CN1816027A - 多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信领域，尤其是一种降低系统开销和提高系统性能的信道估计方法。本发明针对存在虚子载波的多天线多载波无线通信系统中信道估计问题，提出一种基于特殊设计导频序列的迭代估计方法。

Description

多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域。尤指一种适用于多天线多载波蜂窝移动通信系统或无线通信系统的迭代信道估计方法，本发明详细地说明了其优点和实现方法。

背景技术

多入多出系统，又称多天线无线通信系统，它能够获得高频谱利用率和分集增益[G.J.Foschini and M.J.Gans，″On Limits of Wireless Communicationsin a Fading Environment When Using Multiple Antennas，″Wireless PersonalCommunications}，vol.6，No.3，pp.311-335，March 1998]。多入多出技术(MIMO)中的大多数都可以大致归类成两大类：一类是空间复用技术(例如美国贝尔实验室的垂直分层空时码等)[P.W.Wolniansky，G.J.Foschini andG.D.Golden，″V-BLAST：an architecture for realizing very high data rates overthe rich-scattering wireless channel，″International  Symposiumon  Signals，Systems，and Electronics 1998，ISSSE′98，pp.295-300，Sept.29th-Oct.2nd，1998]；另一类是发射分集(例如空时编码等)[S.M.Alamouti，″A simpletransmit diversity technique for wirelesscommunications，″IEEE Journal onSelected Areas in Communications，vol.16，no.8，pp.1451-1458，Oct.1998]。在利用空间复用技术系统中，各个独立的数据流通过不同的天线发射，这样可以提供很高的数据速率而无需增加发射功率和带宽。发射分集是另一类有效的多天线措施，它通过编码在不同发射天线发射的信号间引入时间和空间上的相关性来提高接收机端信号质量。但是，这些多天线技术主要适用于平坦衰落信道，因而比较适用于窄带无线通信系统。在宽带系统中，时延扩展引起的码间干扰会很大地影响空时码的性能。而且，根据我们的研究，宽带系统中信道的频率选择性衰落特性会增加空时码的译码难度。而多载波技术中的正交频分复用(OFDM)能有效地克服时延扩展引起的码间干扰，是一种较为成熟的适应宽带无线通信系统的技术。基于多天线技术在频谱利用率和正交频分技术在抗码间干扰方面的优势，将多天线技术和正交频分技术结合是一种比较自然也比较可行的思路。

在多天线多载波通信系统中，接收机必须估计出各个发射和接收天线对之间的信道频域特性才能完成相关检测的工作。信道估计的准确性对于多天线多载波系统的性能至关重要。

发明内容

参见图1，为一个具有N_T个发射天线和N_R个接收天线的多天线多载波通信系统。在每个发射天线上，数据流被分成N路平行的子数据流并通过大小为N_c的IDFT变换调制到N个子载波上。然后，为了消除码间干扰，在将信号发射到多径信道前，对每个OFDM符号加上了长度为N_cp的循环前缀。由于信道估计的需要，可以在每帧数据前部插入一个导频序列，如图2所示的帧结构。

各个发射天线上发射的信号经过各自独立的多径衰落信道后到达接收端的各个天线。在各个接收天线上，首先去除循环前缀，然后对接收信号通过DFT变换到频域。从OFDM解调处理后的信号中提取出放置在每帧前部的导频序列来做信道估计。并且，将通过信道估计得到的信道信息用来做数据部分的相干检测。

本发明提出了一种多天线多载波蜂窝移动通信系统或无线通信系统的迭代信道估计方法。

在传统的多天线多载波系统的信道估计方法中，为了在接收机端区分出多个信道的特性，在发射机端的不同天线上发射的导频序列在频域或者时域上是相互正交的，即各个导频序列必须安排在不同的子载波位置或不同时间位置上。否则，就会产生严重的多天线间干扰，使所需的信道估计无法完成。但是，这样的导频放置方式会大大地降低上行链路的频谱利用率和发射功率的有效性，从而导致系统容量急剧下降。

