CN117716673A - 用于在受多普勒扩展和多路径影响的正交时频空间通信信道上发送和接收符号的发射机和接收机以及方法 - Google Patents

Abstract

OTFS传输系统的通信帧的导频符号和数据符号沿着延迟多普勒域中的网格的点进行二维布置。导频符号被保护符号包围。在多普勒域每个方向上的保护符号的数量是用于对接收机中的通信信道进行建模的基扩展建模(BEM)基函数数量的两倍，并且是在延迟域的每个方向上的用延迟仓表示的最大时间延迟的两倍。接收机使用第一BEM阶数的BEM并使用导频信号来执行初始导频辅助信道估计，随后使用初始信道估计来执行数据符号的初始估计，并且使用第二BEM阶数的BEM和至少接收的数据信号迭代地执行数据辅助信道估计，直到满足终止准则。

Description

用于在受多普勒扩展和多路径影响的正交时频空间通信信道 上发送和接收符号的发射机和接收机以及方法

技术领域

本发明涉及一种在受多普勒扩展(spread)的正交时频空间(OTFS)通信信道上发送和接收符号的方法以及实现该方法的发射机和接收机。

背景技术

第六代(6G)无线通信及更高版本预计将为大量高移动性用户(例如车辆、地铁、高速公路、火车、无人机、低地球轨道(LEO)卫星等)提供服务。

前面的第四代和第五代(5G)无线通信使用正交频分复用(OFDM)，其提供针对频率选择性衰落(shading)信道的高频谱效率和高鲁棒性，并且还允许使用低复杂性均衡器。然而，由于速度相关的多普勒频移(shift)或扩展以及快速变化的多路径接收，高移动性通信遭受严重的时间和频率分散(dispersiveness)。时间和频率分散各自造成接收机处的信号衰落，并且该衰落因此也被称为双选择性信道衰落。双选择性信道衰落会严重损害OFDM通信的性能。

作为OFDM的替代方案，OTFS调制被提出作为应对双选择性衰落信道的解决方案。

OTFS调制是一种2D调制方案，它在载波波形上复用信息QAM符号，这些载波波形对应于称为延迟多普勒表示的信号表示中的局部脉冲(localized pulse)。OFTS波形在时间和频率上扩展，同时在一般延迟多普勒信道损害下保持彼此大致正交。理论上，OTFS将扩频(spread spectrum)的可靠性和鲁棒性与窄带传输的高频谱效率和低复杂性结合起来。

OTFS波形以直接捕获底层物理现象(physics)的方式与无线信道耦合，产生组成反射体(constituent reflector)的高分辨率延迟多普勒雷达图像。结果，时频选择性信道被转换为不变的、可分离的和正交的交互，其中所有接收的符号都经历相同的局部损害，并且所有延迟多普勒分集(diversity)分支被相干地组合。

这使得OFTS非常适合彼此高速移动的发射机和接收机(例如位于高速火车、汽车甚至飞机中的接收机或发射机)之间的无线通信。

然而，当涉及到接收机中的信道估计和均衡时，OFTS面临着自己的挑战，并且使用适配的传统OFDM接收机设计无法提供所需的性能，需要高达50％的显著导频开销，或者仅在理想条件下才能提供可接受的性能，这在实践中是不现实的。

发明内容

本发明的目的包括提出一种分别用于OTFS传输系统的发射机和接收机，以及用于分别在OTFS通信信道上发送和接收二进制数据序列的对应方法，其允许使用改进的通信帧设计来用于OTFS传输系统，该OTFS传输系统具有减少的导频开销，同时提供从传输到解码的近乎最佳的性能。

这些目的通过权利要求1的用于OTFS传输系统的通信帧的导频符号和数据符号的二维布置、权利要求3的发射机、权利要求9的接收机、权利要求17的发送方法以及权利要求23的接收方法来实现。在各个从属权利要求中提供了有利的实施例和改进。

本发明的各个方面依赖于一种表示OFTS信道的新颖模型，将在讨论其在发射机和/或接收机以及用于发送和接收的相应方法中的应用之前介绍该模型。

图1示出了一般OFTS传输系统的框图。发射机200包括第一发射机侧变换单元202和第二发射机侧变换单元204。串行二进制数据被输入到信号映射器(图中未示出)，信号映射器输出信息符号的二维序列x[k,l]，其中QAM符号沿着延迟多普勒域的延迟周期和多普勒周期布置。信息符号包括数据符号、导频符号和围绕导频符号的保护符号。信息符号的二维序列x[k,l]被输入到第一发射机侧变换单元202并进行逆有限辛傅里叶变换(inverseFinite Symplectic Fourier Transformation)(iSFFT)，其产生在时频域中表示信息符号的二维序列x[k,l]的矩阵X[n,m]。因为发射机在时域中发送，需要第二发射机侧变换单元204中的进一步变换，其产生时域中的信号s[t]，例如海森堡变换。然后信号s[t]经由天线206在通信信道上发送。

在现实环境中，发送的信号在从发射机通过通信信道到达接收机的途中，会受多普勒扩展的双选择性衰落的影响。接收的信号是发送的信号的直接副本和多个反射副本的叠加(superposition)，其中每个副本都延迟一个路径延迟，该路径延迟取决于信号的路径延迟的长度，并且通过多普勒频移进行频移，该多普勒频移取决于发射机和接收机之间的速度差。每个信号副本根据其特定的路径延迟和差分速度进行加权。典型的多普勒频移级别为10Hz-1kHz，但在移动性极高(例如高速列车)和/或高载波频率的情况下可能会出现更大的值。由于在现实环境中很可能存在多个反射器，所以接收的叠加信号在频率范围上扩展而不仅仅是频移，因此信号变形也称为多普勒扩展。在下面的描述中，现实通信信道也称为实际通信信道。

在图1中，实际通信信道由从发射机天线206发射的未受干扰的无线电波和来自不同方向且在接收机天线302处彼此具有不同距离的各种无序无线电波来表示。

接收机300拾取时域中接收的信号r[t]，其被提供给第一接收机侧变换单元304，在第一接收机侧变换单元304中对其进行维格纳变换，以将接收的信号r[t]变换为在时频域中表示接收的信号r[t]的矩阵Y[n,m]。为了实现延迟多普勒域中的信号检测，矩阵Y[n，m]然后被提供给第二接收机侧变换单元306，在其中它受到有限辛傅里叶变换(SFFT)，其输出延迟多普勒域中的信息符号的二维序列y[k,l]。信息符号的二维序列y[k,l]被输入到信道估计和均衡块310，其执行信道估计CE和信号检测SD并重建最初发送并且最终到解映射器的符号，解映射器输出最初发送的二进制数据(图中未示出解映射器)。

