RU2222871C2 - Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом - Google Patents

Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом Download PDF

Info

Publication number
RU2222871C2
RU2222871C2 RU2001111836/09A RU2001111836A RU2222871C2 RU 2222871 C2 RU2222871 C2 RU 2222871C2 RU 2001111836/09 A RU2001111836/09 A RU 2001111836/09A RU 2001111836 A RU2001111836 A RU 2001111836A RU 2222871 C2 RU2222871 C2 RU 2222871C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
signals
interpolation
amplitude
modulated
Prior art date
Application number
RU2001111836/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2001111836A (ru
Inventor
Дон Р. ГОЛДСТОН (US)
Дон Р. ГОЛДСТОН
Дэвид Карл ХАРТАП (US)
Дэвид Карл ХАРТАП
Маркус М. МАТЕРН (US)
Маркус М. МАТЕРН
Original Assignee
Айбиквити Диджитал Корпорейшн
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Айбиквити Диджитал Корпорейшн filed Critical Айбиквити Диджитал Корпорейшн
Publication of RU2001111836A publication Critical patent/RU2001111836A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2222871C2 publication Critical patent/RU2222871C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
    • H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03522—Frequency domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиовещанию и может быть использовано для коррекции демодулированного сигнала в приемнике, предназначенном для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом. Способ заключается в том числе и в том, что обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, осуществляют путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов. Технический результат - предотвращение потери информации, переносимой сигналами, несимметричными по амплитуде и неантисимметричными по фазе. 4 с. и 23 з.п. ф-лы, 5 ил.

