JP4647616B2 - Ｏｆｄｍレシーバにおける残留周波数誤差推定 - Google Patents

Description

本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａベースの直交波周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）トランスミッタとＯＦＤＭレシーバ間の発振差（oscillator difference）による周波数誤差を推定する技術に関する。

従来、ローカルエリアネットワークは、ネットワークケーブルや他の媒体を使用して、ネットワーク上の局同士を繋いでいた。ワイヤレスＬＡＮ（固定アクセスポイントを有するワイヤレスインフラストラクチャ）、モバイルアドホックネットワークといった、ワイヤレスローカルエリアネットワークのアプリケーションにＯＦＤＭ変調技術を利用するために、新たなワイヤレス技術を開発中である。詳しく説明すると、ＩＥＥＥ規格８０２．１１ａ「ワイヤレスＬＡＮメディアアクセスコントロール（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）仕様：５ＧＨｚ帯の高速物理層（Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY): High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band）」は、最大５４Ｍｂｐｓのデータペイロード通信容量を有するワイヤレスＬＡＮのためのＯＦＤＭ ＰＨＹを規定している。ＩＥＥＥ８０２.１１ａ規格は、２相変位変調または４相変位変調（ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ）、１６直交振幅変調（ＱＡＭ）、あるいは６４ＱＡＭを使用して変調される５２の副搬送波周波数を使用するＰＨＹシステムを規定している。

したがって、ＩＥＥＥ規格８０２．１１ａは、データ誤りをできるだけ低減するため、複数の技術を用いた高速ワイヤレスデータ伝送を提供するＯＦＤＭ ＰＨＹを規定している。

ハードウェアにＩＥＥＥ８０２．１１ベースのＯＦＤＭ ＰＨＹを実装するうえでの問題点に、小型のワイヤレスデバイスに実装可能な、経済性に優れた、コンパクトなデバイスを提供する点が挙げられる。このため、実装の問題点には、一般に、コスト、デバイスのサイズおよびデバイスの複雑さが関わっている。

図１は典型的な直接変換レシーバ(direct conversion receiver)の図である。この直接変換レシーバ１０は、アンテナ１２、低雑音増幅器１４、所定の搬送周波数にあわせたローカル発振器(local oscillator)１６、ミクサ１８ａおよび１８ｂ、低域チャネルフィルタ(lowpass channel filters)２０ａおよび２０ｂを備えている。従来技術において認められているように、第１搬送波およびＢ／２（すなわち、９０度）だけ移相された第２搬送波による信号の変調に基づいて、ＩおよびＱチャネル信号をそれぞれ生成する。受信した信号はミクサ１８ａおよび１８ｂに送られる。ミクサ１８ａは、Ｉコンポーネントと第１搬送コンポーネント（例えば、正弦波）とを含む第１の復調信号を出力する。ミクサ１８ｂは移相器２２から受信した移相シフト搬送信号を備えており、Ｑコンポーネントと第２搬送コンポーネント（例えば、余弦波）とを含む第２の復調信号を出力する。低域フィルタ２０ａおよび２０ｂは、それぞれの搬送コンポーネントを取り除き、かつ、ＩおよびＱコンポーネントをそれぞれ出力する。

問題となるのは、ＯＦＤＭトランスミッタのローカル水晶発振器(local crystal oscillator)が生成する送信周波数（ｆ_Ｔ）と、ＯＦＤＭレシーバ１０のローカル水晶発振器１６が生成する受信周波数（ｆ_Ｒ）間の周波数差に関する事項である。結果として生じる周波数誤差（ｆ_E＝ｆ_T−ｆ_R）によって、信号対雑音比の実質的低下が未訂正のままとなってしまうおそれがある。