下面假设使用矩形加窗波形。N和M分别表示其中布置符号的延迟网格和多普勒网格的维度。发送的复数OTFS矩阵x定义为

x＝[x[0,0],x[0,1],…,x[0,M-1],…,x[N-1,0],x[N-1,1],…,x[N-1,M-1]]^T，并且接收的OTFS矩阵y定义为延迟多普勒域中的

y＝[y[0,0],y[0,1],…,y[0,M-1],…,y[N-1,0],y[N-1,1],…,y[N-1,M-1]]^T。

在通过具有多普勒扩展的双选择性衰落信道传播后，延迟多普勒域中的接收的信号向量y可写为

其中，F_N是离散傅立叶变换(DFT)矩阵，I_M是M×M单位矩阵，w是加性高斯白噪声(AWGN)向量，H_t是时域中的MN×MN时变信道矩阵，定义为，

其中h[t,l′]标示第l'条路径在第t时刻的信道增益，L标示信道长度。将c定义为最大多普勒频率，其中f_c是载波频率，v是车辆速度，c是光速。考虑Jakes模型，第l条路径的相关函数定义为J₀(2πnf_maxT_s)，其中J₀(·)标示第一类零阶贝塞尔函数，T_s标示采样周期。

由于其紧凑性和稀疏性，延迟多普勒信道表示的使用是有益的。由于通常仅存在少量具有关联反射信号的物理反射器，因此延迟多普勒域中的信道建模和估计所需的参数比时频域中的要少得多。

本发明建立在延迟多普勒信道表示的特性之上，并且应用用于将时变信道参数化为OFTS中的多个基函数的加权组合的基扩展模型(BEM)。BEM有很多种，包括复指数BEM(CE-BEM)、广义CE-BEM(GCE-BEM)、非临界采样CE-BEM(NCS-CE-BEM)、多项式BEM、离散长椭球(DPS)BEM、Karhunen-Loeve BEM(KL-BEM)、时空BEM等。具有信道统计知识的KL-BEM是最准确的BEM模型。然而，当假设的信道统计数据与实际情况不同时，其性能并不是最优的。相比之下，CE-BEM及其变体GCE-BEM和NCS-CE-BEM与信道统计无关。

在下面的描述中，选择GCE-BEM是因为它的分析易处理性。使用GCE-BEM构建用于在接收机中使用的信道模型，在时域中时变信道矩阵中第t(t＝0,1,…,MN-1)时刻处的第l’(l’＝0,1,…,L)信道路径可以建模为

其中Q标示BEM基函数的阶数，c_q[l’]标示第l'条路径的第q个BEM系数，以及标示第q个BEM建模频率。注意，T是正整数。值得注意的是，与T＝1的GCE-BEM相比，T≥2的GCE-BEM能够最小化建模误差，但代价是复杂性较高。为了准确地建模时变信道，Q取为/>其中，Δf是子载波间距(spacing)。因此，H_t，即时域中的时变信道矩阵，可以进一步表示为

其中，标示第q个BEM基函数，C_q作为循环矩阵由下式给出

通过利用离散傅立叶变换(DFT)概念，循环矩阵C_q可以表示为

其中c_q＝[c_q[0],c_q[1],···,c_q[L]]^T标示第q个BEM系数向量，F_MN标示MN点DFT矩阵，F_MN×L对应于F_MN的第一个(L+1)列。因此，H_t可以进一步表述为

将信道矩阵H_t的基于BEM的表示代入描述延迟多普勒域中接收信号向量y的等式中，得到

为了简单起见，下面通过考虑T＝1的GCE-BEM导出x[k,l]和y[k,l]之间的逐元素输入输出关系。

在发射机处，经过逆SFFT后，时间和频率域中的符号X[n,m]由下式给出：

海森堡变换后的时域符号s[n,m′]可写为

经过双选择性衰落信道传播后，接收的时域符号r[n,l]可表示为

其中，假设且l≥L。在接收机处，经过SFFT和维格纳变换后，延迟多普勒域中的接收符号y[k,l]由下式给出：

因此，必须估计接收机中的H_t的任务变换为必须估计BEM系数c_q[l’]的任务。由于使用GCE-BEM对通信信道进行建模，需要在接收机处确定的未知时变信道系数的数量已从MN(L+1)减少到(Q+1)(L+1)。

下面将描述在接收机中使用GCE-BEM信道建模进行信道估计的有效性，重点关注v＝125km/h和v＝500km/h的示例性实际5G TDL-B信道中的信道建模误差。

信道建模误差定义为

以H_BEM为由GCE-BEM表征的信道。延迟和多普勒网格的数量分别设置为M＝128和N＝16。载波频率和子载波间距分别指定为4GHz和15KHz。因此，对于v＝125km/h，T＝1和T＝2时，Q的最小要求值分别计算为2和4，而对于v＝500km/h时的Q的最小要求值则为4和8。

从表I所示的模拟结果中可以得出一些观察：

表I：OTFS中的GCE-BEM信道建模误差MSE_Model。

首先，我们可以观察到，通过增加BEM阶数Q可以减少BEM建模误差。例如，给定v＝500km/h且T＝1，当Q从2变为8时，BEM建模误差从0.3减小到0.02。然而，很容易注意到，T＝1时的建模误差很大，并且不能通过仅增加Q来进一步减小。为了解决这个误差层(floor)，提出了T＝2时更准确的GCE-BEM模型。根据表I，通过将T从1增加到2，BEM建模误差显著降低，尤其是当v＝125km/h时。例如，当Q为8时，BEM建模误差减少了近10⁶倍。请注意，当v＝500km/h时，当Q为2和4时，T＝2时的BEM建模误差略大于T＝1时。这是因为这两个Q值远小于其最小要求的Q值，并且其性能无法得到保证。当Q增加到6和8时，T＝2时可以实现更小的BEM建模误差。因此，Q和T的选择是GCE-BEM准确表征具有多普勒扩展的双选择性衰落信道的两个重要因素。

图2示出了接收机处随时间变化的具有多普勒扩展的示例性实际5GTDL-B OTFS信道的信道增益，以及基于GCE-BEM的接收机中的信道估计，其中T＝2，分别对于a)v＝125km/h和b)v＝500km/h。

对于v＝125km/h和v＝500km/h的最小Q分别选择为4和8。从图2中可以得出两个观察。一方面，随着速度的增加，信道变化得更快。另一方面，所提出的T＝2的GCE-BEM模型在高(v＝125km/h)和极端(v＝500km/h)移动性方面与真实信道密切匹配。为了清楚起见，图中虚线表示的真实信道增益与实线表示的估计信道增益之间的差异在实际结果上被夸大，其几乎无法区分。

