Telecommunications filed Critical Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority to CN201911171425.8A priority Critical patent/CN111049766A/zh
Publication of CN111049766A publication Critical patent/CN111049766A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/50—Reducing energy consumption in communication networks in wire-line communication networks, e.g. low power modes or reduced link rate

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种用于5G系统PDSCH的估计方法，该方法包括：获取PDSCH的导频信号；采用LS方法求取导频位置的信道频域响应；在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应；对镜像扩展后的信道频域响应做IFFT变换，然后进行降噪处理；对降噪后的响应值做FFT变换；从降噪后的M1个信道频域响应值中选取导频点的频域响应值，完成导频位置的信道估计；根据导频位置的信道估计结果，并结合线性插值法求取数据位置的估计值，完成信道估计；本发明在对信号进行IFFT变换时在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应，同时对信道的中间位置进行置零操作，降低了能量损耗。

Description

一种用于5G系统PDSCH的估计方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种用于5G系统PDSCH的估计方法。
背景技术
3GPP作为全球移动通信标准组织，在2G到5G国际标准的制定中扮演重要的角色。3GPP于2016年开始5G技术标准的研究工作，物理层标准于2018年6月冻结，5G系统下的PDSCH主要用于发送下行数据、承载寻呼信息以及部分系统信息的发送。信道估计技术作为5G终端能否准确有效恢复出发射信号的关键，在接收端整个链路中起着极其重要的作用。此外，3GPP协议标准中，5G系统PDSCH的设计以及用于接收端信道估计的参考信号生成方式、映射方式均不同于LTE，因此研究适用于5G PDSCH的估计方法具有重要的意义。
现有技术中，信道估计方法主要有盲估计，半盲估计以及基于导频的估计方法。其中基于导频的估计方法主要思想是通过在有用数据中插入已知导频，先得到导频位置的估计结果，然后利用该结果通过内插得到有用数据位置的估计值，进而完成信道估计。传统估计方法有最小二乘(LS)，最小均方误差(MMSE)以及基于MMSE改进的线性最小均方误差(LMMSE)算法，以上算法中LS最为简单，但未考虑噪声影响，性能最差，LMMSE极大抑制了噪声的干扰，性能上得到了大幅度提高，但计算复杂，并且需要已知信道的自相关矩阵以及噪声方差等一些参数，在实际工程中很难实现。因此在LS基础上提出了基于DFT的时域降噪方法，该方法利用DFT信道功率较集中的特性，只保留变换中能量集中区域的信道冲激响应，然后再变换到频域上从而达到降噪的效果。
但是这种方法在非采样间隔路径时延的实际多径信道中，由于能量泄漏而遭受显著性能损失，且时延、采样间隔分别作为信道和系统参数都是随机产生的。
发明内容
为解决上现有技术的问题，本发明提出了一种用于5G系统PDSCH的估计方法，该方法步骤包括：
S1：获取PDSCH中的导频信号；
S2：采用LS方法求取导频位置的信道频域响应；
S3：在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应，扩展后总长度M1为2的整数次幂；
S4：对镜像扩展后的信道频域响应做M1点IFFT变换，使信号由频域变换到时域，然后进行降噪处理；
S5：对降噪后的响应值做M1点FFT变换，使信号再由时域变换到频域；
S6：从降噪后的M1个信道频域响应值中选取导频点的频域响应值，完成导频位置的信道估计；
S7：根据导频位置的信道估计结果，并结合线性插值法求取数据位置的估计值，完成信道估计。
优选的，采用LS方法求取导频点的信道频域响应，包括：
S11：在接收端确定导频位置的信号，导频位置信号表示Yp＝HpXp+Wp；