ＩＥＥＥ規格８０２．１１は、推定周波数誤差（ｆ_ＥＳＴ）を生成するために、ＯＦＤＭレシーバ１０が使用してよいショートプリアンブルとロングプリアンブルとを規定する。しかし、実際の実装品では、推定周波数誤差（ｆ_ＥＳＴ）は実際の周波数誤差（ｆ_Ｅ）に等しくならない。その理由は、ショートプリアンブルとロングプリアンブルの双方は、ＯＦＤＭトランスミッタとＯＦＤＭレシーバ１０間のトランスミッションからのノイズコンポーネント（noise component）を含むからである。従って、ＯＦＤＭレシーバが受信したショートプリアンブルとロングプリアンブルとは、ＯＦＤＭトランスミッタが出力したショートプリアンブルとロングプリアンブルとは異なる。

さらに、ＯＦＤＭトランスミッタが出力したショートプリアンブルとロングプリアンブルとは、発振器ドリフトによって生じた周波数誤差処理を目的としたものではなく、送信周波数（ｆ_Ｔ）と受信周波数（ｆ_Ｒ）とは時間の経過とともにそれぞれ変動する。従って、推定周波数誤差（ｆ_ＥＳＴ）と実際の周波数誤差（ｆ_Ｅ）との差は残留周波数誤差（ｆＲＥＳ＝ｆＥＳＴ−ｆＥ）と記載されるが、この誤差は依然としてシステムパフォーマンスに影響を及ぼし、ＯＦＤＭレシーバの信号対雑音比を低減させるものである。

発明の概要

直接変換レシーバがショートプリアンブルとロングプリアンブルにおいて、ノイズコンポーネントから発生する残留周波数を正確に推定でき、また、発振器ドリフトが直接変換トランスミッタと直接変換レシーバ間の周波数誤差を正確に排除できる構成が求められている。

ＯＦＤＭレシーバにおいて、いずれの位相トラッキングシステムとも別の手法で残留周波数誤差を推定する構成もまた求められている。

これらの、および、その他の必要性は本発明によって実現される。ＯＦＤＭレシーバは、受信したＯＦＤＭ信号中の連続するシンボルの所定の群からの所定のパイロットトーンの比較に基づいて、周波数誤差を測定するよう構成されている。所定の群としては、連続するシンボルの第１サブグループ、および、連続するシンボルの第２サブグループが挙げられる。第１および第２サブグループの各々は、同数のシンボルサブグループ位置(symbol subgroup position)を有している。周波数誤差検出器は、複素共役ジェネレータ(complex conjugate generator)、マルチプライヤ、複素和回路(complex summation circuit)、および、誤差計算機(error calculator)を含む。複素共役ジェネレータは、連続するシンボルの第１サブグループの、所定のパイロットトーンの複素共役を生成するよう構成されている。マルチプライヤは、対応のシンボルサブグループ位置における第２サブグループシンボルのパイロットトーンを、対応のシンボルサブグループ位置における第１サブグループのそれぞれの複素共役で多重化することによって、各シンボルサブグループ位置の複素パイロット積を生成するよう構成されている。複素和回路は、シンボルサブグループ位置の複素パイロット積を合計して累計複素値を取得する。誤差計算機は、周波数オフセットの補正に使用するために、累積複素値から周波数誤差を計算する。

本発明の一形態は、ＯＦＤＭ直接変換レシーバにおける方法を提供する。該方法では、受信したＯＦＤＭ信号の所定の連続するシンボル群を受信し、所定の群内で、連続するシンボルの第１サブグループと連続するシンボルの第２サブグループとを識別する。この第１および第２サブグループはそれぞれ、シンボルサブグループ位置を同数有する。さらに、該方法において、連続するシンボルの第１サブグループの所定のパイロットトーンの複素共役を生成する。対応のシンボルサブグループ位置における第２サブグループシンボルのパイロットトーンを、対応のシンボルサブグループ位置における第１サブグループシンボルのそれぞれの複素共役で多重化することによって、各シンボルサブグループ位置の複素パイロット積を生成する。さらに、該方法において、シンボルサブグループ位置の複素パイロット積を合計して累積複素値を取得し、周波数オフセットの補正に使用するために累積複素値から周波数誤差を求める。

