DE102021106011A1 - Ein Synchronisierungserfassungsverfahren für NR-Sidelink - Google Patents

Abstract

Ein Synchronisierungserfassungsverfahren für New-Radio(NR)-Sidelink. In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren: Berechnen eines ersten verzögerungskompensierten Eingangssignals, Berechnen eines ersten Korrelationswerts, Berechnen einer ersten Korrelationsstärke, Berechnen einer ersten gewichteten Korrelationsstärke, und Erfassen eines Synchronisierungssignals. Das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal kann auf einem Eingangssignal und einem Index eines ersten Tap-Werts basieren. Der erste Korrelationswert kann auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basieren. Die erste Korrelationsstärke kann auf dem ersten Korrelationswert basieren. Die erste gewichtete Korrelationsstärke kann auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basieren. Das Erfassen des Synchronisierungssignals kann eine Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke umfassen.

Description

• QUERVERWEIS AUF ÄHNLICHE ANMELDUNG(EN)
• Diese Anmeldung beansprucht die Priorität und den Vorzug der provisorischen US-Anmeldung Nr. 63/017,922 , eingereicht am 30. April 2020, mit dem Titel „Maximum Likelihood Based NR Sidelink SSS Searcher Method“, die durch Verweis vollinhaltlich hierin aufgenommen ist.
• GEBIET
• Ein oder mehrere Aspekte von Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Offenbarung betreffen New Radio und insbesondere ein System und ein Verfahren für eine New-Radio-Sidelink-Synchronisierungssymbol-Erfassung.
• Hintergrund
• Bei einer New-Radio-Sidelink-Kommunikation werden Synchronisierungssignale bestehend aus Sidelink-Primär- und -sekundärsynchronisierungssignalen (S-PSS und S-SSS) in regelmäßigen Zeitabständen von der Sende-Nutzervorrichtung (UE) an die Empfangs-UE(s) übermittelt. Die Empfangs-UE kann das Synchronisierungssignal erfassen und den Sidelink-Kanal synchronisieren. Eine Synchronisierung auf diese Art durchzuführen, die sowohl stabil als auch kostengünstig ist (d. h. durchführbar unter Verwendung der Verarbeitungsfähigkeit einer UE), kann eine Herausforderung darstellen.
• Daher besteht ein Bedarf an einem verbesserten System und Verfahren für eine New-Radio-Sidelink-Synchronisierungssymbol-Erfassung.
• KURZFASSUNG
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren geschaffen umfassend: Berechnen eines ersten verzögerungskompensierten Eingangssignals, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einem Eingangssignal und einem Index eines ersten Tap-Werts basiert; Berechnen eines ersten Korrelationswerts, wobei der erste Korrelationswert auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; Berechnen einer ersten Korrelationsstärke, wobei die erste Korrelationsstärke auf dem ersten Korrelationswert basiert; Berechnen einer ersten gewichteten Korrelationsstärke, wobei die erste gewichtete Korrelationsstärke auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basiert; und Erfassen eines Synchronisierungssignals unter Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke.
• In einigen Ausführungsformen basiert das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einer komplexen Einheitsgrößenfunktion, die eine Phase aufweist, die proportional ist zu: Zeit und dem Index des ersten Tap-Werts.
• In einigen Ausführungsformen ist das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal proportional zu: der komplexen Einheitsgrößenfunktion und dem Eingangssignal.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Berechnen des ersten Korrelationswerts ein Berechnen eines skalaren Produkts von: der ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal.
• In einigen Ausführungsformen basiert die erste Korrelationsstärke ferner auf dem ersten Tap-Wert.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Berechnen der ersten Korrelationsstärke ein Berechnen des Quadrats der Größe der Summe des ersten Korrelationswerts und des ersten Tap-Werts.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner ein Berechnen des ersten Wichtungsfaktors als Verhältnis von: der Größe des ersten Tap-Werts im Quadrat zu der Summe von: der Größe des ersten Tap-Werts im Quadrat und einer Rauschvarianz.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner: Berechnen eines zweiten verzögerungskompensierten Eingangssignals, wobei das zweite verzögerungskompensierte Eingangssignal auf dem Eingangssignal und einem Index eines zweiten Tap-Werts basiert; Berechnen eines zweiten Korrelationswerts, wobei der zweite Korrelationswert auf der ersten Kandidatensequenz und dem zweiten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; Berechnen einer zweiten Korrelationsstärke, wobei die zweite Korrelationsstärke auf dem zweiten Korrelationswert basiert; und Berechnen einer zweiten gewichteten Korrelationsstärke, wobei die zweite gewichtete Korrelationsstärke auf einem zweiten Wichtungsfaktor und der zweiten Korrelationsstärke basiert.
• In einigen Ausführungsformen: weist der erste Tap-Wert eine größere Größe auf als ein dritter Tap-Wert und weist der zweite Tap-Wert eine größere Größe auf als der dritte Tap-Wert.
• In einigen Ausführungsformen ist die erste Kandidatensequenz ein New-Radio-Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignal.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Verfahren ferner ein Berechnen des Eingangssignals, wobei die Berechnung des Eingangssignals umfasst, eine kohärente Kombination von zwei Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignalen zu berechnen.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Nutzervorrichtung geschaffen, die eine Verarbeitungsschaltung umfasst, wobei die Verarbeitungsschaltung eingerichtet ist: ein erstes verzögerungskompensiertes Eingangssignal zu berechnen, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einem Eingangssignal und einem Index eines ersten Tap-Werts basiert; einen ersten Korrelationswert zu berechnen, wobei der erste Korrelationswert auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; eine erste Korrelationsstärke zu berechnen, wobei die erste Korrelationsstärke auf dem ersten Korrelationswert basiert; eine erste gewichtete Korrelationsstärke zu berechnen, wobei die erste gewichtete Korrelationsstärke auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basiert; und ein Synchronisierungssignal unter Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke zu erfassen.
• In einigen Ausführungsformen basiert das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einer komplexen Einheitsgrößenfunktion, die eine Phase aufweist, die proportional ist zu: Zeit und dem Index des ersten Tap-Werts.
• In einigen Ausführungsformen ist das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal proportional zu: der komplexen Einheitsgrößenfunktion und dem Eingangssignal.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Berechnen des ersten Korrelationswerts ein Berechnen eines skalaren Produkts von: der ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal.
• In einigen Ausführungsformen basiert die erste Korrelationsstärke ferner auf dem ersten Tap-Wert.
• In einigen Ausführungsformen umfasst das Berechnen der ersten Korrelationsstärke ein Berechnen des Quadrats der Größe der Summe des ersten Korrelationswerts und des ersten Tap-Werts.
• In einigen Ausführungsformen ist die erste Kandidatensequenz ein New-Radio-Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignal.
• In einigen Ausführungsformen ist die Verarbeitungsschaltung ferner eingerichtet, das Eingangssignal zu berechnen, wobei die Berechnung des Eingangssignals umfasst, eine kohärente Kombination von zwei Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignalen zu berechnen.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein System geschaffen, das ein Mittel zur Verarbeitung umfasst, wobei das Mittel zur Verarbeitung eingerichtet ist: ein erstes verzögerungskompensiertes Eingangssignal zu berechnen, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einem Eingangssignal und einem Index eines ersten Tap-Werts basiert; einen ersten Korrelationswert zu berechnen, wobei der erste Korrelationswert auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; eine erste Korrelationsstärke zu berechnen, wobei die erste Korrelationsstärke auf dem ersten Korrelationswert basiert; eine erste gewichtete Korrelationsstärke zu berechnen, wobei die erste gewichtete Korrelationsstärke auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basiert; und ein Synchronisierungssignal unter Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke zu erfassen.
• Figurenliste
• Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden unter Bezugnahme auf die Spezifikation, Ansprüche und beigefügten Zeichnungen ersichtlich und verständlich sein. Diese zeigen:
• 1 ein Blockschaltbild von zwei Nutzervorrichtungen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
• 2A ein Blockschaltbild eines Systems zur Durchführung einer Maximum-Likelihood-Erfassung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
• 2B ein Blockschaltbild eines Systems zur Durchführung einer Maximum-Likelihood-Erfassung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung;
• 2C ein Blockschaltbild eines Systems zur Durchführung einer Maximum-Likelihood-Erfassung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung; und
• 3 ein Flussdiagramm gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
• DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
• Die detaillierte Beschreibung, die nachfolgend in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen dargelegt ist, soll eine Beschreibung von beispielhaften Ausführungsformen eines Systems und eines Verfahrens für eine New-Radio-Sidelink-Synchronisierungssymbol-Erfassung sein, und soll nicht die einzigen Ausführungen wiedergeben, wie die vorliegende Offenbarung aufgebaut oder eingesetzt werden kann. Die Beschreibung legt die Merkmale der vorliegenden Offenbarung in Verbindung mit den dargestellten Ausführungsformen dar. Es versteht sich allerdings, dass die gesamten oder äquivalente Funktionen und Strukturen durch andere Ausführungsformen erzielt werden können, die ebenfalls im Schutzumfang der Offenbarung umfasst sein sollen. Wie an anderer Stelle hierin erwähnt, sollen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente oder Merkmale bezeichnen.
• 1 zeigt zwei Nutzervorrichtungen 105, die eingerichtet sind, mit einer New-Radio-Sidelink-Verbindung verbunden zu werden. Jede Nutzervorrichtung (UE) oder („Nutzervorrichtung“) umfasst eine Verarbeitungsschaltung 110 (im Nachfolgenden näher erläutert), die eine Sidelink-Verbindung mit der anderen UE durch die Funkvorrichtungen 115 der UEs 105 aufbauen kann. In dem New-Radio(NR)-Sidelink-Zellsuchprozess, erfasst eine Nutzervorrichtung das Sidelink-Primärsynchronisierungssignal (S-PSS) und das Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignal (S-SSS), sodass sie die Zellenidentifikation (ID) erfahren kann und sodass sie Daten synchronisieren kann, die mit einer anderen UE ausgetauscht werden. Der Sidelink-Synchronisierungssignal-Block (S-SSB) enthält ein Paar identischer S-PSS-Symbole auf Symbol 1 und 2 in dem Slot, gefolgt von einem Paar identischer S-SSS-Symbole auf Symbol 3 und 4. Eine UE kann das S-PSS erfassen und die S-PSS-ID erhalten und dann nach dem S-SSS suchen.
• Einige Ausführungsformen basieren auf einem Systemmodell, das aus diesen vier konsekutiven Symbolen besteht, deren Kanalimpulsantworten durch h₁, h₂, h₃ und h₄ bezeichnet sind. Es wird angenommen, dass jeder Kanalimpulsantwort(CIR)-Vektor L Taps h_i = [h_i(0),h_i(1),...,h_i(L-1),0,...,0]^T aufweist, die nicht null sind. Die Größe von h_i ist N x 1, wobei N die FFT-/IFFT-Größe ist, die von der Samplingrate der S-PSS- und S-SSS-Signale abhängig sein kann.
• Die Kanalfrequenzantworten (CFRs) der zwei S-PSS-Symbole kann erhalten werden, indem die empfangenen Symbole mit der erfassten S-PSS-Referenzsequenz entschlüsselt werden. Die entschlüsselten S-PSS-Signale können bezeichnet werden als $${\mathbf{y}}_{p\mathrm{,1}}={\mathbf{Fh}}_1+{\mathbf{w}}_{p\mathrm{,1}}$$