Description

Настоящее изобретение относится к радиовещанию и, в частности, к способам и устройствам для коррекции демодулированного сигнала в приемнике, предназначенного для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом.
Уровень техники
Возможность вещания аудиосигналов с цифровым кодированием, позволяющая добиться более высокого качества воспроизведения передаваемого аудиосигнала, вызывает повышенный интерес. В этом направлении предложено несколько подходов. Один из таких подходов, изложенный в патенте США 5588022 (WO 95/24781), предусматривает способ синхронного вещания аналоговых и цифровых сигналов на стандартном канале АМ-вещания. Вещание амплитудно-модулированного радиочастотного сигнала производят в первом частотном спектре. Амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал содержит первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы. Одновременно с этим осуществляют вещание на совокупности сигналов несущих с использованием цифровой модуляции в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр. Каждый из сигналов несущих, подлежащих цифровой модуляции, модулируют частью цифрового сигнала программы. Сигналы несущих первой группы, подлежащие цифровой модуляции, размещенные в первом частотном спектре, модулируют в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей. Сигналы несущих второй и третьей групп, подлежащие цифровой модуляции, располагающиеся вне первого частотного спектра, модулируют как в фазе, так и в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей.
Применительно к системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом, описанной в патенте США 5588022 (WO 95/24781), была выведена форма сигнала, позволяющая достичь достаточно высокой скорости передачи данных посредством цифрового сигнала и, в то же время, избежать перекрестных помех в канале аналогового АМ-сигнала. Для передачи информации посредством многочисленных несущих используется метод мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР).
Монофонические детекторы бытовых АМ-радиоприемников реагируют только на огибающую, но не на фазу принимаемого сигнала. С использованием цифровой модуляции многочисленных несущих отпадает необходимость в средстве снижения искажения огибающей, возникающей при передаче группового сигнала. В патенте США 5859876 раскрыт способ снижения искажения огибающей в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом. Определенным несущим цифрового сигнала, частота которых выше частоты несущей аналогового АМ-сигнала, соответствуют несущие цифрового сигнала, частота которых ниже частоты несущей аналогового АМ-сигнала, с таким же частотным сдвигом. Данные и способ модулирования ими верхней несущей цифрового сигнала и соответствующей нижней несущей таковы, что сложение несущих не дает составляющих, синфазных с несущей, аналогового АМ-сигнала. Скомпонованные таким образом пары несущих цифрового сигнала называются комплементарными. Такая конфигурация обеспечивает значительное повышение качества воспроизведения в аналоговом АМ-приемнике цифровоых сигналов вещания, совместимых с АМ-сигналами.
В приемнике цифровой сигнал демодулируют посредством быстрого преобразования Фурье (БПФ). Один возможный способ и соответствующее устройство описаны в патенте США 5633896. В этом патенте раскрыт метод демодуляции, при котором в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом (ВЦА AM), причем для модуляции используется формат мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР), благодаря применению двойных процессов быстрого преобразования Фурье к разделенным соответствующим синфазной и квадратурной составляющим принятого цифрового сигнала в формате МОЧР, нежелательные перекрестные помехи между аналоговым сигналом и цифровыми сигналами сводятся к минимуму. Для восстановления данных, передаваемых посредством комплементарных несущих, используют выходной сигнал квадратурного канала, а для восстановления данных, передаваемых посредством некомплементарных несущих, используют сумму сигналов, полученных в результате обработки составляющих.
При наличии динамических изменений характеристики канала принятый сигнал с многочисленными несущими нужно корректировать. Без такой коррекции детектирование сигнала привело бы к значительным искажениям, препятствующим восстановлению информации цифрового сигнала вещания. Корректор повышает возможность восстановления информации цифрового аудиосигнала вещания. Один такой корректор раскрыт в патенте США 5559830 (WO 96/23374). Раскрытый в этом патенте корректор содержит средство приема формы сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом, и сохранения этой формы сигнала в качестве вектора формы сигнала. Затем корректор обрабатывает форму сигнала, умножая вектор формы сигнала на корректирующий вектор. Этот корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, каждому из которых первоначально присваивают заданное значение. Затем корректор сравнивает каждое положение обработанного вектора формы сигнала с сохраненным вектором формы сигнала. Корректор выбирает в качестве сигнала то положение вектора, которое оказывается ближе других к сохраненному вектору формы сигнала. Предпочтительно, корректор содержит средство обновления корректировочных коэффициентов, которое, используя вектор формы сигнала, обработанный вектор формы сигнала и сохраненный вектор формы сигнала, обеспечивает защиту от шума.
В корректорах, представленных в патенте 5633896 и в патенте 5559830 (WO 96/23374), на корректор поступает информация частотной области в виде вектора частотной области. Каждый блок информации частотной области сохраняется в виде массива данных. Этот вектор массива данных умножают на совокупность корректировочных коэффициентов. Полученное произведение представляет собой скорректированный сигнал. Поскольку корректору заранее известно множество точных значений, с ним можно сравнивать каждую ориентацию вектора скорректированного сигнала. В качестве фактического значения сигнала выбирают идеальное значение, ближайшее к заданному ориентацией вектора. Вектор решений сохраняют в массиве решений. Используя принятый сигнал, скорректированный сигнал и массив решений, блок оценки корректировочных коэффициентов вычисляет оценочные значения коэффициентов. Частота обновления коэффициентов определяет защищенность корректора от шума и степень сходимости. Коэффициенты на разных участках диапазона можно обновлять с разной частотой, в зависимости от информации о механизме искажения.
Хотя метод двойного БПФ позволяет улучшить характеристики системы на канале, в котором в частотном диапазоне комплементарных несущих присутствует симметрия по амплитуде и антисимметрия по фазе относительно частоты несущей АМ-сигнала, но на каналах, несимметричных по амплитуде или неантисимметричных по фазе, информация, заключенная в сигналах, несимметричных по амплитуде и неантисимметричных по фазе, в процессе объединения выходных сигналов БПФ комплементарных несущих разрушается, что приводит к формированию неправильного сигнала управления корректором. По этой причине необходим способ демодуляции, позволяющий, в таких обстоятельствах, предотвратить потерю информации, переносимой сигналами, несимметричными по амплитуде и не антисимметричными по фазе.
Задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы создать усовершенствованный способ коррекции и приемники, работающие по этому способу.
Сущность изобретения
