DE69936530T2 - Anordnung und verfahren zur interferenzunterdrückung - Google Patents

Anordnung und verfahren zur interferenzunterdrückung Download PDF

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
    • H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Auslöschung einer elektromagnetischen Interferenz.
  • BESCHREIBUNG DES ZUGEHÖRIGEN STANDES DER TECHNIK
  • Es ist normal geworden, Daten mit hoher Rate unter Verwendung gewöhnlicher Telefonleitungen zu übertragen. Einer der zahlreichen Standards, die dafür verwendet werden, wird VDSL (Very high speed Digital Subscriber Line = digitale Teilnehmeranschlussleitung sehr hoher Geschwindigkeit) genannt, siehe ETSI "DTS/TM-06003-1 (draft) V0.0.6 (1997-11)". Das Frequenzband verwendete Bereiche von 0,5 bis 10 MHz.
  • Ein auftretendes Problem besteht darin, dass einige Amateurfunk-Frequenzbänder in demselben Frequenzbereich wie VDSL angeordnet sind, nämlich 1,8-2,0 MHz, 3,5-3,8 MHz, 7,0-7,1 MHz und 10,10-10,15 MHz. In jedem dieser Frequenzbänder verwendet der Funkamateur Schmalbandsignale, die normalerweise eine Bandbreite haben, die kleiner als 4 kHz ist. Der Funkamateur kann in einigen Ländern in der Nähe von Telefonleitungen unter Verwendung sehr hoher Leistungspegel, typischerweise bis zu 400 W und sogar höher, senden. Daher kann eine Interferenz großen Ausmaßes in die Telefonleitungen eingeführt werden. Die Interferenz zeigt aufgrund der Tatsache, dass Amateurfunksendungen ein einziges Seitenband verwenden, große Variationen bezüglich einer Kennlinie über der Zeit. Darüber hinaus kann die Interferenz in Abhängigkeit davon, wann und zu wem der Funkamateur sendet, in irgendeinem Teil der Amateurfunk-Frequenzbänder zu jeder Tageszeit vorhanden sein.
  • Es ist gewöhnlich, ein paarweise verflochtenes Kabel für Telefonleitungen zu verwenden und die Signale differentiell zu senden. Eine Interferenz von außen wird dann theoretisch beide Drähte in einem Paar gleich stark stören und somit überhaupt nicht bemerkt werden, wenn die Signale differentiell gesendet werden. In der Praxis ist es jedoch unmöglich, die zwei Drähte völlig identisch zu machen, was darin resultiert, dass starke Signale von Amateurfunksendungen und ähnlichem noch bemerkbar werden.
  • Das entsprechende Problem bei Amateurfunksendungen tritt natürlich auch in anderen ähnlichen Zusammenhängen auf, wie beispielsweise bei Kabelfernsehnetzwerken. Weiterhin kann ein ähnliches Problem ausgehend von Funkpiraten entstehen, die darüber hinaus überhaupt keinen Regeln folgen, und zwar weder in Bezug auf ein Frequenzband noch in Bezug auf eine Ausgangsleistung. Das Problem einer Interferenz von Funkpiraten im Kabelfernsehnetzwerk ist detailliert in IEEE Communications Magazine, April 1987, Vol. 25, No. 4, Scheeren & Arnbak "Interference Protection of Cable Networks Against Radio Pirates" beschrieben.
  • In dem Dokument von Scheeren & Arnbak ist es auch gezeigt, wie man versucht hat, das Problem in Kabelfernsehnetzwerken zu vermeiden. Die Grundidee besteht darin, neben der ursprünglichen Antenne auch eine Referenzantenne zu verwenden, die in Richtung zu der Interferenzquelle (dem Funkpiraten) gerichtet ist. Dem von der Referenzantenne empfangenen Signal wird eine komplexe Gewichtung zugeteilt, so dass die Phase und die Amplitude eingestellt werden. Daraufhin wird das gewichtete Referenzsignal von dem ursprünglichen Signal in der ursprünglichen Antenne subtrahiert, so dass die Interferenz eliminiert wird. Jedoch kümmert sich dieser Ansatz nur um eine Interferenzquelle zu der Zeit unter statischen Bedingungen.
  • Eine in dem Dokument von Scheeren & Arnbak gezeigte weiterentwickelte Version beruht auf einer adaptiven Gewichtung. Zwei synchrone Detektoren werden dazu verwendet, das Signal von der ursprünglichen Antenne mit jeweils 0°- und 90°-Komponenten in dem Signal von der Referenzantenne zu korrelieren. Daraufhin werden diese korrelierten Signale integriert und als Steuersignale zu einem Modulator für komplexen Phasen zugeführt, der als eine Art von Steuerschaltung wirkt, die rückgekoppelt angeschlossen ist und die ein Ausgangssignal liefert, das zu dem Signal von der ursprünglichen Antenne addiert wird. Auf diese Weise ist es möglich, die Amplitude und die Phase für das ankommende Signal von der ursprünglichen Antenne zu steuern, um dadurch die Interferenz zu eliminieren.