  

  $${\mathbf{y}}_{p\mathrm{,2}}={\mathbf{Fh}}_2+{\mathbf{w}}_{p\mathrm{,2}}$$

  

  wobei y_p,1 und y_p,2 jeweils entschlüsselte Ausgabevektoren für die ersten und zweiten S-PSS-Symbole sind und w_p,1 und w_p,2 jeweils die entsprechenden Rauschvektoren sind, von denen jeder eine Größe von 127 × 1 aufweist. F ist eine 127 × N-Matrix, deren Zeilen aus der N × N-FFT-Matrix entsprechend den S-PSS-Subcarrier(SC)-Stellen extrahiert werden. Die Signale y_p,1 und y_p,2 können berechnet werden, indem sie mit dem erfassten S-PSS-Signal entschlüsselt werden.
• Für das Paar S-SSS-Symbole können die Frequenzbereich(DS)-Empfangssignale geschrieben werden als $${\mathbf{y}}_{s\mathrm{,1}}={\mathbf{D}}_a{\mathbf{Fh}}_3+{\mathbf{w}}_{s\mathrm{,1}}$$

  

  $${\mathbf{y}}_{s\mathrm{,2}}={\mathbf{D}}_a{\mathbf{Fh}}_4+{\mathbf{w}}_{s\mathrm{,2}}$$

  

  wobei Y_s,1, y_s2, w_s,1 und w_s,2 die Frequenzbereich-Empfangsvektoren für das erste und zweite S-SSS-Symbol und die jeweils entsprechenden Rauschvektoren sind, von denen jeder eine Größe von 127 × 1 aufweist. D_α = diag([D_a(0), ... D_a(126)]) ist eine Diagonalmatrix, deren Diagonale die a S-SSS-Referenzsequenz ist.
• Wenn die obigen Gleichungen übereinander angeordnet werden, kann das Systemmodell geschrieben werden als: $$\mathbf{y}=\left[\begin{array}{c}{\mathbf{Fh}}_1\\ {\mathbf{Fh}}_2\\ {\mathbf{D}}_a{\mathbf{Fh}}_3\\ {\mathbf{D}}_a{\mathbf{Fh}}_4\end{array}\right]+\mathbf{w}$$