Настоящее изобретение предлагает способ оценки корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих и, в то же время, позволяет пользоваться преимуществами, которые дает объединение информации выходных сигналов БПФ комплементарных несущих. Способ предусматривает использование информации, передаваемой посредством некомплементарных несущих, для оценки, посредством интерполяции, корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих.
Способ коррекции, отвечающий настоящему изобретению, используется для обработки цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплиментарные несущие и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплиментарные несущие и располагаются вне первого частотного спектра. Способ заключается в том, что формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания модуляцией, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, используют первый и второй сигналы в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами, для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и обрабатывают эти преобразованные сигналы путем умножения преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, и отличается тем, что производят обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов.
Изобретение также охватывает работу радиоприемников, в которых применяется вышеописанный способ, и, кроме того, устройство, действующее согласно вышеописанному способу, и радиоприемники, содержащие это устройство.
Краткое описание чертежей
Для того, чтобы специалистам в данной области техники была более понятна сущность изобретения, нижеследующее описание снабжено ссылками на прилагаемые чертежи, на которых:
фиг. 1 - диаграмма, представляющая составной сигнал, состоящий из цифрового сигнала вещания и аналогового ДМ-сигнала, отвечающий уровню техники, имеющий несущие, размещенные в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.2 - блок-схема приемника, в состав которого может входить корректор, действующий в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 3 - функциональная блок-схема, которая иллюстрирует действие демодулятора и адаптивного корректора в соответствии с настоящим изобретением;
фиг.4 и 5 - диаграммы, иллюстрирующие амплитудно-частотные характеристики корректора.
Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления
Настоящее изобретение предусматривает способ коррекции несущих в сигнале вещания, который содержит аналоговый амплитудно-модулированный сигнал и цифровой сигнал, для передачи которого используется та же схема назначения каналов, что и при существующем вещании аналогового АМ-сигнала. Метод вещания цифрового сигнала на том же канале, который используется для передачи аналогового АМ-сигнала, называется вещанием в полосе частот основного канала (ВПЧОК). Такое вещание осуществляется путем передачи цифровой формы сигнала посредством совокупности несущих, модулированных в формате МОЧР, причем некоторые из них модулированы в квадратуре по отношению к аналоговому АМ-сигналу и размещаются в спектральной области, в которой стандартный АМ-сигнал вещания имеет значительную энергию. Остальные несущие цифрового сигнала модулированы как в фазе, так и в квадратуре по отношению аналоговому АМ-сигналу и размещаются на том же канале, что и аналоговый АМ-сигнал, но в спектральных областях, в которых аналоговый АМ-сигнал не имеет значительной энергии. В Соединенных Штатах, согласно предписанию Федеральной комиссии по связи (ФКС), излучение радиостанций, вещающих в AM-диапазоне, подчиняется маске уровня сигнала, которая задана следующим образом: уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 10,2 кГц до 20 кГц, должен быть, по меньшей мере, на 25 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала, уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 20 кГц до 30 кГц, должен быть, по меньшей мере, на 35 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала, и уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 30 кГц до 60 кГц, должен быть, по меньшей мере, на [35 дБ+1 дБ/кГц] ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала.
На фиг.1 представлен спектр сигнала вещания цифрового аудиосигнала и амплитудно-модулированного сигнала, подобного тому, что используется согласно настоящему изобретению. Кривая 10 представляет спектральную характеристику амплитуды стандартного сигнала вещания с амплитудной модуляцией, несущая которого имеет частоту f0. Маска излучения, предписанная ФКС, представлена позицией 12. Форма сигнала в формате МОЧР образована рядом несущих данных, разнесенных на f1= 59,535•106/(131072) Гц или приблизительно 454 Гц. Первая группа из двадцати четырех несущих, подвергаемых цифровой модуляции, размещается в полосе частот от (f0-12f1) до (f0+12f1), что иллюстрирует огибающая, обозначенная на фиг.1 позицией 14. Уровень большинства из этих сигналов снижают на 39,4 дБ относительно уровня сигнала немодулированной несущей ДМ-сигнала, чтобы свести к минимуму перекрестные помехи с аналоговым ДМ-сигналом. Для дальнейшего снижения перекрестных помех применяют кодирование этой цифровой информации, которое обеспечивает ортогональность по отношению к форме аналогового АМ-сигнала. Такого рода кодирование называется комплиментарным кодированием (т. е. комплиментарной ДФМН (двоичной фазовой манипуляцией), комплиментарной КФМН (квадратурной фазовой манипуляцией) или комплиментарной 32-ной КДМ (квадратурной амплитудной модуляцией)) и более подробно описано в ранее обсуждавшейся совместно рассматриваемой заявке 08/671252. Модуляцию в формате комплиментарной ДФМН применяют для самой внутренней пары несущих цифрового сигнала, f0±f1, чтобы способствовать восстановлению синхронизации. Уровни этих несущих задают равными -28 дБс. Все остальные несущие, относящиеся к этой первой группе, имеют уровень -39,8 дБс и модулированы с использованием комплиментарной 32-ной КДМ для скоростей кодирования 48 и 32 кбит/с. 8-ная комплементарная ФМН используется для модуляции несущих в пределах от (f0-11f1) до (f0-2f1) и от (f0+2f1) до (f0+11f1) для скорости кодирования 16 кбит/с. Несущие на (f0-12f1) и (f0+12f1) служат для переноса вспомогательных данных и могут модулироваться с использованием комплиментарной 32-ной КАМ для всех трех скоростей кодирования.
Дополнительные группы несущих цифровых сигналов размещаются вне первой группы. Необходимость в квадратурном соотношении между формами этих цифровых сигналов и аналоговым сигналом снимается за счет ограничения полосы частот аналогового ДМ-сигнала. Несущие второй и третьей групп, охваченные огибающими, соответственно, 16 и 18, можно модулировать с использованием, например, 32-ной КАМ для скоростей 48 и 32 кбит/с и 8-ной ФМН для скорости 16 кбит/с. Для всех скоростей кодирования уровни несущих задают равными -30 дБс.
На фиг. 2 изображена блок-схема приемника, предназначенного для приема составных аналого-цифровых сигналов, представленных на фиг.1. Антенна 110 принимает форму составного сигнала, содержащего цифровой и аналоговый сигналы, и направляет сигнал на обычные входные каскады 112, которые могут включать в себя РЧ-преселектор, усилитель, смеситель и гетеродин. Входные каскады выдают сигнал промежуточной частоты в линию 114. Сигнал промежуточной частоты проходит через схему 116 автоматической регулировки усиления к генератору 118 I/Q сигналов. Генератор I/Q сигналов выдает синфазный сигнал в линию 120 и квадратурный сигнал - в линию 122. Синфазный канал, выводимый в линию 120, поступает на аналого-цифровой преобразователь 124. Аналогично, квадратурный канал, выводимый в линию 122, поступает на другой аналого-цифровой преобразователь 126. Сигналы обратной связи на линиях 120 и 122 используются для управления схемой 116 автоматической регулировки усиления. Сигнал на линии 120 содержит аналоговый АМ-сигнал, который выделяется, как показано, с помощью блока 140, и подается в выходной каскад 142 и, затем, на громкоговоритель 144 или иной выходной блок.