上述示例的一个要点是，在接收机中使用两级信道估计似乎是有利的。如下文将进一步描述的，根据本发明的接收机使用这样的两级设计，其中第一信道估计单元使用GCE-BEM信道模型，其具有用于初始信道估计的第一小BEM阶数，以及第二信道估计单元使用具有第二BEM阶数的GCE-BEM信道模型，该第二BEM阶数大于第一信道估计单元的第一小BEM阶数。

接收机中的两级信道估计还允许设计具有低导频开销的OTFS通信帧，从而有助于高频谱效率。

优选地，在初始信道估计阶段，为了低导频开销和低复杂性，考虑小BEM阶数Q_S且T＝1的GCE-BEM。如上面进一步讨论的，接收的符号y[k,l]是多个发送符号x[k_t,l_t]的叠加，其中k_t∈[k-Q_S/2,k+Q_S/2]且l_t∈[l-L,l]。

图3分别示出了在发射机和接收机处根据本发明的OTFS帧模式。在发射机处，在(k_p,l_p)处放置导频P，其沿着延迟和多普勒维度分别被2L和2Q_S保护符号G包围，以防止数据符号和导频符号P之间的干扰(占据所有其他网格空间的数据符号在图中没有具体指定)。因此，x[k,l]可以获得以下值

其中x_p和x_d[k,l]分别对应导频符号和数据符号，k_a＝k_p-Q_S，k_b＝k_p+Q_S，l_e＝l_p-L，和l_f＝l_p+L。通过使用GCE-BEM对双选择性衰落信道进行建模，导频x_p将位于接收机处的k∈[k_p-Q_S/2,k_p+Q_S/2]并且l∈[l_p,l_p+L]。

相比之下，图4中所示的例如如P.Raviteja、K.T.Phan和Y.Hong在2019年《IEEE车辆技术汇刊》第68卷第5期第4906-4917页“信道中OTFS的嵌入式导频辅助信道估计”(“Embedded pilot-aided channel estimation for OTFS in channels,”IEEETrans.Veh.Technol.,vol.68,no.5,pp.4906-4917)中所建议的传统OTFS帧设计要求沿着多普勒维度显著更多的保护符号G来减轻多普勒间干扰，因此具有更高的导频开销。

注意，保护符号也被认为是一种导频符号，并且因此根据本发明的BEM OTFS接收机的导频开销可以确定为

因此，根据本发明的第一方面，提出了一种用于OTFS传输系统的通信帧的导频符号和数据符号的二维布置。导频符号和数据符号沿着延迟多普勒域中的网格点来布置。二维布置的特征在于，导频符号在多普勒域的每个方向上被多个保护符号包围，保护符号的数量是用于在第一信道估计单元中在接收机中对通信信道进行建模的BEM基函数的阶数的两倍。因此，二维布置表示通信帧的特定数据结构，其是发射机中以及最终接收机中的特定处理的基础。

在接收机的第一信道估计单元中使用低阶BEM基函数导致通信帧中小的导频开销，该导频开销包括导频信号和导频信号周围的保护空间。然而，低阶BEM信道估计可提供低于标准的性能。根据本发明第三方面的接收机通过使用迭代两级信道估计设计来解决该问题，如下面将进一步讨论的。

在OTFS传输系统的通信帧结构的导频符号和数据符号的二维布置的一个或多个实施例中，在延迟域的每个方向上的保护符号的数量是用延迟仓(bin)表示的最大时间延迟的两倍。回想一下，延迟很大程度上取决于有效信号可以通过一次或多次反射从发射机到接收机所采取的最长路径，即取决于具有最长路径的多路径信号。

根据本发明的第二方面，一种OTFS传输系统的发射机包括被布置在第一发射机侧变换单元和第二发射机侧变换单元上游的信号映射器。根据上文描述的本发明的第一方面，信号映射器适于接收二进制数据序列并输出延迟多普勒域中的通信帧的导频符号、保护符号和数据符号的二维布置。第一发射机侧变换单元适于在输入处接收从信号映射器输出的延迟多普勒域中的二维通信帧，并输出在时频域内信息符号的二维布置。时频域中信息符号的二维布置包括并表示导频符号和数据符号两者。第一发射机侧变换单元的输出被提供给第二发射机侧变换单元的输入，第二发射机侧变换单元适于输出表示通信帧的连续时域信号，以便在通信信道上进行发送。

在一个或多个实施例中，第一发射机侧变换单元适于执行预编码和/或逆辛有限傅里叶变换。

在一个或多个实施例中，第二发射机侧变换单元适于执行海森堡变换或逆有限傅里叶变换(IFFT)。

在实际场景中，传输功率存在限制，其涵盖数据传输和导频传输两者。定义P_T为总传输功率，α(α∈(0,1))为数据功率分配比率。它表明P_T和(1-α)P_T分别用于传输数据符号和导频。通常，如果使用更多的功率用于导频传输，即α较小，则初始信道估计性能会更好。然而，用于数据传输的功率会减少，导致数据信噪比(SNR)较低，从而可靠性较低。相反，分配的导频功率较小，即α较大，会导致初始信道估计和信号估计较差，这不是实现后续信道估计和均衡细化的良好起点，也导致可靠性低。因此，数据和导频之间合适的功率分配对于实现高可靠性至关重要。

更具体地，假设数据功率αP_T被均匀地分配在所有数据符号上。当涉及到导频符号和保护符号时，我们假设所有导频功率(1-α)P_T都指派给导频符号x_p。值得注意的是，当平均数据SNR和导频SNR相同时，功率分配比率α定义为

在M＝128、N＝16、Q_S＝2且L＝5的示例性OTFS通信帧中，平均数据和导频SNR相等时的功率分配比率α为97.3％。模拟已经表明，根据本发明的具有λ＝2,7％的导频开销的接收机的BER随着α的增加而下降，达到接近0.99的α的最低点，并且快速上升到该值之上。

在模拟中，发现0.9和0.99之间的任何功率分配比率在根据本发明的接收机中提供非常令人满意的BER性能，而0.5和0.9之间的功率分配比率仍然优于现有技术接收机。根据本发明的接收机的BER性能在0.5和0.99之间的功率分配比率上密切跟踪表示完美信道估计的下界。

因此，在一个或多个实施例中，发射机被布置为将总发射功率的50％与99％之间指派给数据符号，并将剩余发射功率给导频符号，优选地在90％与99％之间。

在一个或多个实施例中，发射机被布置为根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配分别指派给数据符号和导频符号的功率。例如，如果通信信道、载波频率和/或发射机和接收机之间的速度差变化，则对于单个或成组的后续通信帧来说，适配可以是动态的。