  

  wobei $\mathbf{y}={\left[{\mathbf{y}}_{p\mathrm{,1}}^{\text{T}}{\mathbf{y}}_{p\mathrm{,2}}^{\text{T}}{\mathbf{y}}_{s\mathrm{,1}}^{\text{T}}{\mathbf{y}}_{s\mathrm{,2}}^{\text{T}}\right]}^{\text{T}}$

  

  und $\mathbf{w}={\left[{\mathbf{w}}_{\text{p}\mathrm{,1}}^{\text{T}}{\mathbf{w}}_{\text{p}\mathrm{,2}}^{\text{T}}{\mathbf{w}}_{\text{s}\mathrm{,1}}^{\text{T}}{\mathbf{w}}_{\text{s}\mathrm{,2}}^{\text{T}}\right]}^{\text{T}}.$

  

  Einige Ausführungsformen setzen eine vereinfachte Maximum-Likelihood(ML)-Lösung über Kandidaten-S-SSS-Sequenzen ein, (wobei jede Kandidaten-S-SSS-Sequenz durch einen jeweiligen Wert des Index a identifiziert wird), basierend auf dem oben gezeigten Systemmodell.
• Einige Ausführungsformen verwenden einen ML-basierten Ansatz für einen New-Radio-Sidelink-S-SSS-Sucher, was bei unterschiedlichen Doppler-Szenarien optimal ist. Dieser Ansatz kann mit praktischen Anpassungen modifiziert werden, um eine Implementierung zu ermöglichen. Ferner kann das ML-Verfahren auf zwei komplexitätsreduzierte Ansätze vereinfacht werden, die bei jeweils hohen oder niedrigen Doppler-Szenarien einzusetzen sind. Die resultierenden Verfahren können in einigen Ausführungsformen auf andere Systeme ausgeweitet werden, wie beispielsweise NR-Downlink und weitere allgemeine Fälle.
• Die zwei identischen S-SSS-Symbole können aus einem Satz an 336 Kandidatensequenzen (oder „Referenzsequenzen“) ausgewählt werden. Eine Kostenfunktion für ein Maximum-Likelihood(ML)-Erfassungsverfahren über den S-SSS-Kandidaten-Referenzsequenz-Index a (der z. B. von 0 bis 335 reicht) kann ausgedrückt werden als: $$\begin{array}{l}\mathrm{\Phi }\left(a\right)={\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_0{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}{}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_1{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+2Re\{{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_3{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)\\ +{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H{\mathbf{G}}_2{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H{\mathbf{G}}_4{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H{\mathbf{G}}_4{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H{\mathbf{G}}_5{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)\}\end{array}$$

  

  wobei v_s,k(a) = F^HD_ay_s,k und v_p,k = F^Hy_p,k für k = 1, 2 und die G_is Diagonalmatrizen der Größe N x N sind (im Nachfolgenden detaillierter erläutert). Die ML-Erfassung wird erhalten, indem das Maximum von Φ(a) über die 336 a-Werte gefunden wird; dies ergibt: $${\left(\widehat{a}\right)}_{ML}=\text{arg }\underset{a}{{\displaystyle \text{max}}}\mathrm{\Phi }\left(a\right)$$

  
• Die G_is in der obigen Gleichung sind von der Kanalkovarianzmatrix einer Größe N × N als ${\mathbf{C}}_h=E\left\{h_i{h}_i^H\right\}$

  

  und von einer Dopplerfrequenz abhängig, deren zuverlässige Messung in einem echten System schwierig sein kann. Dementsprechend können praktische Anpassungen wie die unten aufgelisteten an den Gleichungen vorgenommen werden.
• Erstens ist die Kanalkovarianzmatrix eine Diagonalmatrix, bei der die Diagonale das Power-Delay-Profil (DPD) des Kanals enthält. Diese Matrix kann durch eine Diagonalmatrix ersetzt werden, gegeben durch $${\mathbf{C}}_{\widehat{h}}=diag\left(\left[{\left|\widehat{h}\left(0\right)\right|}^2,{\left|\widehat{h}\left(1\right)\right|}^2,\dots ,{\left|\widehat{h}\left(L-1\right)\right|}^2\mathrm{,0,}\dots \mathrm{,0}\right]\right),$$

  

  wobei ĥ(n) das n. Sample der ermittelten Kanalimpulsantwort (Channel Impulse Response; CIR) ist (die unter Verwendung von S-PSS-Symbolen ermittelt wurde).
• Zweitens hängt die Dopplerfrequenz f_D mit einer UE-Geschwindigkeit zusammen. Dementsprechend kann ein Korrelationsfaktor basierend auf einer maximalen erwarteten Fahrzeuggeschwindigkeit v_max verwendet werden; und die Dopplerfrequenz kann durch f _D = v_maxf₀/c ersetzt werden. Bei einer relativen Fahrzeuggeschwindigkeit von 450 km/h (z. B. zwei UEs, die sich mit 225 km/h aufeinander zu bewegen) bei einer Trägerfrequenz von f₀ = 3,6 GHz beträgt die Dopplerfrequenz ungefähr 1,5 kHz.
• Die Komplexität, eine Maximum-Likelihood-Lösung zu finden, kann auf verschiede Art und Weise reduziert werden. Eine UE kann zum Beispiel entweder eine Lösung basierend auf einer unendlichen Doppler-Annäherung oder eine Lösung basierend auf einer Null-Doppler-Annäherung abhängig von der Fading-Umgebung auswählen. Diese Lösungen können eine Erfassungsleistung erzielen, die der ML-Erfassung mit vollständiger Komplexität bei wesentlich niedrigeren Kosten ähnlich ist.
• In einer Lösung, die auf einer unendlichen Doppler-Annäherung basiert, wird die Kostenfunktion auf $\tilde{\mathrm{\Phi }}\left(a\right)={\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right)\mathbf{P}{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}^H\left(a\right)\mathbf{P}{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)$

  

  reduziert, wobei $\mathbf{P}={\left({\sigma }^2{\mathbf{C}}_{\widehat{h}}^{-1}+{\mathbf{I}}_N\right)}^{-1}$