S12：对导频信号中的信道传输函数Hp进行估计，得到导频位置信号的最小代价函数J；
S13：对最小代价函数求解关于
Figure BDA0002288822950000022
的偏导，并令偏导的等式为0，得到LS方法下导频估计值HP,LS。
优选的，镜像扩展信道频域响应包括：
步骤1：根据原始信号长度确定需要镜像扩展的长度；
步骤2：根据需要扩展的长度和原始信号长度计算单边镜像扩展长度，即
Figure BDA0002288822950000021
步骤3：对信号进行镜像扩展处理，镜像扩展后第一频域响应等于第S个初始响应，镜像扩展后第二个频域响应等于第S-1个初始响应，镜像扩展后的第k个频域响应等于第S-k+1个初始响应；根据这个过程得到整个信道频域扩展结果；
进一步的，镜像扩展信道频域响应的公式为：
Figure BDA0002288822950000031
本发明在对信号进行IFFT变换时在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应，同时对信道的中间位置进行置零操作，降低了能量损耗；本发明将信道的总长度扩展为2的整数次幂，保证了后续高效的快速傅里叶变换的实现，提高了估计的准确性。
附图说明
图1是本发明的5G PDSCH导频映射方案；
图2是本发明的MIMO系统基本模型；
图3是本发明的具体处理流程示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，5G系统PDSCH映射方式采用type A，导频信号为解调参考信号(DMRS)，DMRS映射方式为单符号的type 1，即频域上每隔1个子载波存在1个导频符号，一个资源块12个子载波上共有6个DMRS，PDSCH的连续符号数为12，前置DMRS位于第2个OFDM符号上，附加DMRS分别位于第5、8、11个OFDM符号上，其中阴影部分表示物理下行控制信道所承载的信息，空白区域为PDSCH所承载的有用信息。
如图2所示，MIMO系统基本模型的天线方案采用4×4，即4发4收，具体天线端口为1000～1003。
本发明提出了一种用于5G系统PDSCH的估计方法，如图3所示，该方法步骤包括：
S1：获取PDSCH中的导频信号；
S2：采用LS方法求取导频位置的信道频域响应；
S3：在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应，扩展后的总长度M1为2的整数次幂；
S4：对镜像扩展后的信道频域响应做M1点IFFT变换，使信号由频域变换到时域，然后进行降噪处理；
S5：对降噪后的响应值做M1点FFT变换，使信号再由时域变换到频域；
S6：从降噪后的M1个信道频域响应值中选取导频点的频域响应值，完成导频位置的信道估计；
S7：根据导频位置的信道估计结果，并结合线性插值法求取数据位置的估计值，完成信道估计；
其中，PDSCH表示物理下行共享信道，IFFT表示快速傅里叶逆变换，FFT表示快速傅里叶变换。
根据3GPP最新协议标准规定的导频生成序列以及映射方案，采用LS方法计算导频位置的信道响应值，其主要的步骤包括：
S11：确定导频DMRS位置信号，导频DMRS的生成公式为：
Figure BDA0002288822950000041
其中，
Figure BDA0002288822950000042
表示PDSCH信道中DMRS的功率比例因子，Sk,l表示一个Gold序列，由两个M序列产生，wf(k′),(k′＝0,1)为频域码分序列值，wt(l′),(l′＝0)表示时域码分序列值，上标“p”表示天线端口索引号；
当天线端口是1000时，wf(0)＝+1,wf(1)＝+1,wt(0)＝+1；
当天线端口是1001时，wf(0)＝+1,wf(1)＝-1,wt(0)＝+1；
当天线端口是1002时，wf(0)＝+1,wf(1)＝+1,wt(0)＝+1；
当天线端口是1003时，wf(0)＝+1,wf(1)＝-1,wt(0)＝+1；
l表示时域符号索引号，k＝6n+k′+Δ(n＝0,1,…)表示频域子载波索引号，Δ表示导频频域偏移值，天线端口是1000/1001或者是1002/1003时，Δ分别为0和1，即1000和1001天线上的导频占用相同时频位置，1002和1003天线上的导频占用相同时频位置。
S12：在接收端接收信号，接收的信号为：
Figure BDA0002288822950000051
其中，k表示频域子载波的索引号，l表示时域符号索引号，上标“p”表示天线端口号，
Figure BDA0002288822950000052