本発明の他の利点と新しい特徴は、その一部が以下に記載され、一部は、下記の内容を検討するか、本発明を実行すれば当業者に明らかとなるであろう。本発明の利点は、添付の特許請求の範囲に特に記載した手段とその組合せによって、実現および達成されうる。

添付の図面を参照するが、図面において、同じ参照番号を有する要素は、全図面にわたって同じ要素を参照している。

ＩＥＥＥ８０２．１１ ＯＦＤＭトランシーバの概要を参照しつつ、開示の形態について記載し、続いて本発明の一実施形態に従う残留周波数誤差予想について詳細に記載する。

レシーバアーキテクチャの概要
図２は、本発明の一実施形態による、ＩＥＥＥ８０２．１１直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）トランシーバのレシーバモジュール５０のアーキテクチャを示す図である。ディジタル回路として実装されるレシーバモジュール５０はＩ／Ｑ不整合補償モジュール５２を備え、Ｉ／Ｑ不整合補償モジュール５２は、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを有するＲ／Ｆアナログフロントエンド（ＡＦＥ）アンプ４０から、検出されたワイヤレス信号サンプルを（ディジタル形式で）受信する。ＡＦＥアンプ４０のゲインは、ＡＧＣモジュール５５によって制御される。検出されたワイヤレス信号サンプルはＩ成分（コンポーネント）とＱ成分（コンポーネント）を含み、ＩコンポーネントとＱコンポーネントは、理想的には互いに直交であり、均一な相対ゲインを有するが、実際には位相差が非直交（すなわち９０度以外）であり、ゲインが不均一である可能性がある。したがって、Ｉ／Ｑ不整合補償モジュール５２は、不整合のＩ／Ｑコンポーネントを補正して、位相差が直交し、均一な相対ゲインを有する整合の取れたＩ／Ｑコンポーネントを有する補償信号サンプルを生成するように構成されている。

レシーバモジュール５０は、ダイナミックレンジ調整モジュール５４も備える。ダイナミックレンジ調整モジュール５４は、最適な信号処理のため、補償信号サンプルのゲインを所定のダイナミックレンジに調整し、これにより所定のダイナミックレンジに従って調整した信号サンプルを出力するように構成されている。

回転子回路５６は、ローカルレシーバ搬送周波数（すなわちローカル発振器）と、ワイヤレス信号の伝送に用いられるリモートトランスミッタ搬送周波数（すなわちリモート発振器）間で補償を行うように構成されている。詳しく説明すると、粗／密周波数オフセット推定器５８が、ローカルレシーバ搬送周波数とリモートレシーバ搬送周波数の間の周波数差を推定し、この差を位相ベクトル回路６０に供給するように構成されており、位相ベクトル回路６０は、この差の値を複素位相ベクトル（complex phasor）値（角度情報を含む）に変換し、これが回転子回路５６に供給される。したがって、回転子回路５６はこの複素位相ベクトル値に基づいて、調整信号サンプルを回転させ、回転信号サンプルを出力する。

循環バッファ６２は、回転信号サンプルをバッファするように構成されている。詳しく説明すると、データパケットの始点が、回転信号サンプルのシーケンス内で同じ位置にあるという保証はない。したがって、所定の期間（例えば１最大長データパケット）内の任意のデータサンプルを見つけ出して、循環バッファ６２から取り出すことができるような方法によって、回転信号サンプルが循環バッファ６２に記憶される。循環バッファ６２の容量がいっぱいになると、循環バッファ６２に新しく記憶される信号サンプルによって、最も古くから記憶されている信号サンプルが上書きされる。このため、循環バッファ６２により、レシーバ５０は、回転信号サンプルのシーケンス内でデータパケットの「始点」を調整できるようになる。

高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路６４は、回転信号サンプルの時系列のシーケンスを、周波数領域に基づいた一連の所定の周波数点（すなわち「トーン」）に変換するように構成されており、開示の実施形態によれば、ＦＦＴ回路６４は、回転信号サンプルを５２の利用可能なトーンの周波数領域に対応付ける（マップする）。