  

  und σ² die Rauschvarianz ist. Basierend auf dieser Kostenfunktion kann ein reduzierter CIR-Tap-Ansatz, der mit einer effizienten schnellen Hadamard-Transformation(FHT)-Operation implementiert werden kann, verwendet werden. Dieser Ansatz kann in einem hohen Doppler-Szenario eingesetzt werden, wenn sich die UE mit hoher Geschwindigkeit bewegt (wie im Nachfolgenden detaillierter erläutert).
• Eine Lösung basierend auf einer Null-Doppler-Annäherung kann für ein niedriges Doppler-Szenario geeignet sein; in diesem Fall wird die Kostenfunktion zu $\tilde{\mathrm{\Phi }}\left(a\right)=\left({\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}^H\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H\right)\mathbf{P}\left({\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}\right).$

  

  Dieses Verfahren kann auch mit einem reduzierten CIR-Tap-Ansatz praktiziert werden (im Nachfolgenden detaillierter erläutert).
• In einigen Ausführungsformen können eine Maximum-Likelihood-Lösung und Annäherungs-Maximum-Likelihood-Lösungen wie folgt abgeleitet werden. Angenommen, der Rauschvektor w ist statistisch unabhängig von den CIR-Vektoren, so folgt, dass der Beobachtungsvektor y komplex normalverteilt ist mit Nullmittelwert und Kovarianzmatrix gegeben durch C_y(a) = Q(a)RQ^H(a) + σ²I₅₀₈, wobei Q(a) eine Matrix einer Größe von 508 × 4N ist, gegeben durch $$\mathbf{Q}\left(a\right)=\left[\begin{array}{cccc}\mathbf{F}& 0& 0& 0\\ 0& \mathbf{F}& 0& 0\\ 0& 0& {\mathbf{D}}_a\mathbf{F}& 0\\ 0& 0& 0& {\mathbf{D}}_a\mathbf{F}\end{array}\right]$$

  

  und Matrix R = A ⊗ C_h einer Größe 4N × 4N die Kronecker-Produktmatrix der Zeitbereichs(TD)-Symbol-Korrelations-Matrix A und der Diagonalmatrix C_h ist. Die Korrelationsmatrix A wird gegeben durch $$\mathbf{A}=\left[\begin{array}{cccc}1& {\alpha }_1& {\alpha }_2& {\alpha }_3\\ {\alpha }_1& 1& {\alpha }_1& {\alpha }_2\\ {\alpha }_2& {\alpha }_1& 1& {\alpha }_1\\ {\alpha }_3& {\alpha }_2& {\alpha }_1& 1\end{array}\right]$$

  

  wobei α_k = J₀(2πkf_DT_B) der Korrelationsfaktor unter Annahme des Jake-Modells zu isotropischer Streuung ist. f_D und T_B sind jeweils die maximale Dopplerfrequenz und Symboldauer und J₀(x) ist die Bessel-Funktion erster Gattung nullter Ordnung. Die Eigenwert-Zerlegung von A kann als A = UΛU^T bezeichnet werden, wobei A = diag([λ₁, λ₂, λ₃, λ₄]) eine Diagonalmatrix mit Eigenwerten ist. Der Beobachtungsvektor y weist eine mehrdimensionale Gauß-Verteilung auf $$p\left(\mathbf{y}|\text{a}\right)=\frac{1}{{\left(2\pi \right)}^{\frac{508}{2}}{\left(\text{det }{\mathbf{C}}_y\left(a\right)\right)}^{\frac{1}{2}}}\text{exp}\left(-\frac{1}{2}{\mathbf{y}}^{\text{H}}{\mathbf{C}}_{\mathbf{y}}^{-1}\left(a\right)\mathbf{y}\right)$$

  
• Wenn man die Logarithmusoperation der obigen Gleichung nimmt, kann die Log-Likelihood-Funktion (LLF) für die Erfassung von a geschrieben werden als: $$\mathrm{\Omega }\left(a\right)=-\text{ln det }{\mathbf{C}}_y\left(a\right)-{\mathbf{y}}^{\text{H}}{\mathbf{C}}_{\mathbf{y}}^{-1}\left(a\right)\mathbf{y}$$

  
• Der erste Term in der obigen Gleichung kann als unabhängig von a nachgewiesen werden und kann daher aus der LLF-Berechnung ausgelassen werden. Folglich kann die LLF-Kostenfunktion vereinfacht werden zu $$\mathrm{\Omega }\text{'}\left(a\right)=-{\mathbf{y}}^{\text{H}}{\mathbf{C}}_{\mathbf{y}}^{-1}\left(a\right)\mathbf{y}$$

  
• Nach einiger Umschreibung und Auslassen irrelevanter Terme kann die LLF-Funktion ausgedrückt werden als $$\begin{array}{l}\mathrm{\Phi }\left(a\right)={\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_0{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}{}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_1{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+2Re\{{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right){\mathbf{G}}_3{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)\\ +{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H{\mathbf{G}}_2{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H{\mathbf{G}}_4{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H{\mathbf{G}}_4{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H{\mathbf{G}}_5{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)\}\end{array}$$

  

  was die Gleichung für die oben gegebene ML-Kostenfunktion ist. G_i kann hier berechnet werden als $$\begin{array}{l}{\mathbf{G}}_0={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}{\left(\mathrm{2,}i\right)}^2{\mathbf{C}}_i}\\ {\mathbf{G}}_1={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}{\left(\mathrm{1,}i\right)}^2{\mathbf{C}}_i}\\ {\mathbf{G}}_2={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}\left(\mathrm{2,}i\right)\text{U}\left(\mathrm{3,}i\right){\mathbf{C}}_i}\\ {\mathbf{G}}_3={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}\left(\mathrm{1,}i\right)\text{U}\left(\mathrm{2,}i\right){\mathbf{C}}_i}\\ {\mathbf{G}}_4={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}\left(\mathrm{1,}i\right)\text{U}\left(\mathrm{3,}i\right){\mathbf{C}}_i}\\ {\mathbf{G}}_5={\displaystyle \sum _{i=1}^4\text{U}\left(\mathrm{1,}i\right)\text{U}\left(\mathrm{4,}i\right){\mathbf{C}}_i}\end{array}$$

  

  wobei ${\mathbf{C}}_i={\left(\frac{{\sigma }^2}{{\lambda }_i}{\mathbf{C}}_{\mathbf{h}}^{-1}+{\mathbf{I}}_N\right)}^{-1},$