表示第k个子载波第l个符号上导频位置的接收信号，
Figure BDA0002288822950000053
表示第k个子载波第l个符号上导频位置的发送信号，
Figure BDA0002288822950000054
表示第k个子载波第l个符号上导频位置的信号估计值，Wk,l表示第k个子载波第l个符号上导频位置的噪声分量。
S13：对第k个子载波第l个符号上导频位置的信号估计值
Figure BDA0002288822950000055
进行估计，使代价函数J最小，即代价函数的表达式为：
Figure BDA0002288822950000056
其中，
Figure BDA0002288822950000057
是对H的估计值，上标“H”表示共轭转置，Y表示接收的导频信号，
Figure BDA0002288822950000058
表示接收端收到的估计信号，X表示发送的导频信号。
S14：对代价函数J求关于
Figure BDA0002288822950000059
的偏导，并令等式为0，得到LS方法下导频的估计值，其估计值为：
HP,LS＝(XHX)-1XHY＝X-1Y
其中，上标“-1”表示求逆，下标“p”表示导频点。
在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应以减轻能量泄漏效应，并使其扩展后的总长度M1满足2的整数次幂，以便高效的快速傅里叶变换的实现，其主要包括：
步骤1：根据原始信号长度确定需要镜像扩展的长度；
步骤2：根据需要扩展的长度和原始信号长度计算单边镜像扩展长度，即
Figure BDA0002288822950000061
步骤3：对信号进行镜像扩展处理，镜像扩展后第一频域响应等于第S个初始响应，镜像扩展后第二个频域响应等于第S-1个初始响应，镜像扩展后的第k个频域响应等于第S-k+1个初始响应；根据这个过程得到整个信道频域扩展结果；
镜像扩展信道频域响应的公式为：
Figure BDA0002288822950000062
其中，M表示导频子载波个数，
Figure BDA0002288822950000068
是镜像扩展处理过后的信道频域响应的总长度，
Figure BDA0002288822950000063
表示单边扩展的长度，k表示信道频域响应所对应的索引号，HP,LS(·)表示镜像扩展的信号的频域响应。
对镜像扩展后的信道频域响应做M1点IFFT变换，使其由频域变换到时域，然后再进行降噪处理，其主要包括：
先进行IFFT变换：
Figure BDA0002288822950000064
然后进行去噪处理：
Figure BDA0002288822950000065
其中，
Figure BDA0002288822950000066
表示单边信道的时域信号，
Figure BDA0002288822950000067
表示整个信道的时域信号，H(k)表示镜像扩展信道频域响应，m表示信道冲击响应所对应的索引号，k表示信道频域响应镜像扩展后所对应的索引号，N表示子载波个数，Ncp表示子载波循环前缀的长度，L1表示单边降噪保留的冲击响应。
对降噪后的响应值做M1点FFT变换使其再次变换到频域上，最后从降噪后的M1个信道频域响应值中选出最终的导频点处的频域响应值，完成导频位置的信道估计，其主要包括：
首先进行FFT变换：
Figure BDA0002288822950000071
然后进行提取处理，从降噪后的M1个信道频域响应中获得最终的M个信道频域响应值：
HP(k1)＝HDFT(k),S≤k≤M+S-1,0≤k1≤M-1
其中，HP(k1)表示完成导频位置的信道估计，HDFT(k)表示频域信号响应，k表示信道频域响应镜像扩展后所对应的索引号，k1表示转换为频域后对应的索引号，M表示导频子载波个数。
进一步的，利用线性插值计算数据位置的估计值，完成信道估计。
线性插值的原理是通过前后导频处的信道估计值线性计算出两个导频子载波之间的数据(非导频)子载波处的信道冲激响应值，即将两个已知信道信息位置之间的信道频域响应(CFR)看成一条直线，那么该直线上的数值就是待估计位置上的CFR。其公式如下：
Figure BDA0002288822950000072
其中，i、j表示相邻两个参考信号所在符号的索引号，参数k,l分别表示待估计的时频域位置，li、lj表示相邻导频所在位置的符号，Hp(k,li)表示待估计位置前后邻近导频位置处的信道响应，H(k,l)表示待估计位置上的信道响应。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (10)