  • In WO 97/40587 ist eine Version zur Verwendung auf dem Gebiet des Telefonierens gezeigt, wo es nicht nötig ist, zu wissen, aus welcher Richtung die Interferenz ankommt. Ein ankommendes paarweise verflochtenes Telefonkabel ist an einen Transformator angeschlossen, der das ankommende Signal in ein differentielles Signal und ein Signal eines gemeinsamen Modes transformiert. Das Signal eines gemeinsamen Modes, welches ein Maß für das interferierende Signal ist, wird beispielsweise mittels eines Verwendens des Mittenanschlusses auf der Eingangsseite des Transformators und eines Verwendens einer Erdung als Referenz erhalten. Das differentielle Signal und das Signal eines gemeinsamen Modes werden zu einer Funkfrequenz-Löscheinheit zugeführt, die unter Verwendung eines Filters ein differentielles Signal mit gelöschter Interferenz erzeugt, welches einer A/D-Umwandlung unterzogen und in einem digitalen Signalprozessor verarbeitet wird, um die ursprünglich gesendeten Daten zu erhalten. Der digitale Signalprozessor erzeugt auch ein Aktualisierungs-Steuersignal, das zu der Funkfrequenz-Löscheinheit rückgekoppelt wird und das während sogenannter "ruhiger Perioden" beim Senden, d.h. während Zeiten, zu welchen keine Daten gesendet werden, aktiviert wird.
  • Die Funkfrequenz-Löscheinheit enthält auch einen Subtrahierer, der ein geschätztes Interferenzsignal von dem differentiellen Signal subtrahieren und das differentielle Signal mit gelöschter Interferenz ausgibt. Die Funkfrequenz-Löscheinheit enthält auch eine Aktualisierungsschaltung, die das Aktualisierungs-Steuersignal empfängt und die zulässt, dass das differentielle Signal mit gelöschter Interferenz während der ruhigen Perioden zur Rückkopplung zu einem adaptiven Filter läuft, welches das Signal eines allgemeinen Modes und das differentielle Signal mit gelöschter Interferenz empfängt und welches das geschätzte Interferenzsignal erzeugt.
  • Das adaptive Filter enthält einen Phasenschieber, der die 0° und 90°-Komponenten des Signals eines allgemeinen Modes erhält. Jede der Signalkomponenten wird mit dem differentiellen Signal mit gelöschter Interferenz multipliziert und wird integriert. Die Ergebnisse werden wieder mit der jeweiligen Komponente multipliziert und zueinander addiert, um dadurch das geschätzte Interferenzsignal zu erhalten.
  • Ein Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass es langsam ist und dass ein Aktualisieren nur während der ruhigen Perioden stattfinden kann.
  • Ein Problem der Lösung in WO 97/40587 besteht darin, dass eine Aktualisierung nur während der ruhigen Perioden stattfinden kann. Ein weiteres Problem besteht darin, dass die Lösung in WO 97/40587 gut arbeitet, solange die Interferenz dieselbe Frequenz hat, aber dann, wenn sich die Frequenz ändert, eine Anpassung stattfinden muss, was eine Zeit dauert.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht im Lösen der obigen Probleme mittels eines Abhängigmachens des Löschens einer Interferenz von der Frequenz in der Interferenz. Die Erfindung enthält eine Einrichtung, wie beispielsweise einen Phasenschieber, zum Aufteilen eines Referenzsignals in ein erstes und ein zweites Signal mit unterschiedlichen Phasen, die vorzugsweise eine Phasendifferenz von 90° haben. Die Erfindung enthält weiterhin zwei Multiplizierer zum Multiplizieren jeweils eines Gewichtungskoeffizienten mit jeweils einem der phasenversetzten Signale und zum Ausgeben von jeweils einem multiplizierten Signal. Vorzugsweise wird eine LMS-Berechnung (LMS = Least Mean Square = kleinstes mittleres Fehlerquadrat) dazu verwendet, den Gewichtungskoeffizienten zu erhalten. Weiterhin enthält die Erfindung einen Addierer zum Addieren der zwei multiplizierten Signale und zum Ausgeben eines korrigierten Referenzsignals und einen Subtrahierer zum Subtrahieren des korrigierten Referenzsignals von einem Eingangssignal und zum Ausgeben eines Fehlersignals. Das Löschen einer Interferenz hängt durch Verwenden von unterschiedlichen Gewichtungskoeffizienten für unterschiedliche Frequenzen oder Frequenzbänder der Interferenz von der Frequenz der Interferenz ab.
  • Der Vorteil besteht darin, dass für jede neue Frequenz oder für jedes neue Frequenzband der Interferenz schnell ein neuer Basiswert für die Gewichtungskoeffizienten ausgewählt werden kann, der für diese bestimmte Frequenz oder dieses bestimmte Frequenzband geeignet ist. Dies kann zu irgendeiner Zeit erfolgen, und nicht nur während ruhiger Perioden. Eine Feinabstimmung kann dann innerhalb dieser Frequenz oder dieses Frequenzbands stattfinden, was für das beste Ergebnis während ruhiger Perioden oder sehr langsam während eines Sendens stattfinden sollte. Wenn die Gewichtungskoeffizienten einmal auf die Basiswerte für eine bestimmte Frequenz eingestellt worden sind, gibt es normalerweise keine große Notwendigkeit zur Feinabstimmung, was es zu einem beachtlich schnelleren Verfahren macht als dann, wenn die Anpassung von Gewichtungskoeffizienten kontinuierlich stattfinden müsste.