  

  wobei λ_i das i. Element der Diagonale von A ist und U(j, i) das (j, i). Element von U ist.
• Ein erstes Verfahren reduzierter Komplexität, das einen Maximum-Likelihood-Ansatz mit einer unendlichen Doppler-Annäherung verwendet, kann dann wie folgt abgeleitet werden: Dieser Ansatz nimmt eine unendliche Dopplerfrequenz an; in diesem Fall wird die Zeitbereich-Symbol-Korrelationsmatrix A eine Identitätsmatrix der 4. Ordnung. In diesem Fall verbleiben nur die ersten zwei Terme der Kostenfunktion und die Kostenfunktion wird reduziert auf $$\begin{array}{ll}\tilde{\Phi }\left(a\right)\hfill & ={\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right)\mathbf{P}{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)\_+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}^H\left(a\right)\mathbf{P}{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)\hfill \\ \hfill & ={\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H{\mathbf{D}}_a^H\mathbf{F}{\mathbf{PF}}^H{\mathbf{D}}_a{\mathbf{y}}_{s\mathrm{,1}}+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}^H{\mathbf{D}}_a^H\mathbf{F}{\mathbf{PF}}^H{\mathbf{D}}_a{\mathbf{y}}_{s\mathrm{,2}}\hfill \end{array}$$

  
• Hier ist P eine Diagonalmatrix deren k. diagonales Element $P\left(k\right)=\frac{{\left|\widehat{h}\left(k\right)\right|}^2}{{\left|\widehat{h}\left(k\right)\right|}^2+{\sigma }^2}$

  

  ist. Um die Komplexität zu vereinfachen und die Hardware so weit wie möglich mit dem zweiten in der Komplexität reduzierten Ansatz zu teilen (der eine Null-Doppler-Annäherung verwendet, wie im Nachfolgenden detaillierter ausgeführt), kann eine andere Form der obigen Gleichung implementiert werden als $$\tilde{\mathrm{\Phi }}\text{'}\left(a\right)={\mathbf{y}}_s^{\text{H}}{\mathbf{D}}_a^H{\mathbf{FPF}}^{\text{H}}{\mathbf{D}}_a{\mathbf{y}}_s$$

  

  wobei y_s = y_s,1 + y_s,2. Die zwei Gleichungen sind mathematisch nicht gleich, aber durch Simulation kann verifiziert werden, dass die Erfassungsleistung ähnlich ist. Die obige Gleichung kann in Form einer Summierung ausgedrückt werden als: $$\tilde{\mathrm{\Phi }}\text{'}\left(a\right)={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}P\left(k\right)\cdot \left({\left|{\displaystyle {\sum }_{n=0}^{126}{D}_a\left(n\right){\tilde{y}}_{s,k}\left(n\right)}\right|}^2\right)}$$

  

  wobei ${\tilde{y}}_{s,k}\left(n\right)=y_s\left(n\right)e^{j\frac{2\pi kg\left(n\right)}{N}}$

  

  und g(n) des SC-Index des n. Samples einer S-SSS-Sequenz ist. Für jedes k. Tap kann das Verfahren das innere Produkt zwischen dem α. Referenzsignal [D_a0), ... D_a126)]^T und dem modifizierten Empfangssignalvektor ỹ_s,k berechnen, dessen n. Element ỹ_s,k(n) ist. Das innere Produkt zwischen dem a. Referenzsignal (für a = 0 bis 335) und ỹ_s,k kann durch eine schnelle Hadamard-Transformations(FHT)-Operation effizient berechnet werden, die eine Multiplikation zwischen einer 128 x 128 Hadamard-Matrix und einem 128 x 1-Vektor und zwei Permutationsoperationen involviert.
• Die Diagonale von P kann ein dünnbesetzter Vektor sein, wo die meisten Taps eine Energie von nahezu null haben. Dementsprechend kann es möglich sein, die Größe der Summierung in der obigen Gleichung auf ein paar dominante Taps zu begrenzen, was die Rechenkomplexität wesentlich reduzieren kann. Ein entsprechendes Verfahren kann die nachfolgenden Schritte umfassen, die in 2A dargestellt sind.
• Schritt 1: Kohärentes Kombinieren, bei 200, von zwei empfangenen S-SSS-Symbolen: y_s = y_s,1 + y_s,2.
• Schritt 2: Erhalten der Kanalimpulsantwort ĥ(n) von den kohärent kombinierten S-PSS-Symbolen, Wählen von K dominanten Taps {ĥ(d(1)), ..., ĥ(d(K))} auf Indizes {d(1), ..., d(K)} und Berechnen von P(d(k)). In 2A erfolgt dies wie folgt. Bei 202 werden die S-PSS-Symbole kohärent kombiniert; bei 204 wird eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) durchgeführt; bei 206 wird eine Entschlüsselung durchgeführt; bei 208 wird ein Frequenzbereich(FD)-Mittelwert berechnet; bei 210 wird eine Kantenexpansion durchgeführt; bei 212 wird eine inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) durchgeführt; und bei 214 berechnet eine Entrauschungseinrichtung die Rauschvarianz und stellt jedes Tap, das eine Größenordnung kleiner einem Schwellenwert aufweist, auf null (wobei der Schwellenwert auf der Rauschvarianz basiert, z. B. proportional dazu ist). Die K dominanten Taps werden bei 216 ausgewählt.
• Schritt 3: Für jedes k ∈ {1,2, ..., K}, (d. h. für jedes der dominanten Taps) ist Folgendes zu tun:
• Teilschritt 3-1: Transformation des Signals y_s zu einem „verzögerungskompensierten Eingangssignal“ ỹ_s,k durch Berechnen von ${\tilde{y}}_{s,k}\left(n\right)=y_s\left(n\right)e^{j\frac{2\pi d\left(k\right)g\left(n\right)}{N}},$
  
  wobei g(n) (das proportional zur Zeit ist) der Subcarrier-Index des n. Samples der S-SSS-Sequenz ist und jedes d(k) ein Index eines „Tap-Werts“ h(d(K)) ist. Dies kann durch eine Mischer-Operation implementiert werden. In 2A wird, nachdem die zwei empfangenen S-SSS-Symbole bei 200 kohärent kombiniert wurden, bei 220 eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) durchgeführt; bei 222 werden die Subcarriers (z. B. die 127 Subcarriers) extrahiert, um der S-SSS-Referenzsignalstelle in dem Frequenzbereich (FD) zu entsprechen, und bilden das FD-Eingangssignal; und bei 224 wird ein Eingangssignal mit dem verzögerungskompensierten Eingangssignal multipliziert.
• Teilschritt 3-2: Berechnen eines „Korrelationswerts“, der eine Messung der Korrelation zwischen dem verzögerungskompensierten Eingangssignal und einer Kandidatensequenz der 336 Referenzsequenzen ist. Der Korrelationswert kann zum Beispiel als inneres Produkt zwischen ỹ_s,k und den 336 Referenzsequenzen indiziert durch α berechnet werden. Diese Berechnung kann effizient unter Verwendung einer FHT-Operation implementiert werden (z. B. indem die FHT von ỹ_s,k berechnet wird). Das Ergebnis dieser Berechnung kann ein komplexer Ausgabevektor einer Größe 336 x 1 sein.
• Teilschritt 3-3: Nehmen der elementweisen Stärke des Ausgabevektors in Teilschritt 3-2. Der Ausgabevektor, von dem jedes Element „Korrelationsstärke“ genannt werden kann, kann r_k genannt werden. In 2A wird die Berechnung der Korrelation bei 226 durchgeführt und die Stärke wird bei 228 berechnet.
• Schritt 4: Kombinieren dieser K Vektoren durch Berechnen von r = $\mathbf{r}={\displaystyle {\sum }_{k=1}^{K}P\left(d\left(k\right)\right){\mathbf{r}}_k.}$