在本发明提出的信道估计方法中，多个发射天线的导频序列能够在时域和频域上同时发射，并可以在接收机端根据这些导频分别估计出相应的发射天线和接收天线间的信道特性。所有N_T个发射天线对应的导频序列都来源于同一序列，不同的导频序列将此序列经过不同相位偏移后得到的。第p，1≤p≤N_T，个发射天线上对应的导频序列在第k个子载波上的信号可以表示为

$X_k^{\left(p\right)}=C_k{e}^{-j2\mathrm{\π}(p-1)N_{\mathrm{cp}}k/N_c},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{all}}-{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}---\left(1\right)$

其中，N_cp是循环前缀的长度；N_c是傅立叶变换(DFT)的点数；{C_k}是频域源序列，它可以是某一个具有恒模的序列，例如Chu序列等；Ω_all＝{0，1，2，...，N_c-1}和Ω_VC＝{0，N/2+1，N/2+2，...，N_c-1-N/2}分别是所有子载波序号和虚子载波序号的集合。将频域上的导频序列经过IDFT变换后，得到其在时域上的信号为

     x^(p)(n)＝c((n-(p-1)N_cp)_N)，p∈{1，2，...，N_T}            (2)

其中，(·)_N表示模N除法所得余数； 是源序列对应的时域信号。在时域上看，第p个发射天线上发射的导频序列是源序列对应的时域信号时移pN_cp后得到的。我们提出的信道估计方法将充分地利用这个重要的时域性质。在系统设计时，通常使循环前缀的长度大于信号经历的信道的最大多径时延，使OFDM系统中能够完全消除码间干扰。

迭代方法是这样实现的：

假设接收机端经过去循环前缀和DFT变换后，在某个接收天线上得到的信号为

$Y_k=\underset{p=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k^{\left(p\right)}{H}_k^{\left(p\right)}+W_k,k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{all}}-{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}---\left(3\right)$

其中，H_k ^(p)和W_k分别代表信道频域特性和高斯白噪声。

步骤1：在各个导频子载波上进行基于最小平方准则的频域信道估计，即在每个子载波上将接收到的信号除以源序列在该子载波上的信号，得到所有带有相位偏移的信道特性之和的有噪估计值：

${\tilde{H}}_k^{\mathrm{tot}}=\frac{Y_k}{C_k}=\underset{p=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{H}_k^{\left(p\right)}{e}^{-j2\mathrm{\π}(p-1)N_{\mathrm{cp}}k/N_c}+\frac{W_k}{C_k},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{all}}-{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}---\left(4\right)$

并且将虚子载波上的估计值设为0，即

${\tilde{H}}_k^{\mathrm{tot}}=0,k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}---\left(5\right)$

步骤2：对步骤1中得到的有噪估计值进行IDFT变换，得到的时域信号是由所有信道时域特性经过不同延时后的叠加。

步骤3：将步骤2中得到的时域信号的第1至第N_cp个抽样点信号作为第1个发射天线对应信道的时域特性初估计值；将第(N_cp+1)至第2N_cp个抽样点信号作为第2个发射天线对应信道的时域特性初估计值；......；以此类推，可以得到N_T个发射天线对应的N_T个信道时域特性的初估计值，即

${\tilde{h}}^{\left(p\right)}\left(n\right)={\tilde{h}}^{\mathrm{tot}}(n+(p-1)N_{\mathrm{cp}}),0\≤n\≤N_{\mathrm{cp}}-1---\left(7\right)$

步骤4：由于信道中噪声的影响，通过步骤3得到的各个信道时域特性的初估计值中会存在一些噪声径。同时，当虚子载波的存在使在步骤1中得到的频域估计值不完整，即只有部分子载波上的估计值，这些不完整的频域估计值在变换到时域上时会使其对应的时域信号发生时域能量弥散；这种弥散会引起估计过程中不同信道估计值间的干扰。为了降低或消除这些不良因素的影响，有必要对各个初估计值分别进行后处理，从中选择有效径，并忽略剩余的无效径。经过后处理后，可以得到的各个信道对应的时域估计值