  • Als Beispiel einer Anwendung kann das Referenzsignal ein Signal eines gemeinsamen Modes eines Datensignals sein, das beispielsweise Telefonie-, Video- oder reine Daten aufweisen kann, während das Eingangssignal ein differentielles Signal desselben Datensignals sein kann. Das Fehlersignal wird dann eine Version mit gelöschter Interferenz des Datensignals.
  • Die Erfindung wird nun mittels bevorzugter Ausführungsbeispiele und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben werden.
  • BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 zeigt ein Diagramm eines Standes der Technik für eine Löschung einer Interferenz.
  • 2 zeigt ein Diagramm eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
  • 3 zeigt ein Diagramm, eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
  • 4 zeigt ein Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines Details in den 2 und 3.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • In 1 ist eine vereinfachte Version eines Standes der Technik gemäß WO 97/40587 gezeigt. Der Stand der Technik wird jedoch unter Verwendung einer neuen Terminologie und teilweise unter Verwendung einer anderen Grundlage als in WO 97/40587 erklärt werden. Ein Teil der Erfindung realisiert, wie sie tatsächlich arbeitet und nicht arbeitet, was in WO 98/40587 nicht immer erklärt ist.
  • Ein interferierendes Signal n interferiert mit einem ankommenden Zwillingspaar-Telefonkabel 1, das an einen Transformator 2 angeschlossen ist, der ein ankommendes Leitungssignal s1 in ein differentielles Signal sd und ein Signal eines gemeinsamen Modes sc umwandelt. Das Signal eines gemeinsamen Modes sc, das ein Maß für das interferierende Signal ist, kann beispielsweise mittels eines Auswählens des Mittenanschlusses der Eingangsseite des Transformators und eines Verwendens einer Erdung als Referenz, mittels eines Verwendens von einer der Leitungen in dem verflochtenen Paar oder mittels eines Erhaltens der Summe der zwei Leitungen unter Verwendung einer Erdung als Referenz erhalten werden. Es ist bevorzugt, die erste Alternative zu verwenden.
  • Das Signal eines gemeinsamen Modes sc wird zu einem Phasenschieber 3 zugeführt, der 0°- und 90°-Komponenten scI, scQ des Signals eines gemeinsamen Modes sc ausgibt. Daraufhin werden die Komponenten scI , scQ mit jeweils einem Gewichtungskoeffizienten I, Q in Multiplizierern 4, 5 multipliziert, um schließlich in einem Addierer 6 addiert zu werden. Der Ausdruck Gewichtungskoeffizienten wird in WO 97/45087 nicht verwendet, sondern wird hier eingeführt, da der Ausdruck erforderlich ist, um die vorliegende Erfindung zu erklären.
  • Ein Auswählen geeigneter Werte für die Gewichtungskoeffizienten I, Q resultiert in einem geschätzten Interferenzsignal sn nach der Addition, welches dann in einem Subtrahierer 7 von dem differentiellen Signal sd subtrahiert werden kann, um dann ein Signal mit gelöschter Interferenz se zu erhalten, von welchem es möglich ist, Telefoniedaten unter Verwendung von beispielsweise einem Signalprozessor 8 zu extrahieren.
  • Die Gewichtungskoeffizienten I, Q werden unter Verwendung einer LMS-Berechnung 13, 14 (LMS = Least Mean Square = kleinstes mittleres Fehlerquadrat) erhalten. Sie wird durch Rückkoppeln des Signals mit gelöschter Interferenz se während der ruhigen Perioden des Sendens zu zwei Multiplizierern 9, 10 durchgeführt, wo es in jedem Multiplizierer mit einer der zwei Signalkomponenten eines gemeinsamen Modes scI, scQ multipliziert wird und dann in einem Integrierer 11, 12 integriert wird, um dadurch die Gewichtungskoeffizienten I, Q zu erhalten.
  • Der mathematische Hintergrund dafür, warum eine LMS-Berechnung geeignet ist, kann in WO 97/40587 oder in "IEEE Journal of Solid-state Circuits", vol. 30, No. 12, Dez. 1995, Seiten 1391-1398 "Analog CMOS Implementation of High Frequency Least Mean Square Error Learning Circuit" von Kub und Justh gefunden werden.
  • Ruhige Perioden sind Perioden, in welchen keine Daten in irgendeiner Richtung gesendet werden, und sie können z.B. zum Trennen einer Kommunikation in zwei unterschiedlichen Richtungen verwendet werden.