在一个或多个实施例中，信号映射器被布置为根据使用的通信信道、使用的载波频率、最大延迟和/或发射机与接收机之间的速度差来适配导频开销。例如，如果通信信道、载波频率和/或发射机和接收机之间的速度差变化，则对于单个或成组的后续通信帧来说，适配可以是动态的。

发射机中的导频开销和/或功率分配比率的静态适配可以基于以下假设：使用的通信信道、载波频率和/或发射机和接收机之间的速度差是静态的或者在可容忍的限度内可忽略不计地变化。静态适配还可以考虑最坏情况的场景，例如，当接收机和发射机通信连接时(例如，在无线电范围内)，发射机和接收机之间的最大预期或允许的速度差、最大预期延迟等。预期最大速度差可以由外部输入数据提供(例如固定发射机的覆盖区域内的移动实体(例如汽车或火车)的速度限制)。

发射机中的导频开销和/或功率分配比率的动态适配可以基于发射机和接收机之间的实际速度差。这样的信息可以从接收机提供，例如接收机的速度向量，或者关于在发射机处可用的信息(例如在发射机的范围内的接收机的数量)。在固定发射机(例如，基站等)中，该数量可以对应于当前或平均与发射机附接或通信连接的接收机的数量。动态适配还可以基于从接收机接收的信息，例如信道状态信息、比特误差率或对先前接收的信号进行解码所需的信道估计的迭代次数。

然而，功率分配和/或导频开销也可以针对特殊要求进行调整。例如，为了在接收机中实现快速收敛性能，功率分配比率α可以选择为小于数据SNR和导频SNR相等的功率分配比率，和/或第一信道估计单元的BEM阶数可以大于1，导致较大的导频开销。模拟表明，95％左右的功率分配比率有利于BER和收敛性能两者的最大化。

可以通过在实际传输开始之前执行训练来实现动态地找到导频信号和数据信号比率的接近最佳的功率分配。如上面进一步提到的，当平均数据SNR和平均导频SNR相等时，可以找到有利的功率分配比率。

如上面已经简要提到的，一种根据本发明的第三方面的接收机使用两级信道估计来实现初始信道估计，随后是初始均衡和符号估计，以及迭代信道估计，随后是相应的均衡和符号估计。

在示例性初始阶段，为了低导频开销和低复杂性，使用具有小BEM阶数Q_S和T＝1的GCE-BEM模型来表征时变信道。

逐元素输入输出关系由下式给出

考虑图3中的OTFS帧，BEM系数c_q[l’]可以通过导频x_p轻松估计，其中q＝0,1,···,Q_S且l’＝0,1,···,L，产生

其中请注意，上标0指示这是初始估计。BEM系数估计/>可用于填充BEM系数循环矩阵C_q，因此时域信道矩阵H_t的第一估计可通过下式估计：

并且接收信号向量y的第一估计可以表示为

最后，可以例如在消息传递(MP)均衡器中执行初始信号检测和符号估计，其中估计的符号包括导频符号和数据符号。

在示例性迭代阶段中，以两种方式细化信道估计。一方面，采用更准确的GCE-BEM模型，具有更大的BEM阶数和T＝2，以准确表征双选择性衰落信道。另一方面，在先前的信道估计中检测的数据符号被用作伪导频以细化信道估计。细化后的信道估计进而导致增强的均衡。迭代地重复前述细化的信道估计和均衡，直到达到终止准则，例如，预定迭代次数或者对先前低于预定值的均衡的改进。

定义并标示s＝[s[0],s[1],…,s[MN-1]]^T。由于BEM系数矩阵C_q是循环的，因此可以得到C_qs＝Sc_q，其中S定义为

通过利用DFT概念，S可以写为

并且接收信号向量y可以确定为

对于迭代信道估计，使用BEM阶数Q_L大于初始信道估计的BEM阶数Q_S的GCE-BEM，并且T大于初始信道估计的T，例如T＝2。回想一下更大的T值改进BEM分辨率，而BEM阶数Q也对应增加，即因此，可以减少BEM建模误差并增强信道估计性能，但代价是复杂性增加。T＝2时，估计准确性和计算复杂性之间存在良好的权衡，同时不排除其他值，并且也可能取决于使用的BEM变体或其他因素。

定义通过第i次迭代的信号估计/>BEM系数向量c可以轻松获得为

其中，其中

然后确定新的信道和信号估计并分别标示为和/>重复上述过程，即信道估计和均衡，直到满足终止准则，例如获得满意的性能。

因此，根据本发明的第三方面，一种用于OTFS传输系统的接收机包括第一接收机侧变换单元和第二接收机侧变换单元。该接收机适于在第一接收机侧变换单元的输入处接收表示根据权利要求1的通信帧的时域信号，该时域信号在实际通信信道(即，经受多普勒扩展的通信信道)上发送，该第一接收机侧变换单元输出接收的通信帧在时频域中的二维表示。第一接收机侧变换单元的输出被提供给第二接收机侧变换单元的输入，第二接收机侧变换单元输出接收的包括导频信号和数据信号的通信帧的在延迟多普勒域中的二维表示。至少从第二接收机侧变换单元输出的导频信号被提供给第一信道估计单元，该第一信道估计单元输出时域信道矩阵的第一估计时域信道矩阵的第一估计/>以及第二接收机侧变换单元输出的至少数据信号或者第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给均衡器单元，该均衡器单元输出至少数据信号的估计集合。至少数据信号的估计集合以及从第二接收机侧变换单元输出的至少导频信号或者从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给第二信道估计单元，第二信道估计单元输出时域信道矩阵的第二估计/>第二信道估计单元的输出/>以及第二接收机侧变换单元输出的至少数据信号或者第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给均衡器单元，其输出至少数据信号的进一步估计集合。迭代地重复第二信道估计单元中的信道估计和均衡器单元中估计至少数据信号的估计集合，直到满足终止准则。换句话说，重复在第二信道估计单元中估计时域信道矩阵/>和在均衡器单元中估计至少数据符号的集合，向第二接收侧信道估计单元反馈均衡器单元的相应最新输出以及从第二接收机侧变换单元输出的至少导频信号或者从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号的过程，直到满足终止准则。

终止准则可以包括均衡器单元的输出的收敛。例如，当用于两个后续迭代的均衡器单元的解码输出的比特误差率低于预定阈值时，可以假设这种收敛。该阈值可以是例如小于10^-6的比特误差率的差异。另一种可设想的终止准则可以是预定的迭代次数。还可以设置最大迭代次数，在该最大迭代次数之后终止迭代，但是当在达到最大迭代次数之前在后续两次迭代的比特误差率低于预定阈值时，提前终止迭代。