詳しく説明すると、利用可能な５２のトーンが情報の伝搬に使用され、そのうち４つのトーンはパイロットトーンとして用いられ、残りの４８のトーンはデータトーンであり、各トーンは１〜６ビットの情報を伝達することができる。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ仕様によれば、物理層データパケットは、ショートトレーニングシーケンス、ロングトレーニングシーケンス、信号フィールド（ペイロードのデータ速度と長さを示し、最も低速の６Ｍｂｐｓのデータ速度でコードされている）と、６Ｍｂｐｓ〜５４Ｍｂｐｓの８つのデータ速度の１つでエンコードされているペイロードデータシンボルを有する。ＦＦＴ回路６４は、信号フィールドからデータ速度を決定して、データトーンを復元する。

ＦＦＴ回路６４は、バッファ６６（第１のバッファ部６６ａ、第２のバッファ部６６ｂおよびスイッチ６６ｃとして示される）にトーンデータ群を出力する。その際、ＦＦＴ回路６４は、バッファ部６６ａとバッファ部６６ｂに交互にトーンデータ群を出力し、これにより、スイッチ６６が一方のバッファ部（例えば６６ａ）からトーン群を出力している間に、ＦＦＴ回路６４がもう一方のバッファ部（例えば６６ｂ）に次のトーンデータ群を出力できるようになる。実際の実装においては、スイッチ６６ｃの機能を実行するために、アドレス指定ロジックを使用することができる点に留意されたい。

ＦＦＴ６４によって出力された特定のトーンに、ワイヤレスチャネル上で信号の減衰と歪みによるフェージングが発生した可能性があるため、このフェージングの修正に等化が必要となる。周波数領域イコライザ６８は、等化されたトーンを供給するため、トーンに生じたフェージングを元に戻すように構成されている。チャネル推定器７０によって、ＩＥＥＥ８０２．１１プリアンブルのロングトレーニングシーケンスからチャネル情報が取得され、このチャネル情報が、チャネル推定器７０によってチャネル特性の推定に使用される。各トーンを等化できるように、推定チャネル特性が周波数イコライザ６８に供給される。

レシーバモジュール５０は、粗／密周波数オフセット推定器５８、位相ベクトル回路６０およびチャネル推定器７０のほか、データシンボルを正確に復元するために、受信信号サンプルが確実に正しくデコードされるよう、信号調整を制御するためのタイミング同期モジュール７２、周波数トラッキングブロック７４、およびチャネルトラッキングブロック７６、およびタイミング修正ブロック７８も備える。

デコード部８０は、ディジタルスライサモジュール８２、デインターリーバ８４およびビタビデコーダ８６を備える。ディジタルスライサモジュールは、プリアンブルの信号フィールドに指定されているデータ速度に基づいて、各トーンから最大６ビットのシンボルデータを復元する。デインターリーバ８４は、トランスミッタのインターリーバ回路と逆の動作を実行して、データを再編成してデインターリーブされたデータを適切なシーケンスに戻す。ビタビデコーダ８６は、ＩＥＥＥ８０２．１１仕様に従って、デインターリーブされたデータをデコードして、デコード済みのデータを得るように構成されている。

デスクランブラ回路９０は、ＩＥＥＥ８０２．１１仕様に基づいて、トランスミッタのスクランブラが生成する１２７ビットのシーケンスをデスクランブルすることによって、デコード済みのデータから元のシリアルビットストリームを復元するように構成されている。デスクランブラ回路９０は、デスクランブル操作のため、シード推定回路９２によってデータパケットのサービスフィールドから復元されたスクランブリングシードを使用する。また、プリアンブルから得られた信号フィールド情報が、データパケット内のペイロードの長さとデータ速度を記憶するために構成された信号フィールドバッファ９４に記憶される。レシーバ５０の各種構成要素の全体の制御は、状態機械９６によって維持される。