Вспомогательный фильтр 146 верхних частот можно использовать для фильтрации синфазных составляющих на линии 128, чтобы исключить энергию аналогового АМ-сигнала и обеспечить фильтрованный сигнал на линии 148. Если фильтр верхних частот не используется, сигнал на линии 148 такой же, как на линии 128. Демодулятор 150 принимает цифровые сигналы на линиях 148 и 130 и формирует выходные сигналы на линиях 154. Эти выходные сигналы поступают в корректор 156, а затем в блок 158 фильтра скорости передачи данных и декодера данных. Для получения более высоких отношений сигнал-шум (ОСШ) для комплементарных несущих выходные сигналы БПФ для пар комплементарных несущих объединяют. Выходной сигнал декодера данных подают в блок 164 схемы обращенного перемежения и декодера прямого исправления ошибок для повышения целостности данных. Выходной сигнал обращенного перемежителя/схемы прямого исправления ошибок поступает в декодер 166 исходного сигнала. Выходной сигнал декодера исходного сигнала подвергают задержке в схеме 168, чтобы скомпенсировать задержку аналогового сигнала в передатчике и согласовать по времени аналоговый и цифровой сигналы в приемнике. Выходной сигнал схемы 168 задержки преобразуют в аналоговый сигнал с помощью цифроаналогового преобразователя 160, чтобы сформировать сигнал на линии 162, который поступает в выходной каскад 142.
На фиг.3 изображена функциональная блок-схема, которая иллюстрирует работу демодулятора 150 и адаптивного корректора 156 в соответствии с настоящим изобретением. Синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы поступают по линиям 148 и 130 на входы схемы взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала. Эти сигналы можно получать с использованием элементов преобразования с понижением частоты, аналогичным тем, что изображены на фиг. 2. Следует применять такую финитную взвешивающую функцию, чтобы несущие цифрового сигнала оставались ортогональными или, по меньшей мере, степень неортогональности между несущими цифрового сигнала была достаточно мала, чтобы не ухудшать параметры системы. Был разработан способ применения финитной взвешивающей функции, которая сохраняет ортогональность между несущими. Согласно конкретному варианту реализации способа, в передатчике и приемнике применяют финитную взвешивающую функцию, имеющую вид корня из косинуса. Такая финитная взвешивающая функция обеспечивает спад на первых и последних семи выборках из 135 выборок, составляющих период дискретизации. После применения финитной взвешивающей функции в приемнике последние семь выборок складывают с первым семью выборками, причем 129-ю выборку складывают с первой выборкой, 130-ю выборку складывают со второй выборкой и продолжают действовать по этой схеме, пока не прибавят 135-ю выборку к седьмой выборке. Полученные 128 точек поступают в блок БПФ. В некоторых случаях может быть полезно осуществлять операции взвешивания с использованием финитной функции и удаления защитного интервала до обработки посредством фильтра 146 верхних частот. Выходные сигналы схемы 151 взвешивания с использованием финитной функции и удаления защитного интервала поступают в блок БПФ 153. Выходные сигналы блока БПФ поступают по линиям 154 на коэффициентный умножитель 157. Коэффициентный умножитель оперирует с данными частотной области и регулирует амплитуду и фазу каждой несущей, подвергнутой модуляции в формате МОЧР, чтобы компенсировать воздействия канальных возмущений, фильтров в передатчике и приемнике, передающей и приемной антенн и прочих факторов и обработки, оказывающих влияние на амплитуду и фазу сигнала. Блок 178 объединяет, как показано на фиг.3, информацию, переносимую парами комплементарных несущих, выводимую на линии 174 и 176 из коэффициентного умножителя. В конкретном случае, это объединение можно осуществлять путем усреднения данных частотной области для каждой пары комплементарных несущих, при котором для одной из несущих используется с обратным знаком сопряжение данных частотной области. Осуществляемое, таким образом, объединение информации, переносимой комплиментарными несущими, приводит к увеличению отношений сигнал-шум для комплементарных несущих. Эта объединенная информация для комплементарных несущих, равно как и выходные сигналы коэффициентного умножителя на линиях 180 и 182 для некомплементарных несущих, поступают в процессор 184, который определяет, какая из точек частотного многообразия была передана. Эти решения, совместно с ранее скорректированными точками многообразия и предыдущими значениями корректировочных коэффициентов, используются для обновления корректировочных коэффициентов, которое осуществляется на блоке 186. Для обновления корректировочных коэффициентов блок 186 может использовать известный алгоритм, например метод наименьших средних квадратов (МНСК) или рекурсивный метод средних квадратов (РМСК). Выходной сигнал корректора 156, изображенного на фиг.2, может состоять из комбинации выходных сигналов на линиях 174, 176, 180 и 182, или может состоять из выходных сигналов на линиях 185, причем линии 185 содержат решения относительно комплементарных и некомплементарных несущих. В зависимости от типа данных, необходимых для дальнейшей обработки, используются те или иные выходные сигналы, что может, в особенности, определяться типом ПИО, используемого в системе.
В патенте 5559830, выданном 24 сентября 1996 г., описан один режим работы корректора, в котором реализуется алгоритм обновления корректировочных коэффициентов. Настоящее изобретение позволяет улучшить работу корректора и алгоритма обновления корректировочных коэффициентов путем учета эффектов, которые могут возникать, когда для корректировочных коэффициентов не предусмотрена симметрия по модулю или антисимметрия по фазе относительно центральной частоты БПФ.
Если, для удаления аналогового сигнала, синфазный входной сигнал БПФ пропускают через фильтр верхних частот, то выходной сигнал БПФ, к которому применяют алгоритм обновления корректировочных коэффициентов, приобретает определенные свойства симметрии. В частности, поскольку для комплементарных несущих, синфазная составляющая входного сигнала БПФ имеет энергию, близкую к нулю, то выходной сигнал БПФ для комплементарных несущих обладает симметрией, близкой к антиэрмитовой. То же свойство характерно и для выходного сигнала процессора принятия решения по символам для комплементарных несущих. Поскольку в качестве входных сигналов процедуры обновления корректировочных коэффициентов служат эти два антиэрмитовых сигнала, то амплитудно-частотная характеристика корректора должна быть симметричной, а его фазо-частотная характеристика - антисимметричной относительно центральной частоты БПФ. Поэтому корректировочные коэффициенты не будут сходиться к правильным значениям, когда корректировочные коэффициенты должны быть несимметричны по модулю или не антисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ. Фиг. 4 иллюстрирует пример такой ситуации. Для случая, изображенного на фиг. 4, принимаем, что амплитудно-частотная характеристика канала несимметрична относительно центральной частоты БПФ. В действительности, на фиг.4 показана обратная амплитудно-частотная характеристика 188 канала, поскольку именно так должна выглядеть амплитудно-частотная характеристика корректора. На фиг. 4 показана также характеристика 190, которую можно получить на основании амплитуды выходного сигнала корректора. Для наглядности иллюстрируемая характеристика корректора слегка сдвинута вверх, чтобы ее можно было отличить от обратной характеристики канала. Заметим, что в областях 192 и 194, соответствующих некомплементарным несущим, эта характеристика совпадает с обратной характеристикой канала. Однако в области 196, соответствующей комплементарным несущим, характеристика корректора оказывается неверной, поскольку в этой спектральной области она имеет симметричный вид.