  

  Jedes der P(d(k)) (die in 2A bei 230 berechnet werden) kann „Wichtungsfaktor“ genannt werden. In 2A wird das Produkt der Stärke und der Wichtungsfaktor bei 232 berechnet und die Summe wird bei 234 berechnet.
• Schritt 5: Durchführen einer Ordnungsoperation (in 2A bei 236) bei Vektor r, um die maximalen m Elemente auszuwählen und diese als die erfassten S-SSS-Sequenzkandidaten zu melden.
• Dieser Ansatz ist für ein hohes Doppler-Szenario geeignet, bei dem die UE einen Fast-Fading-Kanal durchläuft.
• Ein zweites Verfahren reduzierter Komplexität, das einen Maximum-Likelihood-Ansatz mit einer Null-Doppler-Annäherung verwendet, kann wie folgt abgeleitet werden. Dieser Ansatz nimmt eine Null-Dopplerfrequenz an; in diesem Fall wird die Zeitbereich-Symbol-Korrelationsmatrix A eine Matrix mit ausschließlich eins. In diesem Fall wird die Kostenfunktion zu $$\begin{array}{ll}\mathrm{\Phi }\text{'}\left(a\right)\hfill & =\left({\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}^H\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}^H\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}^H+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}^H\right)\mathbf{P}\left({\mathbf{v}}_{s\mathrm{,1}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{s\mathrm{,2}}\left(a\right)+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,1}}+{\mathbf{v}}_{p\mathrm{,2}}\right)\hfill \\ \hfill & =\left({\mathbf{y}}_s^{\text{H}}{\mathbf{D}}_a^H+{\mathbf{y}}_p^{\text{H}}\right)\mathbf{F}{\mathbf{PF}}^H\left({\mathbf{D}}_a{\mathbf{y}}_s+{\mathbf{y}}_{\text{p}}\right)\hfill \end{array}$$

  

  wobei y_p = y_p,1 + y_p,2. Diese Kostenfunktion kann zu einer Summenform umgeschrieben werden als $$\begin{array}{ll}\mathrm{\Phi }\text{'}\left(a\right)\hfill & ={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}P\left(k\right){\left|{\displaystyle {\sum }_{n=0}^{126}\left(y_s\left(n\right)D_a\left(n\right)+y_p\left(n\right)\right)\text{exp}\left(\frac{j2\pi kn}{N}\right)}\right|}^2}\hfill \\ \hfill & ={\displaystyle {\sum }_{k=0}^{N-1}P\left(k\right){\left|{\displaystyle {\sum }_{n=0}^{126}{y}_s\left(n\right)D_a\left(n\right)\text{exp}\left(\frac{j2\pi kn}{N}\right)+{\displaystyle {\sum }_{n=0}^{126}{y}_p\left(n\right)\text{exp}\left(\frac{j2\pi kn}{N}\right)}}\right|}^2}\hfill \end{array}$$

  
• Der erste Term in der Stärken-Operation (d. h. die erste Summierung über n) ist die Korrelation eines modifizierten S-SSS-Signals y_s(n) exp $\left(\frac{j2\pi kn}{N}\right)$

  

  mit einem Referenzsignal D_a(n), das unter Verwendung einer FHT implementiert werden kann. Der zweite Term in der Stärken-Operation ist die inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) von y_p(n), welche das k. Tap der ermittelten CIR in dem Zeitbereich ist. Dementsprechend kann diese Operation unter Verwendung der gleichen Prozeduren wie jenen des ersten Verfahrens reduzierter Komplexität mit relativ geringen Veränderungen durchgeführt werden. Um die Sequenz von oben gelisteten Schritten (für das erste Verfahren reduzierter Komplexität) an das zweite Verfahren reduzierter Komplexität zu adaptieren, kann Schritt 3 modifiziert werden, indem ein ermitteltes CIR-Tap auf einem Sample d(k) zu dem Vektor addiert wird, bevor die Stärke berechnet wird (in Teilschritt 3-3). Die Schritte für das zweite Verfahren reduzierter Komplexität sind im Nachfolgenden zusammengefasst, wobei die Änderungen bei Teilschritt 3-3 vorgenommen werden.
• Schritt 1: Kohärentes Kombinieren der zwei empfangenen S-SSS-Symbole: y_s = y_s,1 + y_s,2.
• Schritt 2: Erhalten des Kanals ĥ(n) aus kohärent kombinierten S-PSS-Symbolen, Wählen von K dominanten Taps {ĥ(d(1)), ..., ĥ(d(K))} auf Indizes {d(1), ..., d(K)} und Berechnen von P(d(k)).
• Schritt 3: Für jedes k ∈ {1,2, ..., K} ist Folgendes zu tun:
• Teilschritt 3-1: Transformation des Signals y_s zu ỹ_s,k durch Berechnung von ${\tilde{y}}_{s,k}\left(n\right)=y_s\left(n\right)e^{j\frac{2\pi d\left(k\right)g\left(n\right)}{N}},$
  
  wobei g(n) der Subcarrier-Index des n. Samples einer S-SSS-Sequenz ist. Dies kann durch eine Mischer-Operation implementiert werden.
• Teilschritt 3-2: Berechnen des inneren Produkts zwischen ỹ_s,k und den 336 Referenzsequenzen indiziert durch α. Diese Berechnung kann unter Verwendung einer FHT-Operation effizient implementiert werden. Das Ergebnis dieser Berechnung kann ein komplexer Ausgabevektor einer Größe 336 x 1 sein.
• Teilschritt 3-3: Addieren eines Skalars ĥ(d(k)) (in 2B bei 240) zu dem Ausgabevektor in Teilschritt 3-2 und dann Nehmen der elementweisen Stärke. Der Ausgabevektor kann als r_k bezeichnet werden.
• Schritt 4: Kombinieren dieser K Vektoren durch Berechnen von $\mathbf{r}={\displaystyle {\sum }_{k=1}^{K}P\left(d\left(k\right)\right){\mathbf{r}}_k.}$