こうして、デスクランブラ回路９０によって復元されたシリアルビットストリームは、ＩＥＥＥ８０２．１１準拠のメディアアクセスコントローラ（Media Access Controller：ＭＡＣ）に出力される。

連続するＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンに基づく残留周波数誤差の推定
図３は、本発明の一実施形態による、図２の周波数トラッキングブロック７４内の周波数誤差検出器１００を示すブロック図である。周波数誤差検出器１００は、バッファ１０２、複素共役ジェネレータ１０４、マルチプライヤ１０６、複素和回路１０８、および、誤差計算機１１０を備えている。

周波数誤差検出器１００は、ある期間におけるパイロットトーン間の位相差測定に基づき、周波数誤差（Ｆｒｅｑ．Ｅｒｒｏｒ）を測定するよう構成される。詳しく説明すると、周波数誤差推定を正確に行うため、開示の実施形態は、連続するＯＦＤＭシンボル１１２の所定の群（Ｎ）内の各パイロットトーン１１４を比較する。上述したように、ＩＥＥＥ８０２．１１ａプロトコルに従って伝送される各ＯＦＤＭシンボル１１２は、５２のトーン１１６を備え、このトーン１１６には４つのパイロットトーン１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、および１１４ｄを含む。

理想的な（すなわち、理論的）システムでは、シンボル１１２の各々のパイロットトーン１１４は同じである必要がある。しかし、上述したように、ノイズコンポーネントと発振器ドリフトとは、従来の周波数トラッキングシステムでは検出できない残留周波数誤差を発生させるおそれがある。

開示の実施形態によれば、連続するシンボル１１２（すなわち、１１２_１から１１２_Ｎまで）の所定の（Ｎ）群はバッファ１０２に記憶され、第１サブグループ１１８ａおよび第２サブグループ１１８ｂの２つに分割される。各サブグループ１１８ａおよび１１８ｂは同数のシンボルＮ／２を有する。これに加えて、各シンボルはそのサブグループ内に、対応するサブグループ位置を有しており、そのサブグループ位置は、サブグループ１１８ａの場合に、シンボル１１２_１（Ｓｙｍ１）は位置“１”、シンボル１１２_２（Ｓｙｍ２）は位置“２”、また、シンボル１１２_Ｎ／２（ＳｙｍＮ／２）は位置“Ｎ／２”である。また、サブグループ１１８ｂの場合、シンボル１１２_{Ｎ／２＋１}（ＳｙｍＮ／２＋１）は位置“１”、シンボル１１２_{Ｎ／２＋２}（ＳｙｍＮ／２＋２）は位置“２”、および、シンボル１１２_Ｎ／２（ＳｙｍＮ／２）は位置“Ｎ／２”である。したがって、両シンボル、１１２_１および１１２_{Ｎ／２＋１}は、対応のサブグループ位置が同じ位置“１”、であり、シンボル１１２_２および１１２_{Ｎ／２＋２}は対応のサブグループ位置が同じ位置“２”、などであり、シンボル１１２_Ｎ／２および１１２_Ｎは、最後の対応サブグループ位置が同じ“Ｎ／２”である。

従って、対応のサブグループ位置が同じであるサブグループ１１８ａおよび１１８ｂのシンボル間を比較することによって、パイロットトーン間に均一な時間遅延評価を可能にする。均一な時間遅延はＮ／２である。

開示された実施形態によると、Ｎ／２ＯＦＤＭシンボル間で、第２サブグループ１１８ｂからのシンボルのパイロットトーン１１４を第１サブグループ１１８ａの対応のシンボルサブグループ位置からのパイロットの複素共役（“＊”によって表される）で多重化することによって、パイロットトーン１１４（１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１４ｄ）（すなわち、配座（constellation）の値）の複素表現が比較され、その結果、位相差が生じる。詳しく説明すると、複素共役ジェネレータ１０４は、連続するシンボルの第１サブグループ１１８ａのパイロットトーン１１４の複素共役をマルチプライヤ１０６へ出力する。