1.一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，所述方法步骤包括：
S1：获取PDSCH中的导频信号；
S2：采用LS方法求取导频位置的信道频域响应；
S3：在LS信道估计的边界子载波上镜像扩展信道频域响应，扩展后总长度M1为2的整数次幂；
S4：对镜像扩展后的信道频域响应做M1点IFFT变换，使信号由频域变换到时域，然后进行降噪处理；
S5：对降噪后的响应值做M1点FFT变换，使信号再由时域变换到频域；
S6：从降噪后的M1个信道频域响应值中选取导频点的频域响应值，完成导频位置的信道估计；
S7：根据导频位置的信道估计结果，并结合线性插值法求取数据位置的估计值，完成信道估计；
其中，PDSCH表示物理下行共享信道，IFFT表示快速傅里叶逆变换，FFT表示快速傅里叶变换。
2.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，采用LS方法求取导频点的信道频域响应，包括：
S11：在接收端确定导频位置的信号，导频位置信号为：Yp＝HpXp+Wp；
S12：对导频信号中的信道传输函数Hp进行估计，得到导频位置信号的最小代价函数J；
S13：对最小代价函数求解关于
Figure FDA0002288822940000011
的偏导，并令偏导的等式为0，得到LS方法下导频估计值HP，LS；
其中，Xp表示导频位置的发送信号，Yp表示导频位置的接收信号，Hp表示导频位置的信道传输函数，Wp表示导频位置的噪声分量，HP，LS表示导频点的信道频域响应，
Figure FDA0002288822940000012
是对H的估计值，LS表示最小二乘法。
3.根据权利要求2所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，所述导频位置信号生成公式为：
Figure FDA0002288822940000021
其中，其中，
Figure FDA0002288822940000022
表示PDSCH信道中DMRS的功率比例因子，Sk，l表示一个Gold序列，由两个M序列产生，wf(k′)为频域码分序列值，wt(l′)表示时域码分序列值，上标“p”表示天线端口索引号。
4.根据权利要求2所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，所述最小代价函数公式为：
Figure FDA0002288822940000023
导频估计值为：
HP，LS＝(XHX)-1XHY＝X-1Y
其中，上标“H”表示共轭转置，Y表示接收的导频信号，
Figure FDA0002288822940000024
表示接收端收到的估计信号，X表示发送的导频信号，上标“-1”表示求逆，下标“p”表示导频点。
5.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，镜像扩展信道频域响应包括：
步骤1：根据原始信号长度确定需要镜像扩展的长度；
步骤2：根据需要扩展的长度和原始信号长度计算单边镜像扩展长度，即
Figure FDA0002288822940000025
步骤3：对信号进行镜像扩展处理，镜像扩展后第一频域响应等于第S个初始响应，镜像扩展后第二个频域响应等于第S-1个初始响应，镜像扩展后的第k个频域响应等于第S-k+1个初始响应；根据这个过程得到整个信道频域扩展结果；
其中，M表示导频子载波个数，
Figure FDA0002288822940000026
是镜像扩展处理过后的信道频域响应的总长度，
Figure FDA0002288822940000027
表示单边扩展的长度，k表示信道频域响应所对应的索引号。
6.根据权利要求5所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，镜像扩展信道频域响应的公式包括：
Figure FDA0002288822940000031
其中，HP，LS(·)表示镜像扩展的信号的频域响应。
7.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，所述镜像扩展后的信道频域响应做M1点IFFT变换公式为：
Figure FDA0002288822940000032
进行去噪处理包括：
Figure FDA0002288822940000033
其中，
Figure FDA0002288822940000034
表示单边信道的时域信号，H(k)表示镜像扩展信道频域响应，m表示信道冲击响应所对应的索引号，k表示信道频域响应镜像扩展后所对应的索引号，N表示子载波个数，Ncp表示子载波循环前缀的长度，L1表示单边降噪保留的冲击响应。
8.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，对降噪后的响应值做FFT变换，使信号再由时域变换到频域：
Figure FDA0002288822940000035
其中，
Figure FDA0002288822940000036
表示整个信道的时域信号，H(k)表示镜像扩展信道频域响应，m表示信道冲击响应CIR所对应的索引号，k表示信道频域响应镜像扩展后所对应的索引号。
9.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，从降噪后的M1个信道频域响应值中选取导频点的频域响应值，完成导频位置的信道估计：
HP(k1)＝HDFT(k)，S≤k≤M+S-1，0≤k1≤M-1
其中，HP(k1)表示完成导频位置的信道估计，HDFT(k)表示频域信号响应，k表示信道频域响应镜像扩展后所对应的索引号，k1表示转换为频域后对应的索引号，M表示导频子载波个数。
10.根据权利要求1所述的一种用于5G系统PDSCH的估计方法，其特征在于，所述根据导频位置估计结果，采用线性插值法求得有用数据位置的估计值，公式的表达式为：
Figure FDA0002288822940000041
其中，i、j表示相邻两个参考信号所在符号的索引号，参数k，l分别表示待估计的时频域位置，li、lj表示相邻导频所在位置的符号，Hp(k，li)表示待估计位置前后邻近导频位置处的信道响应，H(k，l)表示待估计位置上的信道响应。
CN201911171425.8A 2019-11-26 2019-11-26 一种用于5g系统pdsch的估计方法 Pending CN111049766A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911171425.8A CN111049766A (zh) 2019-11-26 2019-11-26 一种用于5g系统pdsch的估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911171425.8A CN111049766A (zh) 2019-11-26 2019-11-26 一种用于5g系统pdsch的估计方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111049766A true CN111049766A (zh) 2020-04-21