  • Die vorliegende Erfindung, die in 2 gezeigt ist, basiert auf dem in Zusammenhang mit 1 beschriebenen Stand der Technik. Jedoch ist die Funktion, nur während ruhiger Perioden zu aktualisieren, nicht auf dieselbe Weise nötig, was nachfolgend detaillierter erklärt werden wird.
  • In WO 97/40587 ist nicht offenbart, dass es nicht nötig ist, insbesondere die 0°- und 90°-Komponenten im Leitungssignal zu verwenden. Ein richtiges Funktionieren erfolgt so lange, wie zwei Vektoren mit unterschiedlichen Phasenwinkeln erhalten werden, was es möglich macht, alle anderen Phasenwinkel und Amplituden zu extrahieren, wenn sie jeweils zuerst mit den Gewichtungskoeffizienten multipliziert und dann zueinander addiert werden. In der Praxis hat es sich jedoch herausgestellt, dass das beste Ergebnis erhalten wird, wenn die 0°- und 90°-Komponenten verwendet werden.
  • Weiterhin ist es nicht nötig, nur einen Signalprozessor zu verwenden, wie es in WO 97/40587 beschrieben ist, oder ihn dort anzuordnen, wo er in WO 97/40587 angeordnet ist, sondern irgendeine Form eines Empfängers ist geeignet vorgesehen, der auf die eine oder eine andere Weise das Signal mit gelöschter Interferenz se empfängt. Da die Lokalisierung des Empfängers von keiner Wichtigkeit bei der vorliegenden Erfindung ist, ist sie in 2 nicht gezeigt.
  • Weiterhin sollte es bemerkt werden, dass das Interferenzproblem verallgemeinert werden kann, wie in dem oben angegebenen Dokument von Kub und Justh. Das Signal eines gemeinsamen Modes sc dort entspricht einem Referenzsignal sc, das differentielle Signal sd einem Eingangssignal sd und das Signal mit gelöschter Interferenz se einem Fehlersignal se. Diese allgemeinen Ausdrücke werden daher in der folgenden Beschreibung verwendet werden.
  • Ebenso ist im oben angegebenen Stand der Technik nicht angegeben, dass er auch funktionieren würde, während andere Arten eines Implementierens von LMS-Algorithmen verwendet werden können, und dass selbst andere Typen von Algorithmen verwendet werden könnten. Bei dem Basis-LMS-Algorithmus wird ein Koeffizient C gemäß Folgendem aktualisiert: Ck+1 = Ck + μ·se·sc (1)wobei μ eine Anpassungskonstante ist und normalerweise eine kleine Potenz von 2 ist.
  • Es kann jedoch geeignet sein, einen anderen Typ eines Vorzeichenalgorithmus zu verwenden, und zwar aufgrund der Tatsache, dass einige wenige oder keine tatsächlichen Multiplikationen verwendet werden, was sie einfach zu implementieren macht. Ein Beispiel für einen solchen Algorithmus kann ausschauen wie: Ck+1 = Ck + μ·se·sign(sc) (2)
  • Eine andere Version eines Vorzeichenalgorithmus kann ausschauen wie: Ck+1 = Ck + μ·sc·sign(se) (3)
  • Der einfachste LMS-Algorithmus ist der Vorzeichen-Vorzeichen-Algorithmus. Ein Koeffizient C wird dann gemäß der folgenden Formel aktualisiert: Ck+1 = Ck + μ·sign(se)·sign(sc) (4)
  • In 2 ist ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Es enthält alle Elemente aus 1, mit der Ausnahme des Signalprozessors 8. Weiterhin sind die LMS-Berechnungseinheiten 13, 14 verallgemeinert. Um zu vermeiden, jedes Mal eine neue Anpassung durchzuführen, wenn die Interferenz eine Frequenz ändert, werden die Gewichtungskoeffizienten I, Q abhängig von den Frequenzen gemacht, d.h. in der Praxis werden sie andere Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) für die anderen Frequenzen oder Frequenzbänder f der Interferenz. Wenn als Beispiel der obige Vorzeichen-Vorzeichen-Algorithmus (4) verwendet wird, werden die Formeln für die Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) Folgende: Ik+1(f) = Ik(f) + μI·sign(sf)·sign(sc) (5a) Qk+1(f) = Qk(f) + μQ·sign(sf)·sign(sc) (5b)wobei k = 1, 2, ...
  • Die entsprechende Änderung kann natürlich auch in den Formeln (1), (2) oder (3) durchgeführt werden, und in anderen Formeln, die in diesem Zusammenhang als nützlich befunden werden könnten. Ein konkretes Beispiel dafür, wie die Formeln in der Vorrichtung gemäß der Erfindung verwendet werden können, wird nachfolgend detaillierter beschrieben.