対応する位置における第２サブグループシンボル（例えば、１１２Ｎ／２＋１）からのパイロットトーン１１４（１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１４ｄ）を、対応の共役ジェネレータ（例えば、１０４ａ）が出力した複素共役で多重化することに基づいて、マルチプライヤ１０６（例えば、１０６ａ）は各シンボルのサブグループ位置の複素パイロット積（例えば、１２０ａ）を生成する。複素パイロット積１２０は、インターバルＮ／２によって分離された各シンボルのパイロットトーン１１４間の位相差を表す。

シンボルサブグループ位置の全てに対する複素積は、複素合計回路１０８によって累積されて（すなわち、合計される）累積複素値１２２が生じる。異なる複素積１２０ａ、１２０ｂ、などは、ノイズコンポーネントを無効にする点にも留意されたい。累積複素値１２２は累積位相差を表す。累積複素値１２２の逆タンジェントを算出する誤差計算機は周波数誤差１２４を取得する。

次いで、残留周波数誤差を除く周波数調整を行うために、図２の周波数オフセット推定器５８へ周波数誤差を供給してもよい。

図４は、本発明の一実施形態により、状態機械９６によって周波数誤差検出器を制御する方法を示した図である。状態機械９６は、周波数誤差１２４を生成するために、Ｎシンボル値を記憶し比較する。さらに詳しく説明すると、時間の経過と共に周波数オフセットは補正されるので、残留周波数オフセットの検出がさらに困難になる。従って、状態機械９６は最初に、ステップ２００においてＮを最小値（例えば、Ｎ＝８）に設定する。ステップ２０２において、測定した周波数誤差１２４が（推定器５８の調整パラメータに等しい）所定の閾値より小さい場合、および、ステップ２０４において、増加したＮの値（例えば、２Ｎ）がシンボルＳｙｍ１およびＳｙｍＮ／２＋１間で、位相差が絶対値ｐｉ（π）を超えない場合、ステップ２０６において、状態機械はＮの値を２倍にする。

ステップ２０８において、過度のノイズを有するパイロットトーンサンプル１１４を排除し、誤差周波数推定精度を高めることができるよう、さらに細分化してもよい。詳しく説明すると、周波数トラッキングモジュール７４は、パイロットトーン（１１４ａ、１１４ｂ、１１４ｃ、１１４ｄ）のチャネルクオリティ情報をＦＥＱ６８およびチャネルエスティメーションモジュール７０から取得する。パイロットトーンのいずれかの推定したチャネル信号クオリティが所定の閾値よりも劣る場合、その特定のトーン上の信号はチャネルによってひどく減衰し、その結果、信号対雑音比が低くなり、周波数推定モジュール１００（状態機械９６の制御下で）は“ノイジー”トーンを捨て、これらのトーンに対応する積と残りのトーンとの合計を行わない。

開示された実施形態によれば、周波数トラッキング収束中、周波数誤差はより小さくなるので、より正確な周波数誤差推定値を提供することによって、周波数トラッキングが向上する。

本発明を、現時点で最も実用的な好ましい実施形態を考慮して記載したが、本発明は開示した特定の実施形態に限定されず、反対に、添付の特許請求の範囲の趣旨ならびに範囲に含まれる全ての変形例および均等な構成を含むことが意図されることを理解すべきである。

本発明は、ネットワークコンピュータおよびワイアレスネットワークコンピュータシステムに応用できる。

受信したＩＥＥＥ８０２．１１ＯＦＤＭワイアレスシグナルからＩおよびＱコンポーネントを復元するよう構成された従来の直接変換レシーバを例示した図。 本発明の実施形態によるＩＥＥＥ８０２．１１ＯＦＤＭの受信部を例示した図。 本発明の実施形態による図２の周波数トラッキングブロック内の周波数誤差検出器を例示した図。 本発明の実施形態による周波数誤差を計算する方法を例示した図。

Claims (8)