步骤5：对经过后处理后得到的各个信道时域估计值

做DFT变换，可以得到各个信道对应的完整频域估计值。

在迭代过程进行到最后一次时，将该步骤得到的频域估计值作为输出提供给相关解调处理模块。

步骤6：在虚子载波的位置上，根据步骤5得到的频域估计值再生出的各个带有相位偏移的频域信道特性之和；并且，在导频子载波的位置上，仍然使用步骤1中根据最小平方准则得到的估计值；从而得到整个频域上的信道特性估计值，如下式所示：

${\tilde{H}}_k^{\mathrm{tot}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{Y_k}{C_k},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{all}}-{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}\\ \underset{p=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_k^{\left(p\right)}{e}^{-j2\mathrm{\π}(p-1)N_{\mathrm{cp}}},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{VC}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

根据信道估计性能的需要，步骤2至步骤6将不断地循环迭代。各个发射天线对应的信道完整频域特性可以通过迭代的方式估计得到。

上述过程参见图3。

迭代方法中时域后处理过程如下：

对步骤3中得到的N_T个长度为N_cp的时域初估计， ${\tilde{h}}^{\left(p\right)}\left(n\right),1\≤p\≤N_T,$ 在步骤4中进行后处理，得到有效径并忽略无效径。具体过程如下：1)首先，保留第1个到N_MAX个抽样点之间的各个径，并忽略第(N_MAX+1)个到第N_cp个抽样点之间的各个径；2)然后，从保留的N_MAX个径中选择模值最大的L个径作为有效径，并忽略其他(N_MAX-L)个径。

由于采用上述技术方案，本发明具有以下优点和效果：

1、本发明可应用在正交频分复用(OFDM)技术和多入多出(MIMO)技术(OFDM-MIMO)的宽带无线通信系统中，利用迭代估计方法可以为MIMO-OFDM系统的上行或下行链路、OFDM-CDMA系统的上行链路提供相干解调所需要的信道信息。

2、本发明提出的迭代信道估计方法的最小均方误差(MSE)要小于传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法的MIMO-OFDM系统在信道A中的性能。另外，采用本发明提出的方法不存在平底现象。而且，本发明提出的方法复杂度较低，无需插值，不存在边缘子载波的问题。

附图说明

图1为本发明应用的多天线多载波系统示意图。

图2为本发明应用的多天线多载波系统中的帧结构示意图。

图3为本发明设计的迭代信道估计方法流程图。

图4为在信道A环境中采用本发明的迭代信道估计方法和传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法的MIMO-OFDM系统的性能比较图。

图5为在信道B环境中采用本发明的迭代信道估计方法和传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法的MIMO-OFDM系统的性能比较图。

具体实施方式

以一个典型的多天线多载波系统为例来说明本发明提出的迭代信道估计方法的有效性。假设系统的天线配置是4个发射天线和4个接收天线，即N_T＝4、N_R＝4。在各个发射和接收天线对之间使用OFDM调制方式将整个频带分成1024个子载波，其中864个做为传输导频和数据信号的有效子载波，而剩余的作为虚子载波。OFDM符号的有效持续时间为12.8μs，对应的子载波宽度为78.1kHz；而循环前缀的持续时间为2.0μs。假设信道的最大多普勒频移为10Hz，那么可以近似的认为信道特性在一个OFDM的持续时间内保持不变。仿真中采用信道的各径功率服从负指数分布，径数L分别是6和12，具体参数请见表1。单径瑞利衰落信道的多普勒频谱服从Jakes谱。为了说明本发明提出的方法的性能优势，将其与传统的基于梳状导频的信道估计方法应用在同一系统中进行比较。在基于梳状导频的并利用线性最小均方误差准则(LMMSE)设计的信道估计方法中，首先需要利用LMMSE准则得到导频子载波上信道估计值，然后利用这些估计值进行插值(例如2阶多项式插值)得到整个频带上的信道估计值。