Если синфазный сигнал не пропускают через фильтр верхних частот, чтобы устранить аналоговый сигнал до подачи в блок БПФ, то выходной сигнал блока БПФ для некомплементарных несущих зашумляется вследствие просачивания аналогового сигнала в область некомплементарных несущих, ближайших к частоте несущей аналогового АМ-сигнала. Кроме того, когда корректировочные коэффициенты должны обладать симметрией по модулю и антисимметрией по фазе относительно несущей аналогового АМ-сигнала, в отсутствие фильтра верхних частот оценки корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих подвергаются большему зашумлению, чем при использовании фильтра верхних частот. Кроме того, если корректировочные коэффициенты не должны обладать симметрией по модулю и антисимметрией по фазе относительно частоты несущей аналогового АМ-сигнала, то оценивание корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих затрудняется из-за того, что аналоговый сигнал и комплементарные несущие уже не разделяются, соответственно, на синфазные и квадратурные составляющие. Для получения правильных корректировочных коэффициентов в статических условиях, когда требуется, чтобы корректировочные коэффициенты были несимметричны по модулю и не антисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ, можно применять усреднение по большому промежутку времени. Однако канальные возмущения, часто несимметричные по модулю и неантисимметричные по фазе относительно центральной частоты БПФ, происходят произвольно и скоротечно, что не дает возможности скорректировать их путем долговременного усреднения.
Поэтому, вне зависимости от того, используется ли фильтр верхних частот для устранения аналогового сигнала, корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих будут бесполезны, когда идеальные корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих должны быть несимметричны по модулю или неантисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ.
Для исправления этого недостатка можно использовать интерполяцию корректировочных коэффициентов в области комплементарных несущих. При надлежащей настройке управляющих цепей приемника, например схемы автоматической регулировки усиления (АРУ), схемы обнаружения несущей и схемы обнаружения символов, центральной частоте БПФ должны соответствовать известные постоянные амплитуда и фаза. Поэтому информацию, содержащуюся в спектральных областях 192 и 194, располагающихся вне области 196 комплементарных несущих, можно использовать для интерполяции и оценки правильных корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих. Согласно фиг.3, обработка с применением интерполяции осуществляется следующим образом. Коэффициентный умножитель 157 выдает скорректированные сигналы для некомплементарных несущих на линии 180 и 182 и скорректированные сигналы для комплементарных несущих на линии 174 и 176. Процессор 184 решений по символам выводит на линии 187 решения, касающиеся только некомплементарных несущих, в отличие от случая, когда интерполяция не используется и линии 187 содержат решения по комплиментарным несущим. Схема 186 обновления корректировочных коэффициентов обновляет коэффициенты для некомплементарных несущих. Затем коэффициенты для комплементарных несущих обновляются путем интерполяции с использованием известного значения для центральной частоты канала и значений коэффициентов для некомплементарных несущих. На фиг.5 показан пример, когда для определения корректировочных коэффициентов в окрестности центральной частоты канала используется линейная интерполяция. Из графика можно видеть, что, если амплитудно-частотная характеристика 198 канала относительно гладкая, то интерполированные корректировочные коэффициенты близки к идеальным значениям, и амплитудно-частотная характеристика 200 корректора практически совпадает с обратной амплитудно-частотной характеристикой канала.
Возможны некоторые другие варианты интерполяции. Например, значение корректировочного коэффициента для первых несущих, подлежащих МОЧР, лежащих вне области комплементарных несущих, можно использовать для линейной интерполяции от их значений к значению в центре канала. Было обнаружено, что линейная интерполяция дает приемлемые результаты в большинстве случаев, когда спектр сигнала соответствует полосе коммерческого АМ-вещания (от 530 кГц до 1710 кГц), и ширина области комплементарных несущих составляет менее 10 кГц. В качестве альтернативы может оказаться полезным использовать некомплементарные несущие, лежащие дальше от центральной частоты канала, если одна или несколько некомплементарных несущих, лежащих вблизи области комплементарных несущих, подвергаются фильтрации, например, посредством фильтров верхних частот, которые могут использоваться для устранения аналогового сигнала из синфазной составляющей принятого сигнала. Кроме того, в процессе интерполяции можно использовать информацию, переносимую многочисленными некомплементарными несущими. Можно использовать интерполяционные алгоритмы, отличные от линейного. В качестве примеров общеизвестных интерполяционных алгоритмов можно привести интерполяцию с помощью кубического сплайна, полиномиальную интерполяцию, интерполяцию на основе БПФ и аппроксимацию экспоненциальной или логарифмической кривой. Корректировочные коэффициенты для некомплементарных несущих, используемые для интерполяции, и корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих, полученные путем интерполяции, можно усреднять по времени для снижения воздействия шумов. Для снижения воздействия шумов можно также использовать сглаживание по частоте. Вместо интерполяции модулей коэффициентов в линейном масштабе может оказаться предпочтительным интерполировать амплитуды в логарифмическом масштабе. Альтернативно, вместо того чтобы интерполировать модуль и фазу корректировочных коэффициентов, может оказаться полезным интерполировать соответствующие действительные и мнимые составляющие коэффициентов (декартовы координаты), которые также можно использовать для представления корректировочных коэффициентов.
Изобретение предлагает систему для адаптивной коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом. В вышеприведенном описании изложены определенные предпочтительные варианты осуществления и применения данного изобретения, однако следует понимать, что возможны и другие варианты осуществления изобретения в пределах объема изобретения, определенного в формуле изобретения.