  
• Schritt 5: Durchführen einer Ordnungsoperation bei Vektor r, um die maximalen m Elemente auszuwählen und Melden derselben als die erfassten S-SSS-Sequenzkandidaten.
• Das Blockschaltbild für das zweite Verfahren reduzierter Komplexität wird in 2B gezeigt und ist jenem des ersten Verfahrens reduzierter Komplexität ähnlich (2A), wobei das Verfahren aus 2B den zusätzlich Schritt der Addition eines CIR-Taps umfasst.
• 2C zeigt eine Version des Blockschaltbilds, das auch zur Erfassung von Downlink-Synchronisierungssymbolen geeignet sein kann. In dieser Ausführungsform können die kohärenten Kombinationsblöcke 200 und 202 übersprungen werden, wobei die Symbole stattdessen durch Einzelsymbolempfangsblöcke 250, 252 empfangen werden.
• 3 ist ein Flussdiagramm gemäß einigen Ausführungsformen. In einigen Ausführungsformen wird ein Verfahren geschaffen, das umfasst: Berechnen, bei 310, eines ersten verzögerungskompensierten Eingangssignals, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einem Eingangssignal und einem Index eines ersten Tap-Werts basiert; Berechnen, bei 320, eines ersten Korrelationswerts, wobei der erste Korrelationswert auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; Berechnen, bei 330, einer ersten Korrelationsstärke, wobei die erste Korrelationsstärke auf dem ersten Korrelationswert basiert; Berechnen, bei 340, einer ersten gewichteten Korrelationsstärke, wobei die erste gewichtete Korrelationsstärke auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basiert; und Feststellen, bei 350, eines Synchronisierungssignals unter Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke.
• Wie hierin verwendet, bedeutet „ein Abschnitt von“ etwas „mindestens einen Anteil von“ der Sache und kann somit weniger als das ganze oder die ganze Sache bedeuten. Somit umfasst „ein Abschnitt von“ etwas die gesamte Sache als einen besonderen Fall, d. h. die gesamte Sache ist ein Beispiel für einen Abschnitt der Sache. Wie hierin verwendet bezieht sich der Begriff „Array“ bzw. „Anordnung“ auf eine geordnete Menge an Zahlen unabhängig davon, wie sie gespeichert sind (z. B. unabhängig davon, ob sie an konsekutiven Speicherorten oder in einer verknüpften Liste gespeichert sind). Wie hierin verwendet bedeutet, wenn eine zweite Zahl „innerhalb Y %“ einer ersten Zahl liegt, dass die zweite Zahl mindestens (1-Y/100) Mal die erste Zahl beträgt und die zweite Zahl maximal (1+Y/100) Mal die erste Zahl beträgt. Wie hierin verwendet, ist das Wort „oder“ inklusiv, sodass zum Beispiel „A oder B“ eine der Bedeutungen von (i) A, (ii) B und (iii) A und B hat. Wie hierin verwendet, wenn ein Verfahren (z.B. eine Anpassung) oder eine erste Quantität (z.B. eine erste Variable) als „basierend auf” einer zweiten Quantität (z.B. einer zweiten Variable) bezeichnet wird, bedeutet dies, dass die zweite Quantität eine Eingabe in das Verfahren ist oder die erste Quantität beeinflusst, z.B. kann die zweite Quantität eine Eingabe (z.B. die einzige Eingabe oder eine von mehreren Eingaben) in eine Funktion, welche die erste Quantität berechnet, sein oder die erste Quantität kann gleich der zweiten Quantität sein oder die erste Quantität kann dieselbe sein wie die zweite Quantität (z.B. am selben Ort oder den selben Orten im Speicher gespeichert sein). Wie hierin verwendet bedeutet bei beliebigen zwei Quantitäten A und B das „Verhältnis von A zu B“, dass A durch B dividiert wird.
• Der Begriff „Verarbeitungsschaltung“ oder „Mittel zur Verarbeitung“ wird hierin verwendet, um jegliche Kombination aus Hardware, Firmware und Software, die zur Verarbeitung von Daten oder Digitalsignalen eingesetzt wird, zu bezeichnen. Eine Verarbeitungsschaltungs-Hardware kann zum Beispiel anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASICs), zentrale Allzweck- oder Spezialverarbeitungseinheiten (CPUs), Digitalsignalprozessoren (DSPs), Grafikverarbeitungseinheiten (GPUs) und programmierbare Logikvorrichtungen, wie Field Programmable Gate Arrays (FPGAs), enthalten. In einer Verarbeitungsschaltung, wie sie hierin verwendet wird, wird jede Funktion entweder von einer Hardware, die konfiguriert ist, d. h. fest verdrahtet ist, diese Funktion durchzuführen, oder von vorwiegend Allzweck-Hardware durchgeführt, wie einer CPU, die konfiguriert ist, in einem nicht-transitorischen Speichermedium gespeicherte Anweisungen auszuführen. Eine Verarbeitungsschaltung kann auf einer einzelnen Leiterplatte (PCB) produziert oder auf mehrere verbundene PCBs verteilt werden. Eine Verarbeitungsschaltung kann andere Verarbeitungsschaltungen beinhalten; zum Beispiel kann eine Verarbeitungsschaltung zwei Verarbeitungsschaltungen, ein FPGA und eine CPU, die auf einer PCB verbunden sind, enthalten.
• Es versteht sich, dass obwohl die Begriffe „erste/erster/erstes“, „zweite/zweiter/zweites“, „dritte/dritter/drittes“ etc. vorliegend verwendet werden können, um verschiedene Elemente, Komponenten, Regionen, Schichten und/oder Bereiche zu beschreiben, diese Elemente, Komponenten, Regionen, Schichten und/oder Bereiche nicht durch diese Begriffe beschränkt werden sollten. Diese Begriffe werden lediglich verwendet, um ein Element, eine Komponente, eine Region, eine Schicht oder einen Bereich von einem anderen Element, einer anderen Komponente, Region, Schicht oder Bereich zu unterscheiden. Somit könnte ein erstes Element, Komponente, Region, Schicht oder Bereich, die hierin erläutert werden, als zweites Element, Komponente, Region, Schicht oder Bereich bezeichnet werden, ohne von dem Geist und Umfang des erfinderischen Konzepts abzuweichen.
• Die hierin verwendete Terminologie ist nur für den Zweck der Beschreibung von bestimmten Ausführungsformen vorgesehen und ist nicht dazu gedacht, das erfinderische Konzept zu beschränken. Wie vorliegend verwendet, werden die Begriffe „im Wesentlichen“, „etwa“ und ähnliche Begriffe als Begriffe der Annäherung und nicht als Begriffe eines Grads verwendet und sollen die Abweichungen, die gemessenen oder berechneten Werten eigen sind, berücksichtigen, die für einen üblichen Fachmann erkennbar wären. Wie vorliegend verwendet, sind die Singularformen „einer“, „eines“ und „eine“ dazu gedacht, die Pluralformen ebenfalls zu enthalten, außer der Kontext gibt eindeutig anderes an. Es versteht sich ferner, dass die Begriffe „aufweisen“ und/oder „aufweisend“, wenn sie in dieser Spezifikation verwendet werden, die Anwesenheit gegebener Merkmale, ganzer Zahlen, Schritte, Vorgänge, Elemente und/oder Komponenten angeben, aber nicht die Anwesenheit oder Hinzufügung von einem oder mehreren anderen Merkmalen, ganzen Zahlen, Schritten, Vorgängen, Elementen, Komponenten und/oder Gruppen derselben ausschließen. Im Sinne des vorliegenden Textes umfasst der Begriff „und/oder“ eine beliebige und alle Kombinationen eines oder mehrerer der zugehörigen angeführten Aufzählungspunkte. Ausdrücke wie zum Beispiel „mindestens eines von“, wenn sie einer Liste von Elementen voranstehen, modifizieren die gesamte Liste von Elementen und modifizieren nicht die einzelnen Elemente der Liste. Ferner bezieht sich die Verwendung von „kann“ in der Beschreibung von Ausführungsformen des erfinderischen Konzepts auf „eine oder mehrere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung“. Auch soll sich der Begriff „beispielhaft“ auf ein Beispiel oder eine Darstellung beziehen. Wie vorliegend verwendet, können die Begriffe „verwenden“, „verwendend“ und „verwendet“ als jeweils synonym zu den Begriffen „nutzt“, „nutzend“ und „genutzt“ erachtet werden.
• Jeglicher hierin zitierter Zahlenbereich ist dafür vorgesehen, alle innerhalb des zitierten Bereichs subsumierten Teilbereiche derselben Zahlenpräzision zu umfassen. Zum Beispiel soll ein Bereich von „1,0 bis 10,0“ oder „zwischen 1,0 und 10,0“ alle Teilbereiche zwischen dem zitierten Mindestwert 1,0 und dem zitierten Höchstwert 10,0 (und jene enthaltend) umfassen, das heißt, einen Mindestwert, der gleich oder größer als 1,0 ist, und einen Höchstwert, der gleich oder kleiner ist als 10,0, wie zum Beispiel 2,4 bis 7,6, aufweisen. Jegliche hierin zitierte maximale Zahlenbeschränkung soll alle darin subsumierten niedrigeren Zahlenbeschränkungen enthalten, und jegliche in dieser Spezifikation zitierte minimale Zahlenbeschränkung solle alle darin subsumierten höheren Zahlenbeschränkungen enthalten.
• Obwohl Ausführungsbeispiele eines Systems und eines Verfahrens für eine New-Radio-Sidelink-Synchronisierungssymbol-Erfassung hierin besonders dargestellt und beschrieben worden sind, werden viele Modifikationen und Variationen für einen Fachmann ersichtlich sein. Dementsprechend versteht es sich, dass ein System und ein Verfahren für eine New-Radio-Sidelink-Synchronisierungssymbol-Erfassung, die gemäß Prinzipien dieser Offenbarung aufgebaut sind, anders als hierin spezifisch beschrieben ausgeführt sein können. Die Erfindung wird außerdem durch die nachfolgenden Ansprüche und Äquivalente derselben definiert.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• US 63/017922 [0001]