在接收机的一个或多个实施例中，第一接收机侧变换单元适于执行有限傅立叶变换、逆海森堡变换或维格纳变换。

在接收机的一个或多个实施例中，第二接收机侧变换单元适于执行辛有限傅立叶变换。

在接收机的一个或多个实施例中，第一信道估计单元适于基于时变通信信道的第一BEM阶数的基扩展建模来执行信道估计。第一BEM阶数是指用于对通信信道进行建模的基扩展的阶数。第一信道估计优选地是导频辅助信道估计，即，使用通信帧中导频信号的已知位置和/或其他属性来进行估计。

在接收机的一个或多个实施例中，均衡器执行消息传递、迫零和/或最小均方误差均衡。

在接收机的一个或多个实施例中，第二信道估计单元适于基于时变通信信道的第二BEM阶数的基扩展建模来执行信道估计。第二BEM阶数是指用于对通信信道进行建模的基扩展的阶数。第二信道估计优选地是数据辅助信道估计，即除了通信帧中的导频信号之外，还使用均衡器单元中估计的信号进行估计。优选地，第二BEM阶数大于第一BEM阶数，例如第一BEM阶数Q_S可以为2，第二BEM阶数Q_L可以为4或6。

接收机的一个或多个实施例进一步包括控制单元，其适于接收关于接收机在地面上的绝对速度和方向、发射机在地面上的绝对速度和方向和/或接收机与发射机之间的相对速度的信息，并且还适于确定BEM阶数Q_S，和/或适于接收在发射机处使用的用于组成通信帧的BEM阶数Q_S。所接收或确定的BEM阶数Q_S和/或所接收的信息被传递到第一信道估计单元和/或第二信道估计单元，用于确定要应用或使用的BEM的相应阶数。例如，当移动终端附着到基站时，或者更一般地，当建立发射机和接收机之间的通信连接时，可以发送关于在发射机处使用的BEM阶数Q_S的信息。由于只需要几个字节，这不会显著减少开销，但在可以使用比默认开销更小的开销的情况下实际上可能会提高频谱效率。

如果不使用BEM阶数Q_S的动态适配，则接收机可以采用规定的默认值。

如上进一步所述，在接收机的第一信道估计单元中使用具有小BEM阶数Q_S的低分辨率GCE-BEM导致通信帧中小的导频开销。通过在每次信道估计之后将估计的数据信号迭代地提供给使用具有大于接收机的第一信道估计单元中使用的BEM阶数Q_L的高分辨率GCE-BEM的接收器的第二信道估计单元，所得到的低于标准的信道估计性能不仅仅是得到了补偿。在第二信道估计单元中，所估计的数据信号用作伪导频信号，并且随着越来越多的伪导频信号变得可用，允许信道估计随着每次后续迭代而大大改进。

上述发射机和接收机的各种元件可以以硬件实现，作为软件模块或其组合，即通过软件控制和/或参数化的硬件。具体地，接收机的第一信道估计单元和第二信道估计单元可以依赖于相同的硬件或软件模块，并且可以使用相应的输入数据和GCE-BEM参数来参数化用于相应的导频辅助或数据辅助信道估计。

根据本发明的第三方面的一种无线设备包括如上所述的用于OTFS传输系统的发射机和/或接收机。

根据本发明的第四方面，一种通过OTFS通信信道发送二进制数据序列的方法，包括在信号映射器中将二进制数据序列映射成沿着延迟多普勒域中的网格点的导频符号和数据符号的二维布置。在根据本发明的二维布置中，在多普勒域的每个方向上围绕导频符号的保护符号的数量是用于对接收机中的通信信道进行建模的BEM基函数的数量的两倍。转换器可以在延迟域的每个方向上在导频符号周围提供多个保护符号，其数量是用延迟仓表示的最大时间延迟的两倍。二维布置形成OTFS传输系统的通信帧。转换可以包括在信号映射器的输入处接收二进制数据序列并且在信号映射器的输出处提供导频符号和数据符号的二维布置。

该方法还包括在第一发射机侧变换单元中将延迟多普勒域中的二维通信帧变换成时频域中的信息符号的二维布置。第一变换可以包括在第一发射机侧变换单元的输入处接收延迟多普勒域中的二维通信帧并且在第一发射机侧变换单元的输出处提供信息符号的二维布置。

该方法还进一步包括在第二发射机侧变换单元中将信息符号的二维布置变换成表示通信帧的连续时域信号。第二变换可以包括在第二发射机侧变换单元的输入处接收时频域中的信息符号的二维布置并且在第二发射机侧变换单元的输出处提供表示通信帧的连续时域信号。

该方法还包括通过通信信道发送表示通信帧的连续时域信号。发送可以包括传统发射机已知的步骤，例如放大、波束成形和指向等。

在该方法的一个或多个实施例中，第一变换步骤包括对延迟多普勒域中的二维通信帧进行逆辛有限傅立叶变换。

在该方法的一个或多个实施例中，第二变换步骤包括对信息符号的二维布置进行海森堡变换或逆有限傅里叶变换(IFFT)。

在一个或多个实施例中，该方法还包括将数据符号和导频符号之间的功率分配比率设置在0.5和0.99之间，优选地在0.9和0.99之间。

在一个或多个实施例中，该方法还包括根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配数据符号和导频符号之间的功率分配比率。

在一个或多个实施例中，该方法还包括根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配导频开销。

根据本发明的第五方面，一种通过实际OTFS通信信道接收二进制数据序列的方法包括通过该通信信道接收表示根据权利要求1或2的通信帧的连续时域信号。该方法还包括在第一接收机侧变换单元中将表示通信帧的连续时域信号变换成在第一接收机侧变换单元的输出处可用的时频域中信息符号的二维布置。在该方法的下一步骤中，时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的二维布置在第二接收机侧变换单元中被变换成延迟多普勒域中的包括导频信号和数据信号的二维通信帧，其在第二接收机侧变换单元的输出处可用。为了在第一信道估计单元的输出处获得时域信道矩阵的第一估计至少将延迟多普勒域中的二维通信帧中包括的导频信号提供给第一信道估计单元。然后时域信道矩阵的第一估计/>以及从第二接收机侧变换单元输出的至少数据信号或从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给均衡器单元，用于在均衡器单元的输出处获得至少数据信号的估计集合。接下来，从均衡器单元输出的至少数据信号的估计集合以及在第二接收机侧变换单元中的第二变换后可用的至少导频信号或者从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给第二信道估计单元，用于估计时域信道矩阵的进一步估计/>然后，在第二信道估计单元的输出处可用的时域信道矩阵的进一步估计以及在第二接收机侧变换单元中第二变换后获得的至少数据信号或从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号被提供给均衡器单元，以获得至少数据信号的进一步估计集合。迭代地重复在第二信道估计单元中估计时域信道矩阵/>以及在均衡器单元中估计至少数据信号的估计集合，直到满足终止准则。在迭代过程中，使用相应的最新的至少数据信号的进一步估计集合和导频信号来估计时域信道矩阵/>并且相应的最新的估计的时域信道矩阵/>以及第二接收机侧变换单元中第二变换后获得的至少数据信号或者从第二接收机侧变换单元输出的导频信号和数据信号，被用来进行至少数据信号的下一步估计。