Claims (27)

1. Способ коррекции цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10) имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре (14), а вторая и третья группы несущих сигналов, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, заключающийся в том, что формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, используют первый и второй сигналы в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами, для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и обрабатывают совокупность преобразованных сигналов путем умножения совокупности преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, отличающийся тем, что производят обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов.
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что коэффициенты вектора для некомплементарных сигналов интерполируют с использованием линейной интерполяции, интерполяции с помощью кубического сплайна, полиномиальной интерполяции, интерполяции на основе быстрого преобразования Фурье или аппроксимации логарифмической кривой.
3. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию производят с усреднением по времени.
4. Способ по п.1, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются линейные изменения модуля и фазы коэффициентов как функции частоты.
5. Способ по п.1, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются логарифмические изменения модуля коэффициентов.
6. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над модулем и фазой коэффициентов.
7. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над действительными и мнимыми составляющими коэффициентов.
8. Способ функционирования радиоприемника для приема цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10), характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом радиовещательной программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот (14), охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, заключающийся в том, что принимают цифровой сигнал вещания, совместимый с амплитудно-модулированным сигналом, формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, используют первый и второй сигналы в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами, для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и обрабатывают совокупность преобразованных сигналов путем умножения совокупности преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, отличающийся тем, что производят обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов, формируют выходной сигнал в соответствии со скорректированными сигналами, сформированными при операции обработки.
9. Способ по п.8, отличающийся тем, что коэффициенты вектора для некомплементарных сигналов интерполируют с использованием линейной интерполяции, интерполяции с помощью кубического сплайна, полиномиальной интерполяции, интерполяции на основе быстрого преобразования Фурье или аппроксимации логарифмической кривой.
10. Способ по п.8, отличающийся тем, что интерполяцию производят с усреднением по времени.
11. Способ по п.8, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над модулем и фазой коэффициентов.
12. Способ по п.8, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются логарифмические изменения модуля коэффициентов.
13. Способ по п.8, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над действительными и мнимыми составляющими коэффициентов.
14. Устройство (156) для коррекции цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10), характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот (14), охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, содержащее средство (118) формирования первого сигнала, представляющего синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, средство (118) формирования второго сигнала, представляющего квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, средство (150) использования первого и второго сигналов в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и средство (156) обработки совокупности преобразованных сигналов путем умножения совокупности преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, отличающееся тем, что содержит средство (186) обновления корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов.
15. Устройство по п.14, отличающееся тем, что интерполяция коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов представляет собой линейную интерполяцию, интерполяцию с помощью кубического сплайна, полиномиальную интерполяцию, интерполяцию на основе быстрого преобразования Фурье или аппроксимацию логарифмической кривой.
16. Устройство по п.14, отличающееся тем, что интерполяция сопровождается усреднением по времени.
17. Устройство по п.14, отличающееся тем, что результатами интерполяции являются линейные изменения модуля и фазы коэффициентов как функции частоты.
18. Устройство по п.14, отличающееся тем, что результатами интерполяции являются логарифмические изменения модуля коэффициентов.
19. Устройство по п.14, отличающееся тем, что интерполяция осуществляется над модулем и фазой коэффициентов.
20. Устройство по п.14, отличающееся тем, что интерполяция осуществляется над действительными и мнимыми составляющими коэффициентов.
21. Радиоприемник для приема цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10), характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр (14), причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомпламентарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, содержащий средство (110) приема цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, средство (118) формирования первого сигнала, представляющего синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, средство (118) формирования второго сигнала, представляющего квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, средство (150) использования первого и второго сигналов в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и средство (156) обработки совокупности преобразованных сигналов путем умножения совокупности преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, отличающийся тем, что содержит средство (186) обновления корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов и средство (144) формирования выходного сигнала в соответствии со скорректированными сигналами, сформированными в средстве обработки.
22. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что интерполяция коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов представляет собой линейную интерполяцию, интерполяцию с помощью кубического сплайна, полиномиальную интерполяцию, интерполяцию на основе быстрого преобразования Фурье или аппроксимацию логарифмической кривой.
23. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что интерполяция сопровождается усреднением по времени.
24. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются линейные изменения модуля и фазы коэффициентов как функции частоты.
25. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются логарифмические изменения модуля коэффициентов.
26. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что интерполяция осуществляется над модулем и фазой коэффициентов.
27. Радиоприемник по п.21, отличающийся тем, что интерполяция осуществляется над действительными и мнимыми составляющими коэффициентов.
RU2001111836/09A 1998-10-02 1999-09-02 Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом RU2222871C2 (ru)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/207,894 US6292511B1 (en) 1998-10-02 1998-10-02 Method for equalization of complementary carriers in an AM compatible digital audio broadcast system
US09/207894 1998-10-02
US09/207,894 1998-10-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2001111836A RU2001111836A (ru) 2003-05-27
RU2222871C2 true RU2222871C2 (ru) 2004-01-27