  • Für jede neue Frequenz oder jedes neue Frequenzband f der Interferenz kann ein neuer Basiswert, der für diese bestimmte Frequenz oder dieses bestimmte Frequenzband f geeignet ist, schnell für die Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) ausgewählt werden. Dies kann zu irgendeiner Zeit stattfinden, und nicht nur während ruhiger Perioden. Eine Feinabstimmung kann dann innerhalb dieser Frequenz oder dieses Frequenzbands f gemäß der Formeln (5a) und (5b) oder entsprechender Formeln stattfinden, was zum Erhalten des besten Ergebnisses während ruhiger Perioden stattfinden sollte oder während eines Sendens sehr langsam ausgeführt werden sollte. Wenn die Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) einmal auf die Basiswerte für eine bestimmte Frequenz eingestellt worden sind, gibt es jedoch normalerweise keine Notwendigkeit für eine großartige Feinabstimmung, was es zu einem sehr schnelleren Verfahren als dann macht, wenn die Anpassung der Gewichtungskoeffizienten I, Q kontinuierlich stattfinden müsste.
  • Eine Art zum Ändern der Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) für jede Frequenz kann ein großes Filter für alle Frequenzen sein, was komplex und teuer werden würde und eine Quantisierung und eine A/D-Wandlung erfordern würde. Die Lösung gemäß der 2 ist signifikant einfacher und weniger teuer und kann insgesamt analog gemacht werden – Phasenschieber 3, Multiplizierer 4, 5, Addierer 6 und Subtrahierer 7 – was ein Vorteil ist, da ein Quantisierungsrauschen während A/D- und D/A-Umwandlungen eingeführt werden kann.
  • Um zu bestimmen, welche Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) verwendet werden sollten, ist die Vorrichtung auf geeignete Weise mit einer Frequenzschätzeinheit 21 versehen, die die Frequenz f der Interferenz n schätzt. Jedes Mal dann, wenn die Interferenz n die Frequenz f um mehr als eine voreingestellte Frequenzdifferenz ändert, werden neue Werte der Gewichtungskoeffizienten I(f), Q(f) ausgewählt. Die unterschiedlichen Werte können in einem Speicher gespeichert werden und die Frequenz-Schätzeinheit 21 erzeugt eine geschätzte Frequenz, die in einer Frequenzadressenerzeugungseinheit 22 verwendet wird, um eine oder mehrere Adressen aI(f), aQ(f) im Speicher auszuwählen. Die Frequenz-Schätzeinheit 21 kann beispielsweise ein einfacher Frequenzzähler oder irgendeine ausgeklügeltere Vorrichtung sein, während die Frequenzadressenerzeugungseinheit 22 beispielsweise eine einfache Nachschautabelle zwischen einer Frequenz und einer Adresse verwenden kann. Es kann ein Vorteil sein, aber es ist nicht nötig, beide Komponenten scI, scQ des Referenzsignals/des Signals eines gemeinsamen Modes sc zu verwenden.
  • Da es streng genommen nicht nötig ist, zu aktualisieren, wenn eine Interferenz, die stark genug ist, vorhanden ist, kann ein Pegeldetektor 31 eingeführt werden, siehe 3. Der Pegeldetektor 31 liest den Pegel L des Referenzsignals/Signals eines gemeinsamen Modes sc. Wenn der Pegel L über einen bestimmten Schwellenpegel Lt angestiegen ist, zeigt der Pegeldetektor 31 einer Anpassungssteuerung 32 an, dass ein Aktualisieren stattfinden soll, die auch die geschätzte Frequenz von der Frequenz-Schätzeinheit 21 empfängt. Wenn eine Aktualisierung stattfinden soll, zeigt die Anpassungssteuerung 32 dies der Frequenzadressenerzeugungseinheit 22 an, die dann neue Adressen aI(f), aQ(f) erzeugt. Als Alternative findet ein Aktualisieren statt, wenn der Pegel für eine bestimmte Zeitperiode über dem Schwellenwert gewesen ist. Dies kann auch für eine allgemeine Steuerung diesbezüglich verallgemeinert werden, ob ein Aktualisieren stattfinden soll oder nicht. Beispielsweise kann es eine unterschiedliche Interferenz bei unterschiedlichen Frequenzen und bei unterschiedlichen Pegeln zur gleichen Zeit geben, so dass eine bestimmte Berücksichtigung vorgenommen werden muss. Wenn ein Empfänger 9 verwendet wird, ist es auch möglich, dass der Empfänger 9 der Anpassungssteuerung 32 signalisiert, wann ruhige Perioden auftreten, wenn es erwünscht ist, dies zu berücksichtigen.
  • Es sollte bemerkt werden, dass die 3 auch eine alternative Art zum Anschließen der Frequenz-Schätzeinheit 21 darstellt, nämlich direkt an das Referenzsignal/Signal eines gemeinsamen Modes sc.
  • In 4 ist es gezeigt, wie die Formel (5b) in der Praxis implementiert werden kann. Die Formel (5a) wird dann auf die entsprechende Weise implementiert. Dieser Teil der Erfindung wird geeigneterweise digital implementiert. In einer LMS-Berechnungseinheit 14 wird das Vorzeichen 41 des Referenzsignals/Signals eines gemeinsamen Modes sc mit dem Vorzeichen 42 des Fehlersignals/des Signals mit gelöschter Interferenz se in einem "Multiplizierer" 43 multipliziert.