在该方法的一个或多个实施例中，将表示通信帧的连续时域信号变换成时频域中的信息符号的二维布置包括使表示通信帧的连续时域信号经受有限傅里叶变换、逆海森堡变换或维格纳变换。

在该方法的一个或多个实施例中，将时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的二维布置变换成延迟多普勒域中的包括导频信号和数据信号的二维通信帧包括使时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的二维布置经受辛有限傅立叶变换。

在该方法的一个或多个实施例中，获得时域信道矩阵的第一估计包括基于第一BEM阶数的时变通信信道的基扩展建模来执行信道估计。

在该方法的一个或多个实施例中，第二信道估计单元中时域信道矩阵的估计包括基于第二BEM阶数的时变通信信道的基扩展建模来执行信道估计。优选地，第二BEM阶数大于第一BEM阶数。

在该方法的一个或多个实施例中，在均衡器单元中获得至少数据信号的估计集合包括使在第二接收机侧变换单元中的第二变换之后获得的至少数据信号经受消息传递、迫零和/或最小均方误差均衡。

在一个或多个实施例中，该方法还包括在控制单元中接收关于接收机在地面上的绝对速度和方向、发射机在地面上的绝对速度和方向和/或接收机与发射机之间的相对速度的信息，并且确定BEM阶数Q_S，和/或接收在发射机处使用的用于组成通信帧的BEM阶数Q_S。接收的信息可以用于确定要在第一信道估计单元和/或第二信道估计单元中使用的相应BEM阶数。相应接收或确定的BEM阶数被提供给第一信道估计单元和/或第二信道估计单元。

发送和/或接收的方法可以由计算机程序指令表示，计算机程序指令当由微处理器执行时分别使得如前所述的OFTS传输系统的发射机或接收机的计算机和/或控制硬件组件分别执行如上所述的发送或接收方法。

计算机程序指令可以可检索地在计算机可读介质或数据载体上存储或传输。介质或数据载体可以物理地体现为例如硬盘、固态盘、闪存设备等的形式。然而，介质或数据载体还可以包括调制的电磁、电或光信号，该信号由计算机借助于对应的接收机接收，并且被传送到并存储在计算机的存储器中。

附图说明

在下面的部分中，将参考附图更详细地描述本发明的示例性实施例。在附图中，

图1示出了通用OTFS传输系统的框图，

图2示出了示例性实际5G TDL-B OTFS信道在不同速度下的信道增益实部，

图3示出了发射机处根据本发明的OTFS帧模式，

图4示出了传统的OTFS帧模式，

图5示出了根据本发明的示例性接收机的信道估计和均衡的框图，

图6示出了通过OTFS通信信道发送二进制数据序列的方法的流程图，以及

图7示出了通过易受双选择性衰落影响的OTFS通信信道接收二进制数据序列的方法的流程图。

在所有附图中，可以使用相同的附图标记来引用相同或相似的元件。

具体实施方式

图1至图4已在上面进一步描述并且将不再讨论。

图5示出了根据本发明的示例性接收机的信道估计和均衡的框图。信道估计和均衡取代了图1中所示的通用信道估计和均衡框。图1中所示的接收机300的所有其他元件，即，分别是第一接收机侧变换单元和第二接收机侧变换单元304和306，是相同的并且图中未显示。

从第二接收机侧变换单元306输出的延迟多普勒域中的导频信号和数据信号的二维布置y[k,l]可以首先被提供给导频提取单元326，其本质上是加窗函数，使用发送的二维阵列的构造的知识来去除或抑制数据信号。将所提取的导频信号y_p提供给第一信道估计单元320，第一信道估计单元320使用具有小BEM阶数Q_S和低分辨率T的GCE-BEM信道模型来执行导频辅助第一信道估计。第一信道估计单元320中的信道估计的结果被提供给均衡器324，与第二接收机侧变换单元306处可用的至少接收的数据信号y_d或整个接收的导频信号和数据信号的二维布置y[k,l]一起。发送的符号的第一估计被反馈到第二信道估计单元322，第二信道估计单元322使用具有比第一信道估计单元更高的BEM阶数Q_L和更高分辨率T的GCE-BEM信道模型来输出数据辅助信道估计。第二信道估计单元322还接收所提取的导频信号y_p或整个接收的导频信号和数据信号的二维布置y[k,l]。将第二信道估计单元322中的信道估计的结果提供给均衡器324，与在第二接收机侧变换单元306处可用的至少接收的数据信号y_d或整个接收的导频信号和数据信号的二维布置y[k,l]一起，用于获得比前一个改进的发送的符号的估计。重复该过程直到满足终止准则。

图6示出了通过OTFS通信信道发送二进制数据序列的方法400的流程图。在步骤402中，将二进制数据序列映射到延迟多普勒域中的二维通信帧。在步骤404中，延迟多普勒域中的二维通信帧被变换为时频域中的信息符号的二维布置。在步骤406中，时频域中的信息符号的二维布置被变换成表示通信帧的连续时域信号，其在步骤408中通过信道发送。在将延迟多普勒域中的信息符号的二维布置变换成时频域中的信息符号的二维布置之前，可以在可选步骤410中确定或适配导频信号和数据信号之间的功率分配比率和/或导频开销，其是在可选步骤412中设置的。

图7示出了通过易受双选择性衰落影响的OTFS通信信道接收二进制数据序列的方法500的流程图。在步骤502中，通过通信信道接收表示通信帧的连续时域信号。在步骤504中，将表示通信帧的连续时域信号变换成时频域中信息符号的二维布置。在步骤506中，时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的二维布置被变换为延迟多普勒域中的包括导频信号和数据信号的二维通信帧。在步骤508中，在第一信道估计单元320中获得时域信道矩阵的初始估计，第一信道估计单元320基于第一BEM阶数的并且在第一低分辨率处的时变通信信道的基扩展建模执行信道估计。在步骤510中，基于信道估计和延迟多普勒域中的通信帧，在均衡器单元324中确定至少数据信号的估计集合。步骤514检查是否满足终止准则，在肯定的情况下，步骤514的“是”分支，在步骤516中用信号通知所估计的接收符号可以被输出给解映射器，并且最终可以被输出为接收的二进制序列。如果不满足终止准则，则步骤514的“否”分支，在第二信道估计单元322中获得时域信道矩阵的进一步估计，第二信道估计单元322基于第二BEM阶数的并在第二高分辨率处的时变通信信道的基扩展建模，除了导频信号之外还使用估计的数据信号，来执行信道估计。信道估计的结果被提供给均衡器，均衡器使用来自步骤512的进一步估计来重复步骤510。