Family

ID=22772412

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2001111836/09A RU2222871C2 (ru) 1998-10-02 1999-09-02 Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом

Country Status (13)

Country Link
US (2) US6292511B1 (ru)
EP (1) EP1119928B1 (ru)
JP (1) JP2002527933A (ru)
KR (1) KR20010075490A (ru)
CN (2) CN1529432A (ru)
AT (1) ATE268077T1 (ru)
AU (1) AU763811B2 (ru)
BR (1) BR9914261A (ru)
CA (1) CA2345616A1 (ru)
DE (1) DE69917665T2 (ru)
MX (1) MXPA01003332A (ru)
RU (1) RU2222871C2 (ru)
WO (1) WO2000021228A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2658872C2 (ru) * 2013-02-25 2018-06-25 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Модуль определения коэффициентов частотной корректирующей фильтрации, устройство, процессор коэффициентов частотной корректирующей фильтрации, система и способы

Families Citing this family (61)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6292511B1 (en) * 1998-10-02 2001-09-18 Usa Digital Radio Partners, Lp Method for equalization of complementary carriers in an AM compatible digital audio broadcast system
KR100362571B1 (ko) * 1999-07-05 2002-11-27 삼성전자 주식회사 직교주파수분할다중 시스템에서 파일럿 심볼을 이용한 주파수 오류 보상장치 및 방법
JP2001313594A (ja) * 2000-04-28 2001-11-09 Fujitsu Ltd Ｄｍｔシステムのタイムドメインイコライザーの係数更新方法、レシーブ方法、ｄｍｔシステム及びｄｍｔモデム
FR2808635B1 (fr) * 2000-05-02 2002-08-02 Sagem Annulation de signaux perturbants dans un recepteur de modem xdsl
US6671340B1 (en) * 2000-06-15 2003-12-30 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for reduction of interference in FM in-band on-channel digital audio broadcasting receivers
GB2364866B (en) 2000-07-12 2004-05-19 Conexant Systems Inc Television receiver
DE60037583T2 (de) 2000-08-24 2009-01-08 Sony Deutschland Gmbh Kommunikationseinrichtung zum Senden und Empfangen von OFDM Signalen in einem Funkkommunikationssystem
US7099385B2 (en) * 2001-07-18 2006-08-29 Massana Research Limited Compensation for interference in data receivers
US7158567B2 (en) * 2001-09-11 2007-01-02 Vitesse Semiconductor Corporation Method and apparatus for improved high-speed FEC adaptive equalization
EP1370017A1 (en) * 2002-06-07 2003-12-10 Sony International (Europe) GmbH Interference reduction for simulcast signals
US7116726B2 (en) 2002-08-12 2006-10-03 Cubic Corporation Method and apparatus for transferring multiple symbol streams at low bit-error rates in a narrowband channel
US6922440B2 (en) * 2002-12-17 2005-07-26 Scintera Networks, Inc. Adaptive signal latency control for communications systems signals
US6898249B2 (en) * 2002-12-17 2005-05-24 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for AM digital audio broadcasting with amplitude scaled tertiary subcarriers
US7321550B2 (en) * 2004-02-17 2008-01-22 Industrial Technology Research Institute Method of equalization in an OFDM system
US7193802B2 (en) * 2004-03-25 2007-03-20 Hitachi Global Storage Technologies Netherlands, B.V. Apparatus for providing dynamic equalizer optimization
US9281794B1 (en) 2004-08-10 2016-03-08 Bongiovi Acoustics Llc. System and method for digital signal processing
US11431312B2 (en) 2004-08-10 2022-08-30 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US8462963B2 (en) * 2004-08-10 2013-06-11 Bongiovi Acoustics, LLCC System and method for processing audio signal
US8284955B2 (en) 2006-02-07 2012-10-09 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US8160274B2 (en) * 2006-02-07 2012-04-17 Bongiovi Acoustics Llc. System and method for digital signal processing
US9413321B2 (en) 2004-08-10 2016-08-09 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US8565449B2 (en) * 2006-02-07 2013-10-22 Bongiovi Acoustics Llc. System and method for digital signal processing
US20070195971A1 (en) * 2006-02-07 2007-08-23 Anthony Bongiovi Collapsible speaker and headliner
US7254243B2 (en) * 2004-08-10 2007-08-07 Anthony Bongiovi Processing of an audio signal for presentation in a high noise environment
US10848118B2 (en) 2004-08-10 2020-11-24 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US10158337B2 (en) 2004-08-10 2018-12-18 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
KR100626370B1 (ko) * 2004-12-29 2006-09-20 삼성전자주식회사 주파수 등화 성능이 향상된 다중 부반송파 통신 시스템 및그 방법
US7697620B2 (en) 2005-11-14 2010-04-13 Ibiquity Digital Corporation Equalizer for AM in-band on-channel radio receivers
US20090296959A1 (en) * 2006-02-07 2009-12-03 Bongiovi Acoustics, Llc Mismatched speaker systems and methods
US9348904B2 (en) 2006-02-07 2016-05-24 Bongiovi Acoustics Llc. System and method for digital signal processing
US8705765B2 (en) * 2006-02-07 2014-04-22 Bongiovi Acoustics Llc. Ringtone enhancement systems and methods
US10069471B2 (en) 2006-02-07 2018-09-04 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US11202161B2 (en) 2006-02-07 2021-12-14 Bongiovi Acoustics Llc System, method, and apparatus for generating and digitally processing a head related audio transfer function
US9615189B2 (en) 2014-08-08 2017-04-04 Bongiovi Acoustics Llc Artificial ear apparatus and associated methods for generating a head related audio transfer function
US20080152184A1 (en) * 2006-02-07 2008-06-26 Anthony Bongiovi Collapsible speaker system
US9195433B2 (en) 2006-02-07 2015-11-24 Bongiovi Acoustics Llc In-line signal processor
US10701505B2 (en) 2006-02-07 2020-06-30 Bongiovi Acoustics Llc. System, method, and apparatus for generating and digitally processing a head related audio transfer function
US10848867B2 (en) 2006-02-07 2020-11-24 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US8229136B2 (en) * 2006-02-07 2012-07-24 Anthony Bongiovi System and method for digital signal processing
WO2009059320A1 (en) * 2007-11-01 2009-05-07 National Public Radio A method for determining audio broadcast transmission signal coverage
DE102007056163A1 (de) * 2007-11-21 2009-06-04 Ali Corporation DVB-S Empfänger geeignet zur Anzeige der Intensität und Qualität eines empfangenen RF-Signals
DK2502428T3 (en) 2009-11-17 2014-08-04 Phonak Ag Hearing assistance system and method
US8737651B2 (en) 2009-11-17 2014-05-27 Phonak Ag Hearing assistance system and method
US8948272B2 (en) 2012-12-03 2015-02-03 Digital PowerRadio, LLC Joint source-channel decoding with source sequence augmentation
US9191256B2 (en) 2012-12-03 2015-11-17 Digital PowerRadio, LLC Systems and methods for advanced iterative decoding and channel estimation of concatenated coding systems
US8595590B1 (en) 2012-12-03 2013-11-26 Digital PowerRadio, LLC Systems and methods for encoding and decoding of check-irregular non-systematic IRA codes
US9344828B2 (en) 2012-12-21 2016-05-17 Bongiovi Acoustics Llc. System and method for digital signal processing
US9264004B2 (en) 2013-06-12 2016-02-16 Bongiovi Acoustics Llc System and method for narrow bandwidth digital signal processing
US9883318B2 (en) 2013-06-12 2018-01-30 Bongiovi Acoustics Llc System and method for stereo field enhancement in two-channel audio systems
US9398394B2 (en) 2013-06-12 2016-07-19 Bongiovi Acoustics Llc System and method for stereo field enhancement in two-channel audio systems
US9906858B2 (en) 2013-10-22 2018-02-27 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US9397629B2 (en) 2013-10-22 2016-07-19 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing
US10639000B2 (en) 2014-04-16 2020-05-05 Bongiovi Acoustics Llc Device for wide-band auscultation
US9615813B2 (en) 2014-04-16 2017-04-11 Bongiovi Acoustics Llc. Device for wide-band auscultation
US10820883B2 (en) 2014-04-16 2020-11-03 Bongiovi Acoustics Llc Noise reduction assembly for auscultation of a body
US9564146B2 (en) 2014-08-01 2017-02-07 Bongiovi Acoustics Llc System and method for digital signal processing in deep diving environment
US9638672B2 (en) 2015-03-06 2017-05-02 Bongiovi Acoustics Llc System and method for acquiring acoustic information from a resonating body
US9906867B2 (en) 2015-11-16 2018-02-27 Bongiovi Acoustics Llc Surface acoustic transducer
US9621994B1 (en) 2015-11-16 2017-04-11 Bongiovi Acoustics Llc Surface acoustic transducer
CA3096877A1 (en) 2018-04-11 2019-10-17 Bongiovi Acoustics Llc Audio enhanced hearing protection system
WO2020028833A1 (en) 2018-08-02 2020-02-06 Bongiovi Acoustics Llc System, method, and apparatus for generating and digitally processing a head related audio transfer function