Family

ID=70234098

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911171425.8A Pending CN111049766A (zh) 2019-11-26 2019-11-26 一种用于5g系统pdsch的估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111049766A (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112039806A (zh) * 2020-07-31 2020-12-04 中国电子科技集团公司第七研究所 一种新型窄带物联网上行共享信道的信道估计方法
CN113595945A (zh) * 2021-08-04 2021-11-02 重庆邮电大学 一种适用于5g系统pdsch的信道估计方法
CN113645165A (zh) * 2021-09-26 2021-11-12 中国电子科技集团公司第三十八研究所 5g下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统
CN114095319A (zh) * 2021-11-05 2022-02-25 成都中科微信息技术研究院有限公司 一种采用幅相分离技术的5g信道估计的时频平滑方法
CN115842701A (zh) * 2023-02-22 2023-03-24 南京创芯慧联技术有限公司 信道估计方法、装置、通信设备和存储介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102143101A (zh) * 2011-04-19 2011-08-03 东南大学 镜像扩展的频域加窗正交频分多址信道估计方法
US20130287153A1 (en) * 2011-01-20 2013-10-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiving Node and Method for Determining Channel Estimate
CN109743270A (zh) * 2019-03-25 2019-05-10 重庆邮电大学 一种基于5g的多用户复用的信道估计方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130287153A1 (en) * 2011-01-20 2013-10-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiving Node and Method for Determining Channel Estimate
EP2666269A1 (en) * 2011-01-20 2013-11-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Receiving node and method for determining channel estimate
CN102143101A (zh) * 2011-04-19 2011-08-03 东南大学 镜像扩展的频域加窗正交频分多址信道估计方法
CN109743270A (zh) * 2019-03-25 2019-05-10 重庆邮电大学 一种基于5g的多用户复用的信道估计方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUA LI等: "A Low Complexity Channel Estimator for LTE Uplink in Non-sample-spaced Multipath Channels", 《2019 28TH WIRELESS AND OPTICAL COMMUNICATIONS CONFERENCE (WOCC)》 *

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112039806A (zh) * 2020-07-31 2020-12-04 中国电子科技集团公司第七研究所 一种新型窄带物联网上行共享信道的信道估计方法
CN112039806B (zh) * 2020-07-31 2022-08-16 中国电子科技集团公司第七研究所 一种新型窄带物联网上行共享信道的信道估计方法
CN113595945A (zh) * 2021-08-04 2021-11-02 重庆邮电大学 一种适用于5g系统pdsch的信道估计方法
CN113645165A (zh) * 2021-09-26 2021-11-12 中国电子科技集团公司第三十八研究所 5g下行链路的分组插值-加权合并信道估计方法及系统
CN114095319A (zh) * 2021-11-05 2022-02-25 成都中科微信息技术研究院有限公司 一种采用幅相分离技术的5g信道估计的时频平滑方法
CN114095319B (zh) * 2021-11-05 2023-08-18 成都中科微信息技术研究院有限公司 一种采用幅相分离技术的5g信道估计的时频平滑方法
CN115842701A (zh) * 2023-02-22 2023-03-24 南京创芯慧联技术有限公司 信道估计方法、装置、通信设备和存储介质

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111049766A (zh) 一种用于5g系统pdsch的估计方法
CN107438038B (zh) 一种fbmc/oqam的导频设计和同步信道估计方法
JP5609886B2 (ja) Ｏｆｄｍシステムにおける制御チャネルのためのチャネル推定
Du et al. Design of isotropic orthogonal transform algorithm-based multicarrier systems with blind channel estimation
CN110581813B (zh) 一种多载波系统导频信号的传输方法
CN107222438B (zh) 高速移动sc-fdma系统的简化bem信道估计方法
WO2014026650A1 (zh) 一种多接收天线系统中信道估计方法和装置
WO2011054279A1 (zh) 基于多相分解的多天线信道估计方法
CN102461102A (zh) Lte通信网络中根据pss信号的信道估计过程及其接收器
KR20120049434A (ko) 채널 추정 방법 및 장치
CN104735014A (zh) 一种基于前导符号差分相关的定时同步方法
CN103905351A (zh) 一种dvb-t2信道估计方法及系统
CN101778067A (zh) 基于物理层前导和导频的信道均衡方法及系统
CN103220242B (zh) 单载波频域均衡系统中基于导频块的信道估计方法
CN104796372A (zh) 一种低实现复杂度的lte系统下行辅同步信号检测方法
WO2007112681A1 (fr) Procédé d'estimation de décalage de fréquence multiple entier ofdm
CN102130860B (zh) 一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法
CN115426224B (zh) 一种基于otfs信号的信道估计方法及系统
CN109672641B (zh) 一种适于复杂环境下的lte下行信道估计方法
CN102065035B (zh) 多带正交频分复用超宽带系统的信道估计方法
JP4223007B2 (ja) チャネルのインパルス応答を処理する装置および方法
CN107743106B (zh) 用于lte系统中基于统计特性的信道估计方法
CN112039806B (zh) 一种新型窄带物联网上行共享信道的信道估计方法
Zhang et al. A DFT-based channel estimation algorithm with noise elimination for burst OFDM systems
CN103731389A (zh) 一种ofdm信号传输方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20200421