可选地，在步骤520中，可以接收在发射机中使用的BEM阶数Q_S，或者允许确定要在信道估计中使用的BEM阶数的信息。在步骤522中，确定要使用的BEM阶数Q_S，并且在步骤524中将该阶数Q_S提供给信道估计单元。

定义和附图标记列表(描述的一部分)

f_c 载波频率

Δf 子载波间距

L 信道长度

M 延迟仓的数量

N 多普勒仓的数量

P_T 总发射功率

α 数据功率分配比率

λ 导频开销

Q_S 初始低阶信道估计中的BEM阶数

Q_L 后续迭代信道估计中的BEM阶数

AWGN 加性高斯白噪声

BEM 基扩展模型

CE-BEM 复指数BEM

GCE-BEM 广义CE-BEM

DFT 离散傅里叶变换

MSE 均方误差

OTFS 正交时频空间

SNR 信噪比

BER 比特误差率

OFDM 正交频分复用

MP 消息传递

SFFT 有限辛傅里叶变换

200 发射机

202 第一发射机侧变换单元

204 第二发射机侧变换单元

206 天线

300 接收机

302 天线

304 第一接收机侧变换单元

306 第二接收机侧变换单元

310 信道估计和均衡框

320 第一信道估计单元

322 第二信道估计单元

324 均衡器单元

326 导频提取单元

400 发送方法

402 映射到延迟多普勒域

404 变换到时频域

406 变换到连续时域信号

408 通过信道发送

410 适配功率分配/导频开销

412 设置功率分配/导频开销

500 接收方法

502 接收连续时域信号

504 将连续时域信号变换为时频域中信息符号的二维布置

506 将时频域中信息符号的二维布置变换为延迟多普勒域中的二维通信帧

508 在第一信道估计单元中估计时域信道矩阵

510 获取估计符号

512 在第二信道估计单元中估计时域信道矩阵

514 满足终止条件吗？

516 输出估计到解映射器

520 接收

522 确定要使用的BEM

524 向信道估计单元提供BEM

Claims (31)

1.一种用于OTFS传输系统的通信帧的导频符号(P)和数据符号的二维布置，所述导频符号(P)和数据符号沿着延迟多普勒域中的网格的点来布置，其特征在于，所述导频符号(P)被保护符号(G)包围，其中在所述多普勒域的每个方向上的保护符号(G)的数量是用于在接收机(300)中对所述通信信道进行建模的BEM基函数的阶数的两倍。

2.根据权利要求1所述的用于OTFS传输系统的通信帧中的符号的二维布置，其中，在所述延迟域的每个方向上围绕所述导频符号(P)的保护符号(G)的数量是用延迟仓表示的最大时间延迟的两倍。

3.一种OTFS传输系统的发射机(200)，包括被布置在第一发射机侧变换单元(202)和第二发射机侧变换单元(204)的上游的信号映射器，

其中，所述信号映射器适于接收二进制数据序列，并输出延迟多普勒域中的二维通信帧(x[k,l])，其中导频符号(P)、数据符号和保护符号(G)根据权利要求1进行二维布置，

其中，所述第一发射机侧变换单元(202)适于在输入处接收从所述信号映射器输出的所述延迟多普勒域中的所述二维通信帧，并输出时频域中的信息符号的二维布置，以及

其中，所述第一发射机侧变换单元(202)的输出被提供给所述第二发射机侧变换单元(204)的输入，所述第二发射机侧变换单元(204)适于输出表示所述通信帧的连续时域信号，以用于在通信信道上发送。

4.根据权利要求3所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)，其中，所述第一发射机侧变换单元(202)适于执行预编码和/或逆辛有限傅里叶变换。

5.根据权利要求3或4所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)，其中，所述第二发射机侧变换单元(204)适于执行海森堡变换或逆有限傅里叶变换(IFFT)。

6.根据权利要求3至5中的一项所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)，其中，所述发射机(200)被布置为将总发射功率的50％至99％之间指派给数据符号，并且将剩余发射功率指派给导频符号，优选地在90％和99％之间。

7.根据权利要求3至6中的一项所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)，其中，所述发射机(200)被布置为根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配分别指派给数据符号和导频符号(P)的功率。

8.根据权利要求3至7中的一项所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)，其中，所述信号映射器被布置为根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配导频开销。

9.一种用于OTFS传输系统的接收机(300)，包括第一接收机侧变换单元(304)和第二接收机侧变换单元(306)，其中，所述接收机(300)适于在所述第一接收机侧变换单元(304)的输入处接收在通信信道上发送的表示根据权利要求1所述的通信帧的时域信号，所述第一接收机侧变换单元(304)输出所接收的通信帧在时频域中的二维表示，并且其中，所述第一接收机侧变换单元(304)的输出被提供给所述第二接收机侧变换单元(306)的输入，所述第二接收机侧变换单元(306)输出所接收的包括导频信号和数据信号的通信帧在所述延迟多普勒域中的二维表示，其中，至少从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号被提供给第一信道估计单元(320)，所述第一信道估计单元(320)输出时域信道矩阵的第一估计其中，所述时域信道矩阵的所述第一估计/>以及从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的至少所述数据信号或从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号被提供给均衡器单元(324)，所述均衡器单元(324)输出至少数据信号的估计集合，其中，所述至少数据信号的估计集合以及从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的至少所述导频信号或从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号被提供给第二信道估计单元(322)，所述第二信道估计单元(322)输出所述时域信道矩阵的第二估计/>其中，所述第二信道估计单元(322)的输出/>以及从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的至少所述数据信号或从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号被提供给所述均衡器单元(324)，所述均衡器单元输出至少数据信号的另一估计集合，其中，所述接收机(300)适于迭代地重复在所述第二信道估计单元(322)中的信道估计以及在所述均衡器单元(324)中估计至少数据信号的估计集合，直到满足终止准则。

10.根据权利要求9所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，其中，所述第一接收机侧变换单元(304)适于执行有限傅里叶变换、逆海森堡或维格纳变换。

11.根据权利要求9或10所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，其中，所述第二接收机侧变换单元(306)适于执行解码和/或辛有限傅立叶变换。

12.根据权利要求9至11中的一项所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，其中，所述第一信道估计单元(320)适于基于所述时变通信信道的第一BEM阶数的基扩展建模来执行信道估计。