  • Natürlich muss keine tatsächliche Multiplikation ausgeführt werden, und es ist nur eine Frage eines Änderns des Vorzeichens. Das resultierende Vorzeichen wird mit der Anpassungskonstanten μQ in einem weiteren fiktiven "Multiplizierer" 44 multipliziert, d.h. das Vorzeichen wird bei der Anpassungskonstanten μQ geändert. Das Ergebnis wird in einem Addierer 45 zu einem Speicher 46 addiert, wo die Adresse aQ(f) durch die Frequenzadressenerzeugungseinheit 22 ausgewählt wird, und wird in einem D/A-Wandler 47 einer D/A-Umwandlung unterzogen, um dadurch einen Gewichtungskoeffizienten Q(f) zu erhalten, der im Multiplizierer 5 mit dem Referenzsignal sc multipliziert werden kann. Die Multiplikationen können beispielsweise unter Verwendung von XOR-Gattern implementiert werden und die Multiplikation mit der Anpassungskonstanten μQ kann beispielsweise als Schiebeoperation implementiert werden.
  • Die Erfindung, wie sie oben beschrieben ist, kann daneben, dass sie zum Auslöschen einer Interferenz von Funkamateuren, Funkpiraten und ähnlichem verwendet wird, auch auf anderen Gebieten verwendet werden, wo es erwünscht ist, eine elektromagnetische Interferenz auszulöschen, und zwar insbesondere eine Interferenz mit einer geringen Bandbreite.

Claims (27)

  1. Anordnung zur Auslöschung einer elektromagnetischen Interferenz (n) mit einer Einrichtung (3) zum Aufteilen eines Referenzsignals (sc) in ein erstes und ein zweites Signal (scI, scQ) mit unterschiedlichen Phasen, zwei Multiplizierern (4, 5) zum jeweiligen Multiplizieren eines Gewichtungskoeffizienten mit jeweils einem der phasenversetzten Signale (scI, scQ) und zum jeweiligen Ausgeben eines multiplizierten Signals, einem Addierer (6) zum Addieren der zwei multiplizierten Signale und zum Ausgeben eines korrigierten Referenzsignals (sn) und einem Subtrahierer (7) zum Subtrahieren des korrigieren Referenzsignals (sn) von einem Eingangssignal (sd) und zum Ausgeben eines Fehlersignals (se), dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung einer Einrichtung (21, 22) zum Erzeugen unterschiedlicher Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) für unterschiedliche Frequenzen oder Frequenzbänder (f) der Interferenz (n) enthält.
  2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignal-Aufteilungseinrichtung (sc), die Multiplizierer (4, 5), der Addierer (6) und der Subtrahierer (7) analog sind.
  3. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-2, dadurch gekennzeichnet, dass die Interferenz-Löscheinheit weiterhin zwei Einheiten zur Berechnung des kleinsten mittleren Fehlerquadrats (13, 14) enthält, die jeweils dafür angeordnet sind, für unterschiedliche Frequenzen oder Frequenzbänder (f) der Interferenz (n) das Fehlersignal (se) und jeweils ein phasenversetztes Signal (scI, scQ) zu empfangen, einen Algorithmus für ein kleinstes mittleres Fehlerquadrat zu implementieren und jeweils einen Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) auszugeben.
  4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheiten zur Berechnung eines kleinsten mittleren Fehlerquadrats (13, 14) angeordnet sind, um einen neuen Wert des Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch Verwenden einer mit dem phasenversetzten Signal (scI, scQ) und dem Fehlersignal (se) multiplizierten Anpassungskonstanten (μ) zu erzeugen und den alten Wert der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) zu addieren.
  5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zur Berechnung des kleinsten mittleren Fehlerquadrats angeordnet ist, um einen neuen Wert für die Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch Verwenden einer mit dem Fehlersignal (se) und einem Vorzeichen, das mit dem Vorzeichen des phasenversetzten Signals (scI, scQ) eingestellt ist, multiplizierten Anpassungskonstanten (μ) zu erzeugen und den alten Wert der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) zu addieren.
  6. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zur Berechnung des kleinsten mittleren Fehlerquadrats angeordnet ist, um einen neuen Wert für den Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) mittels eines Verwendens einer bezüglich des Vorzeichens mit dem Vorzeichen des phasenversetzten Signals (scI, scQ) und dem Vorzeichen des Fehlersignals (se) eingestellten Anpassungskonstanten (μ) zu erzeugen und den alten Wert der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) zu addieren.
  7. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit zur Berechnung eines kleinsten mittleren Fehlerquadrats angeordnet ist, um einen neuen Wert für den Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch Verwenden einer mit dem phasenversetzten Signal (scI, scQ) multiplizierten und bezüglich des Vorzeichens mit dem Vorzeichen des Fehlersignals (se) eingestellten Anpassungskonstanten (μ) und durch Addieren des alten Werts der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) zu erzeugen.
  8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignal-Aufteilungseinrichtung (3) ein Phasenschieber ist.
  9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-8, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasendifferenz zwischen den phasenversetzten Signalen (scI, scQ) 90° ist.
  10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenversetzten Signale (scI, scQ) 0°- und 90°-Komponenten des Referenzsignals (sc) sind.