1. 受信したＯＦＤＭ信号中の連続するシンボル（１１２）の所定の群を受信し、前記所定の群内の前記連続するシンボルの第１サブグループ（１１８ａ）と前記連続するシンボルの第２サブグループ（１１８ｂ）を特定するステップであって、前記第１および第２サブグループはそれぞれ同数のシンボルサブグループ位置を有するステップと、
   前記連続するシンボルの前記第１サブグループの所定のパイロットトーンの複素共役を生成（１０４）するステップと、
   対応する前記シンボルサブグループ位置における第２のサブグループシンボルの前記パイロットトーンを、対応する前記シンボルサブグループ位置における第１のサブグループシンボルのそれぞれの複素共役で多重化して、各シンボルサブグループ位置の複素パイロット積（１２０）を生成するステップと、
   前記シンボルサブグループ位置の前記複素パイロット積を合計して累積複素値（１２２）を取得するステップと、
   周波数オフセットの補正に使用するために、前記累積複素値から周波数誤差（１２４）を計算するステップと、
   決定された前記周波数誤差の減少に基づいて連続するシンボルの所定の群のサイズを増加し（２０６）、その結果、シンボルサブグループ位置の数を増加する一方で、前記複素パイロット積のうちのいずれかの位相差を絶対値ｐｉ（π）まで維持する（２０４）ステップとを含む、ＯＦＤＭ直接変換レシーバ（５０）における方法。
2. 前記周波数誤差を計算するステップは、前記累積複素値の逆タンジェント（１１０）を前記周波数誤差として決定するステップを含む、請求項１に記載の方法。
3. 最初に前記所定の群のサイズを８シンボルに設定するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
4. 信号対雑音比が所定のレベル以下であると判断された少なくとも１つのシンボルを選択的に捨てる（２０８）ステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
5. 受信したＯＦＤＭ信号中の連続するシンボル（１１２）の所定の群を受信するよう構成されたバッファ（１０２）であって、前記所定の群は、前記連続するシンボルの第１サブグループ（１１８ａ）および前記連続するシンボルの第２サブグループ（１１８ｂ）を含み、前記第１および第２サブグループはそれぞれ同数のシンボルサブグループ位置を有するバッファと、
   前記連続するシンボルの第１サブグループの所定のパイロットトーンの複素共役を生成するよう構成された複素共役ジェネレータ（１０４）と、
   対応するシンボルのサブグループ位置における第２のサブグループシンボルの前記パイロットトーンを、対応するシンボルサブグループ位置における前記第１のサブグループシンボルのそれぞれの複素共役で多重化することによって各シンボルサブグループ位置の複素パイロット積（１２０）を生成するよう構成されたマルチプライヤ（１０６）と、
   累積複素値を取得するために前記シンボルサブグループ位置の前記複素パイロット積を累積するよう構成された複素和回路（１０８）と、
   周波数オフセットの補正に使用するために、前記累積複素値から周波数誤差を計算するための誤差計算機（１１０）と、
   測定された前記周波数誤差の減少（２０２）に基づいて、連続するシンボルの前記所定の群のサイズを増加し（２０６）、その結果、シンボルサブグループ位置の数を増加するよう構成された状態機械（９６）とを含む、ＯＦＤＭ直接変換レシーバ（５０）。
6. 前記誤差計算機は前記累積複素値の逆タンジェントを決定することによって前記周波数誤差を計算するよう構成されている、請求項５に記載のレシーバ。
7. 前記状態機械は前記連続するシンボル（１１２）の所定の群のサイズを増加する一方で、前記複素パイロット積のいずれの位相差を絶対値ｐｉ(π)まで維持するよう構成され、前記状態機械は最初に前記所定の群のサイズを８シンボルに設定するよう構成される、請求項５に記載のレシーバ。
8. 前記状態機械は信号対雑音比が所定レベル以下であると判断された少なくとも１つのシンボルを選択的に捨てる（２０８）よう構成されている、請求項５に記載のレシーバ。

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