Claims (10)

1. Verfahren aufweisend: Berechnen eines ersten verzögerungskompensierten Eingangssignals, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einem Eingangssignal; und einem Index eines ersten Tap-Werts basiert; Berechnen eines ersten Korrelationswerts, wobei der erste Korrelationswert auf einer ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; Berechnen einer ersten Korrelationsstärke, wobei die erste Korrelationsstärke auf dem ersten Korrelationswert basiert; Berechnen einer ersten gewichteten Korrelationsstärke, wobei die erste gewichtete Korrelationsstärke auf einem ersten Wichtungsfaktor und der ersten Korrelationsstärke basiert; und Erfassen eines Synchronisierungssignals unter Verwendung der ersten gewichteten Korrelationsstärke.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal auf einer komplexen Einheitsgrößenfunktion basiert, die eine Phase aufweist, die proportional ist zu: Zeit und dem Index des ersten Tap-Werts.
3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei das erste verzögerungskompensierte Eingangssignal proportional ist zu: der komplexen Einheitsgrößenfunktion und dem Eingangssignal.
4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Berechnen des ersten Korrelationswerts aufweist, ein skalares Produkt zu berechnen von: der ersten Kandidatensequenz und dem ersten verzögerungskompensierten Eingangssignal.
5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die erste Korrelationsstärke ferner auf dem ersten Tap-Wert basiert.
6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Berechnen der ersten Korrelationsstärke aufweist, das Quadrat der Größe der Summe des ersten Korrelationswerts und des ersten Tap-Werts zu berechnen.
7. Verfahren nach Anspruch 1, ferner aufweisend ein Berechnen des ersten Wichtungsfaktors als Verhältnis von: der Größe des ersten Tap-Werts im Quadrat zu der Summe von: der Größe des ersten Tap-Werts im Quadrat und einer Rauschvarianz.
8. Verfahren nach Anspruch 1, ferner aufweisend: Berechnen eines zweiten verzögerungskompensierten Eingangssignals, wobei das zweite verzögerungskompensierte Eingangssignal auf dem Eingangssignal; und einem Index eines zweiten Tap-Werts basiert; Berechnen eines zweiten Korrelationswerts, wobei der zweite Korrelationswert auf der ersten Kandidatensequenz und dem zweiten verzögerungskompensierten Eingangssignal basiert; Berechnen einer zweiten Korrelationsstärke, wobei die zweite Korrelationsstärke auf dem zweiten Korrelationswert basiert; und Berechnen einer zweiten gewichteten Korrelationsstärke, wobei die zweite gewichtete Korrelationsstärke auf einem zweiten Wichtungsfaktor und der zweiten Korrelationsstärke basiert.
9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei: der erste Tap-Wert eine größere Größe aufweist als ein dritter Tap-Wert und der zweite Tap-Wert eine größere Größe aufweist als der dritte Tap-Wert.
10. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die erste Kandidatensequenz ein New-Radio-Sidelink-Sekundärsynchronisierungssignal ist.

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