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4379947A (en) * 1979-02-02 1983-04-12 Teleprompter Corporation System for transmitting data simultaneously with audio
US4534054A (en) * 1980-11-28 1985-08-06 Maisel Douglas A Signaling system for FM transmission systems
US4425642A (en) * 1982-01-08 1984-01-10 Applied Spectrum Technologies, Inc. Simultaneous transmission of two information signals within a band-limited communications channel
US4881245A (en) * 1983-07-01 1989-11-14 Harris Corporation Improved signalling method and apparatus
US4660193A (en) * 1983-10-11 1987-04-21 Regency Electronics, Inc. Digital modulation method for standard broadcast FM subcarrier
AU589119B2 (en) * 1984-04-17 1989-10-05 Nec Corporation Digital radio communication system utilizing quadrature modulated carrier waves
US5128933A (en) * 1985-07-29 1992-07-07 Baranoff Rossine Dimitri Process and device for the radio transmission of coded data superimposed on a traditional frequency-modulated broadcast
US4881241A (en) * 1988-02-24 1989-11-14 Centre National D'etudes Des Telecommunications Method and installation for digital communication, particularly between and toward moving vehicles
ES2065409T3 (es) * 1988-10-21 1995-02-16 Thomson Csf Emisor, procedimiento de emision y receptor.
US5134630A (en) * 1989-04-12 1992-07-28 National Research Development Corporation Method and apparatus for transparent tone-in-band transmitter, receiver and system processing
US5134634A (en) * 1989-08-31 1992-07-28 Nec Corporation Multilevel quadrature amplitude demodulator capable of compensating for a quadrature phase deviation of a carrier signal pair
FR2658016B1 (fr) * 1990-02-06 1994-01-21 Etat Francais Cnet Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et demodulation coherente, et recepteur correspondant.
US5179576A (en) * 1990-04-12 1993-01-12 Hopkins John W Digital audio broadcasting system
US5020076A (en) * 1990-05-21 1991-05-28 Motorola, Inc. Hybrid modulation apparatus
JP2749456B2 (ja) * 1991-03-06 1998-05-13 三菱電機株式会社 無線通信機
US5315583A (en) * 1991-04-11 1994-05-24 Usa Digital Radio Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception
DE4111855C2 (de) * 1991-04-11 1994-10-20 Inst Rundfunktechnik Gmbh Verfahren zum rundfunkmäßigen Übertragen eines digital codierten Datenstroms
US5117195A (en) * 1991-05-17 1992-05-26 General Instrument Corporation Data referenced demodulation of multiphase modulated data
AU2892492A (en) * 1991-11-01 1993-06-07 Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh Radio transmission system and radio receiver
JP2904986B2 (ja) * 1992-01-31 1999-06-14 日本放送協会 直交周波数分割多重ディジタル信号送信装置および受信装置
US5465396A (en) * 1993-01-12 1995-11-07 Usa Digital Radio Partners, L.P. In-band on-channel digital broadcasting
US5588022A (en) 1994-03-07 1996-12-24 Xetron Corp. Method and apparatus for AM compatible digital broadcasting
US5673292A (en) 1994-10-07 1997-09-30 Northrop Grumman Corporation AM-PSK system for broadcasting a composite analog and digital signal using adaptive M-ary PSK modulation
US5606576A (en) 1995-01-23 1997-02-25 Northrop Grumman Corporation Adaptive mode control system for AM compatible digital broadcast
US5559830A (en) 1995-01-23 1996-09-24 Xetron Corp. Equalization system for AM compatible digital receiver
JP3145003B2 (ja) * 1995-03-23 2001-03-12 株式会社東芝 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置
US5592471A (en) * 1995-04-21 1997-01-07 Cd Radio Inc. Mobile radio receivers using time diversity to avoid service outages in multichannel broadcast transmission systems
US5764706A (en) 1995-08-31 1998-06-09 Usa Digital Radio Partners, L.P. AM compatible digital waveform frame timing recovery and frame synchronous power measurement
US5633896A (en) 1996-02-21 1997-05-27 Usa Digital Radio Partners, L.P. AM compatible digital waveform demodulation using a dual FFT
US5703954A (en) 1996-02-20 1997-12-30 Usa Digital Radio Partners, L.P. Method and apparatus for improving the quality of AM compatible digital broadcast system signals in the presence of distortion
US5809065A (en) 1996-02-20 1998-09-15 Usa Digital Radio Partners, L.P. Method and apparatus for improving the quality of AM compatible digital broadcast system signals in the presence of distortion
US5949796A (en) 1996-06-19 1999-09-07 Kumar; Derek D. In-band on-channel digital broadcasting method and system
WO1998019410A2 (en) 1996-10-31 1998-05-07 Discovision Associates Single chip vlsi implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing
US6128334A (en) * 1997-02-21 2000-10-03 Usa Digital Radio, Inc. Receiver addressable AM compatible digital broadcast system
KR100224863B1 (ko) 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
JP3981898B2 (ja) * 1998-02-20 2007-09-26 ソニー株式会社 信号受信装置および方法、並びに記録媒体
US6452977B1 (en) * 1998-09-15 2002-09-17 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for AM compatible digital broadcasting
US6292511B1 (en) * 1998-10-02 2001-09-18 Usa Digital Radio Partners, Lp Method for equalization of complementary carriers in an AM compatible digital audio broadcast system
US6295317B1 (en) * 1998-10-02 2001-09-25 Usa Digital Radio Partners, Lp Method and apparatus for demodulating and equalizing an AM compatible digital audio broadcast signal

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2658872C2 (ru) * 2013-02-25 2018-06-25 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Модуль определения коэффициентов частотной корректирующей фильтрации, устройство, процессор коэффициентов частотной корректирующей фильтрации, система и способы
US10778171B2 (en) 2013-02-25 2020-09-15 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Equalization filter coefficient determinator, apparatus, equalization filter coefficient processor, system and methods

Also Published As

Publication number Publication date
ATE268077T1 (de) 2004-06-15
DE69917665D1 (de) 2004-07-01
US6292511B1 (en) 2001-09-18
MXPA01003332A (es) 2004-02-17
KR20010075490A (ko) 2001-08-09
AU763811B2 (en) 2003-07-31
CN1134127C (zh) 2004-01-07
US6570943B2 (en) 2003-05-27
CA2345616A1 (en) 2000-04-13
EP1119928A1 (en) 2001-08-01
US20020012392A1 (en) 2002-01-31
BR9914261A (pt) 2001-07-03
WO2000021228A1 (en) 2000-04-13
JP2002527933A (ja) 2002-08-27
AU5807599A (en) 2000-04-26
DE69917665T2 (de) 2005-06-16
CN1331871A (zh) 2002-01-16
CN1529432A (zh) 2004-09-15
EP1119928B1 (en) 2004-05-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2222871C2 (ru) Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом
RU2235435C2 (ru) Способ оценки отношения "сигнал-шум" цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами
RU2222872C2 (ru) Способ и устройство для демодуляции и коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом
JP4414621B2 (ja) デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める方法及び装置
JP6566974B2 (ja) 帯域内オンチャネルラジオ受信機のチャネル状態情報（ｃｓｉ）推定及びアプリケーション
AU2005211103A1 (en) Peak-to-average power reduction for fm OFDM transmission
EP0752177B1 (en) Joint equalization system for am compatible digital receiver
US6400758B1 (en) Method and apparatus for training sequence identification in an AM compatible digital audio broadcasting system
US20030227985A1 (en) Interference reduction for simulcast signals
KR100941823B1 (ko) Ｄｒｍ/ａｍ 동시 송출
GB2354411A (en) Transparent-in-tone-band (TTIB) transmitter and receiver

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20050903