13.根据权利要求9至12中的一项所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，其中，所述均衡器单元(324)执行消息传递、迫零和/或最小均方误差均衡。

14.根据权利要求9至13中的一项所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，其中，所述第二信道估计单元(322)适于基于所述时变通信信道的第二BEM阶数的基扩展建模来执行信道估计。

15.根据权利要求9至14中的一项所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)，还包括控制单元，所述控制单元适于接收关于所述接收机(300)在地面上的绝对速度和方向、所述发射机(200)在地面上的绝对速度和方向和/或所述接收机(300)与所述发射机(200)之间的相对速度的信息，并且还适于确定BEM阶数(Q_S)，和/或适于接收在所述发射机(200)处使用的用于组成所述通信帧的所述BEM阶数(Q_S)，并且适于将所接收的信息和/或所述BEM阶数(Q_S)传递给所述第一信道估计单元和/或第二信道估计单元(320，322)。

16.一种无线设备，包括根据权利要求3至8中的一项所述的用于OTFS传输系统的发射机(200)和/或根据权利要求9至15中的一项所述的用于OTFS传输系统的接收机(300)。

17.一种在OTFS通信信道上发送二进制数据序列的方法(400)，包括：

-在信号映射器中将二进制数据序列映射(402)到根据权利要求1或2的延迟多普勒域中的二维通信帧，

-在第一发射机侧变换单元(202)中将所述延迟多普勒域中的所述二维通信帧变换(404)为时频域中的信息符号的二维布置，

-在第二发射机侧变换单元(204)中将所述时频域中的信息符号的所述二维布置变换(406)为表示所述通信帧的连续时域信号，以及

-在所述通信信道上发送(408)表示所述通信帧的所述连续时域信号。

18.根据权利要求17所述的方法(400)，其中，所述第一变换步骤(404)包括使所述延迟多普勒域中的所述二维通信帧经受逆辛有限傅立叶变换。

19.根据权利要求17或18所述的方法(400)，其中，所述第二变换步骤(406)包括使信息符号的所述二维布置经受海森堡变换或逆有限傅立叶变换(IFFT)。

20.根据权利要求17至19中的一项所述的方法(400)，还包括：将数据符号与导频符号之间的功率分配比率设置(410)在0.5与0.99之间，优选地在0.9与0.99之间。

21.根据权利要求17至20中的一项所述的方法(400)，还包括：根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配(412)数据符号与导频符号之间的功率分配比率。

22.根据权利要求17至21中的一项所述的方法(400)，还包括：根据使用的通信信道、使用的载波频率和/或发射机与接收机之间的速度差来适配(412)导频开销。

23.一种在对双选择性衰落敏感的OTFS通信信道上接收二进制数据序列的方法(500)，包括：

-在所述通信信道上接收(502)表示根据权利要求1或2的通信帧的连续时域信号，

-在第一接收机侧变换单元(304)中将表示所述通信帧的所述连续时域信号变换(504)为在所述第一接收机侧变换单元(304)的输出处可用的时频域中的信息符号的二维布置，

-在第二接收机侧变换单元(306)中将所述时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的所述二维布置变换(506)为在所述第二接收机侧变换单元(306)的输出处可用的延迟多普勒域中的包括导频信号和数据信号的二维通信帧，

-将从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的至少所述导频信号提供给第一信道估计单元(320)，用于在所述第一信道估计单元(320)的输出处获得(508)时域信道矩阵的第一估计

-将所述时域信道矩阵的所述第一估计以及从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的至少所述数据信号或从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号提供给均衡器单元(324)，用于在所述均衡器单元(324)的输出处获得(510)至少数据信号的估计集合，

-在第二信道估计单元(322)中根据从所述均衡器单元(324)输出的所述至少数据信号的估计集合以及根据在所述第二接收机侧变换单元(306)中的第二变换之后获得的至少所述导频信号或者从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号来估计(512)所述时域信道矩阵的估计

-将在所述第二信道估计单元(322)的输出处可用的所述时域信道矩阵的所述估计以及在所述第二接收机侧变换单元(306)中的第二变换之后获得的至少所述数据信号或从所述第二接收机侧变换单元(306)输出的所述导频信号和数据信号提供给所述均衡器单元(324)，用于获得(510)至少数据信号的另一估计集合，以及

-迭代地重复在所述第二信道估计单元(322)中估计(512)所述时域信道矩阵以及在所述均衡器单元(324)中估计(510)至少数据信号的集合，直到满足终止准则。

24.根据权利要求23所述的方法(500)，其中，第一变换步骤(504)包括使表示通信帧的所述连续时域信号经受有限傅立叶变换、逆海森堡或维格纳变换。

25.根据权利要求23或24所述的方法(500)，其中，第二变换步骤(506)包括使所述时频域中的包括导频信号和数据信号的信息符号的所述二维布置经受辛有限傅立叶变换。

26.根据权利要求23至25中的一项所述的方法(500)，其中，在所述第一信道估计单元(320)中获得(508)所述时域信道矩阵的所述第一估计包括基于第一BEM阶数的所述时变通信信道的基扩展建模执行信道估计。

27.根据权利要求23至26之一所述的方法(500)，其中，在所述第二信道估计单元中获得(512)所述时域信道矩阵的估计包括(322)基于第二BEM阶数的所述时变通信信道的基扩展建模执行信道估计。

28.根据权利要求23至27中的一项所述的方法(500)，其中，在所述均衡器单元(324)中获得(510)至少数据信号的估计集合包括：使在所述第二接收机侧变换单元(306)中的第二变换(506)之后获得的至少所述数据信号经受消息传递、迫零和/或最小均方误差均衡。

29.根据权利要求23至28中的一项所述的方法(500)，还包括：

-在控制单元中接收(520)关于所述接收机(300)在地面上的绝对速度和方向、所述发射机(200)在地面上的绝对速度和方向和/或所述接收机(300)与所述发射机(200)之间的相对速度的信息，和/或在所述发射机(200)处使用的用于组成所述通信帧的所述BEM阶数(Q_S)，

-确定(522)要在所述第一信道估计单元和/或所述第二信道估计单元(320，322)中使用的相应的BEM阶数，以及

-将相应确定的BEM阶数提供(524)给所述第一信道估计单元和/或所述第二信道估计单元(320、322)。

30.一种计算机程序产品，包括计算机程序指令，所述计算机程序指令当由微处理器执行时使分别根据权利要求3至8中的一项所述的OFTS传输系统的发射机或根据权利要求9至15中的一项所述的OFTS传输系统的接收机的计算机和/或控制硬件组件执行分别根据权利要求17至22或23至29中一项或多项所述的方法(400，500)。

31.一种计算机可读介质或数据载体，用于可检索地发送或存储根据权利要求30所述的计算机程序产品。