                   表1.仿真中所用信道参数

信道类型	径数(L)	时延均方根值(τRMS)	时延最大值(τMAX)
				信道A	6	0.2862μs	1.0μs
信道B	12	0.29μs	1.1μs

图4表示的是分别采用本发明提出的迭代信道估计方法和传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法的MIMO-OFDM系统在信道A中的性能比较。可以看到，前者的性能要大大优于后者，即前者的最小均方误差(MSE)要小于后者的。另外，如果采用LMMSE信道估计方法，随着信噪比(SNR)增大到一定值(例如25dB)后，MSE的性能不再会改善，即出现了平底现象。然而，如果采用本发明提出的方法就不存在这样的问题。采用传统的基于梳状导频的LMMSE估计存在两方面的问题：第一，采用LMMSE估计得到导频子载波的过程需要已知信道相关矩阵信息和信噪比等，并且实现复杂度高；第二，得到导频子载波上的估计值后还需要通过插值来得到剩下子载波上的估计值，这样的插值会使一些边缘子载波上的估计值会很不准确，引起估计性能的恶化。而本发明提出的方法复杂度较低，并且无需插值，不存在边缘子载波的问题。

图5表示的是分别采用本发明提出的迭代信道估计方法和传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法的MIMO-OFDM系统在信道B中的性能比较。由于径数的增多，造成后处理过程中正确选择有效径的概率有所降低，所以迭代算法在信道B中的性能要略差于信道A中的性能。但是，其性能仍然要优于传统的基于梳状导频的LMMSE信道估计方法。

Claims (4)

1、一种多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法，其具体步骤如下：

(1)在各个导频子载波上进行基于最小平方准则的频域信道估计，即在每个子载波上将接收到的信号除以源序列在该子载波上的信号，得到所有带有相位偏移的信道特性之和的有噪估计值，并且将虚子载波上的估计值设为0；

(2)对得到的有噪估计值进行IDFT变换，得到的时域信号是由所有信道时域特性经过不同延时后的叠加；

(3)在时域将各个信道特性区分开来，得到各个发射天线对应的各个信道时域特性的初估计值；

(4)对各个初估计值分别进行后处理，从中选择有效径，并忽略剩余的无效径；

(5)对经过后处理后得到的各个信道时域估计值做DFT变换，得到各个信道对应的整个频域的估计值，在迭代过程进行到最后一次时，将得到的频域估计值作为输出提供给相关解调处理模块；

(6)利用得到的各个信道频域估计值以及初始得到的导频虚子载波位置上估计值重组带有相位偏移的频域信道特性之和；并且，在导频子载波的位置上，仍然使用步骤1中根据最小平方准则得到的估计值；从而得到整个频域上的信道特性估计值；

根据信道估计性能的需要，步骤2至步骤6将不断地循环迭代；各个发射天线对应的信道完整频域特性可以通过迭代的方式估计得到。

2、根据权利要求1所述的多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法，其特征在于：多个发射天线的导频序列能够在时域和频域上同时发射，并可以在接收机端根据这些导频分别估计出相应的发射天线和接收天线间的信道特性；所有发射天线对应的导频序列都来源于同一序列，不同的导频序列将此序列经过不同相位偏移后得到。

3、根据权利要求1所述的多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法，其特征在于：在时域上做后处理时采用了分步选择有效径忽略无效径的方法，首先忽略延时大于信道最大多径时延部分的无效径，然后从保留下来的径中再选择部分有效径，并忽略其他。

4、根据权利要求1所述的多天线多载波无线通信系统中的迭代信道估计方法，其特征在于：通过反傅立叶变换(IDFT)将在频域上得到最小平方估计转换到时域后区分出不同信道对应的时域特性，经过后处理后再通过傅立叶变换(DFT)变换回到频域上；为了克服由于虚子载波存在引起频域估计不完整而导致变换过程中能量在时域上的弥散问题，采用了迭代方法来估计得到完整的频域估计值。

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