  11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-10, dadurch gekennzeichnet, dass die Gewichtungskoeffizienten-Erzeugungseinrichtung (21, 22) eine Frequenz-Schätzeinheit (21) zum Schätzen der Frequenz oder des Frequenzbands (f) der Interferenz und eine Frequenzadressenerzeugungseinheit (22) zum Anzeigen wenigstens einer Adresse (aI(f), aQ(f)) in wenigstens einem Gewichtungskoeffizientenspeicher (46) in Reaktion auf die Frequenz oder das Frequenzband der Interferenz enthält.
  12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz-Schätzeinheit (21) ein Nulldurchgangs-Frequenzzähler ist.
  13. Anordnung nach einem der Ansprüche 11-12, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz-Schätzeinheit (219 angeordnet ist, um die Frequenz oder das Frequenzband (f) der Interferenz direkt aus dem Referenzsignal (sc) zu schätzen.
  14. Anordnung nach einem der Ansprüche 11-12, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz-Schätzeinheit (21) angeordnet ist, um die Frequenz oder das Frequenzband (f) der Interferenz in wenigstens einem der phasenversetzten Signale (scI, scQ) zu schätzen.
  15. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-14, dadurch gekennzeichnet, dass die Interferenz-Löscheinheit weiterhin einen Pegeldetektor (31) und eine Anpassungssteuerung (32) enthält, die zum Ermöglichen eines Änderns der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) in Reaktion auf den Pegel (L) des Referenzsignals (sc) vorgesehen sind.
  16. Anordnung nach einem der Ansprüche 1-15, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (sc) ein Signal eines gemeinsamen Modes eines Datensignals (s1) ist, dass das Eingangssignal (sd) ein differentielles Signal des Datensignals (s1) ist und dass das Fehlersignal (se) eine Version mit gelöschter Interferenz des Datensignals (s1) ist.
  17. Verfahren zur Auslöschung elektromagnetischer Interferenzen (n) mit den folgenden Schritten: Aufteilen eines Referenzsignals (sc) in ein erstes und ein zweites Signal mit unterschiedlichen Phasen (scI, scQ); Multiplizieren der phasenversetzten Signale (scI, scQ) mit jeweils einem Gewichtungskoeffizienten, was in zwei multiplizierten Signalen resultiert; Addieren der zwei multiplizierten Signale, was in einem korrigierten Referenzsignal (sn) resultiert; Subtrahieren des korrigierten Signals (sn) von einem Eingangssignal (sd), was in einem Fehlersignal (se) resultiert, dadurch gekennzeichnet, dass unterschiedliche Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) für unterschiedliche Frequenzen oder Frequenzbänder (f) der Interferenzen (n) verwendet werden.
  18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass für jede Frequenz oder jedes Frequenzband (f) der Interferenzen (n) ein Algorithmus eines kleinsten mittleren Fehlerquadrats auf das Fehlersignal (se) und eines der phasenversetzten Signale (scI, scQ) angewendet wird, was in einem der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) resultiert.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung eines neuen Werts für den Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch ein Verwenden einer mit dem phasenversetzten Signal (scI, scQ) und dem Fehlersignal (se) multiplizierten Anpassungskonstanten (μ) und durch Addieren des alten Werts des Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durchgeführt wird.
  20. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung eines neuen Werts für den Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch Verwenden einer mit dem Fehlersignal (se) multiplizierten und bezüglich des Vorzeichens mit dem Vorzeichen des phasenversetzten Signals (scI, scQ) eingestellten Anpassungskonstanten (μ) und durch Addieren des alten Werts des Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durchgeführt wird.
  21. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung eines neuen Werts für den Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durch Verwenden einer bezüglich des Vorzeichens mit dem Vorzeichen des phasenversetzten Signals (scI, scQ) und dem Vorzeichen des Fehlersignals (se) eingestellten Anpassungskonstanten (μ) und durch Addieren des alten Werts der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durchgeführt wird.
  22. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung eines neuen Werts für die Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) unter Verwendung einer mit dem phasenversetzten Signal (scI, scQ) multiplizierten und bezüglich des Vorzeichens mit dem Vorzeichen des Fehlersignals (se) eingestellten Anpassungskonstanten (μ) und durch Addieren des alten Werts des Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) durchgeführt wird.
  23. Verfahren nach einem der Ansprüche 17-22, gekennzeichnet durch eine Schätzung der Frequenz oder des Frequenzbands (f) der Interferenz und durch eine Anzeige von zwei Adressen (aI(f), aQ(f)) in wenigstens einem Gewichtungskoeffizientenspeicher (46) in Reaktion auf die Frequenz oder das Frequenzband (f) der Interferenz.
  24. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzung der Frequenz oder des Frequenzbands (f) der Interferenz direkt aus dem Referenzsignal (sc) durchgeführt wird.
  25. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Schätzung der Frequenz oder des Frequenzbands (f) der Interferenz aus wenigstens einem der phasenversetzten Signale (scI, scQ) durchgeführt wird.
  26. Verfahren nach einem der Ansprüche 17-25, dadurch gekennzeichnet, dass eine Änderung der Gewichtungskoeffizienten (I(f), Q(f)) nur zugelassen wird, wenn das Referenzsignal (sc) größer als ein Schwellenwert (Lt) ist.
  27. Verfahren nach einem der Ansprüche 17-26, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (sc) ein Signal eines gemeinsamen Modes eines Datensignals (s1) ist, dass das Eingangssignal (sd) ein differentielles Signal des Datensignals (s1) ist und dass das Fehlersignal (se) eine Version mit gelöschter Interferenz des Datensignals (s1) ist.
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6384589B1 (en) * 2001-04-04 2002-05-07 Tektronix, Inc. Reference frequency spur cancellation in synthesized measurement receivers
TW569526B (en) * 2002-12-05 2004-01-01 Mediatek Inc Adaptive filter with GSPT LMS algorithm for reducing complexity
CN100421358C (zh) * 2003-06-25 2008-09-24 Nxp股份有限公司 消除窄带干扰信号的方法和设备
ATE510363T1 (de) * 2003-10-31 2011-06-15 Ericsson Telefon Ab L M Mehrfachzugriffsstörungsunterdrückung
US7046753B2 (en) * 2004-06-29 2006-05-16 Provigent Ltd. Interference canceller with fast phase adaptation
EP1648093B1 (de) 2004-10-15 2011-08-03 Broadcom Corporation Unterdrücker einer unerwünschten Harmoniewelle in einem RF-Bandtaktgenerator
CN101534135B (zh) * 2008-03-12 2013-06-26 华为技术有限公司 解决干扰频率的方法、设备及系统
US8249540B1 (en) 2008-08-07 2012-08-21 Hypres, Inc. Two stage radio frequency interference cancellation system and method
CN102082747B (zh) * 2009-11-27 2014-01-08 西安费斯达自动化工程有限公司 一种tcas系统锁频滤波方法
US8812571B2 (en) 2011-05-12 2014-08-19 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Spectrum agile radio
CN102647169B (zh) * 2012-04-24 2014-10-15 中国科学院电工研究所 一种用于电缆微弱电压信号检测的降噪装置
CN105119662B (zh) * 2015-09-10 2017-08-01 湖南迈克森伟电子科技有限公司 无线电抗干扰设备
US10014914B1 (en) * 2017-06-13 2018-07-03 Hughes Network Systems, L.L.C. Adaptive interference canceller for multiple reference inputs
CN111585530B (zh) * 2020-04-10 2022-05-20 中国科学院西安光学精密机械研究所 一种共模信号去除方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4434505A (en) * 1982-12-01 1984-02-28 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Interference cancelling system for a mobile subscriber access communications system
US4608569A (en) * 1983-09-09 1986-08-26 General Electric Company Adaptive signal processor for interference cancellation
US4760540A (en) * 1984-11-29 1988-07-26 Rca Corporation Adaptive interference cancelling system and method
GB2169477B (en) * 1984-12-13 1988-08-17 Plessey Co Plc Improvements in or relating to communication receivers
US4996484A (en) * 1988-12-29 1991-02-26 Atlantic Richfield Company Method and apparatus for cancelling powerline noise in geophysical electromagnetic exploration
US4952193A (en) * 1989-03-02 1990-08-28 American Nucleonics Corporation Interference cancelling system and method
US4995104A (en) * 1989-05-08 1991-02-19 At&T Bell Laboratories Interference cancelling circuit and method
GB2245102A (en) * 1990-06-16 1991-12-18 British Aerospace A frequency reuse phased array antenna system
US5047736A (en) * 1990-09-10 1991-09-10 Technology Research International, Inc. Selective interference reduction in transmission lines
DE4105123A1 (de) * 1991-02-19 1992-08-27 Becker Autoradio Schaltungsanordnung zur unterdrueckung von stoersignalen
US5224122A (en) * 1992-06-29 1993-06-29 Motorola, Inc. Method and apparatus for canceling spread-spectrum noise
US5920539A (en) * 1995-01-25 1999-07-06 Discovision Associates Apparatus and method for suppression of electromagnetic emissions having a groove on an external surface for passing an electrical conductor
GB2307150B (en) * 1995-11-09 1999-10-20 Northern Telecom Ltd An interference reduction scheme and method
US5995567A (en) * 1996-04-19 1999-11-30 Texas Instruments Incorporated Radio frequency noise canceller
US5825898A (en) * 1996-06-27 1998-10-20 Lamar Signal Processing Ltd. System and method for adaptive interference cancelling
JPH10190495A (ja) * 1996-12-20 1998-07-21 Fujitsu Ltd 干渉キャンセラ
US6178248B1 (en) * 1997-04-14 2001-01-23 Andrea Electronics Corporation Dual-processing interference cancelling system and method

Also Published As

Publication number Publication date
DE69936530D1 (de) 2007-08-23
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US7010277B1 (en) 2006-03-07
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CN1324518A (zh) 2001-11-28
WO2000025434A1 (en) 2000-05-04
SE9803642D0 (sv) 1998-10-23
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