CN1802828A - 用于多载波通信系统的接收机 - Google Patents
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Abstract
一种用于多载波通信系统的接收机，其具有信道校正器(173)，用于接收输入信号(CDC2)和校正控制信号(EC)，以便校正该输入信号(CDC2)的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号(ED)。信道估计器(19)具有限幅器(190)，用于对该校正后的信号(ED)进行硬判决，以获得判决信号(HDS)。该校正控制信号(EC)取决于该输入信号(CDC2)与该判决信号(HDS)之间的差值，以便减小所述差值。
Description
本发明涉及一种用于基于多载波技术传输信息的通信系统的接收机。例如，这种多载波技术为OFDM(正交频分多路复用)，OFDM应用于DAB(数字音频广播)、DVB(数字视频广播)和诸如HiperLAN/2和IEEE802.11a的室内通信概念。在ADSL(非对称数字用户线)和HDSL(高速数字用户线)中，也引入了多载波解决方案，此处称之为DMT(离散多音)。
本发明还涉及一种接收多载波调制信号的方法，包括这种接收机的多载波通信系统，以及包括这种接收机的无线多载波通信系统。
Karl-Dirk Kammeyer等人在出版物“OFDM：An Old Idea SolvesNew Problems”，International Symposium on Theoretical Engineering(ISTET，澳大利亚，2001)中披露了一种OFDM技术。OFDM发射机发射高频多载波信号，其中，将载波正交调幅(QAM)。
在QAM系统中，在每个载波上调制复信号。复信号包括被正交地调制到相关载波上的I和Q分量。例如，如果I和Q信号都具有8个可能的振幅，则在每个载波上可调制64个可能的星座点(constellation)，每个星座点代表一个6位的字。
该出版物还揭示，WLAN标准HiperLAN/2和IEEE802.11a提供的信息突发均在包含数据符号的数据突发前面分别包括前导码。前导码包括8μs同步序列，随后为两个相同的分别为3.2μs、且用一个1.6μs的长保护间隔保护的训练符号。数据突发包括432位/分组的用户数据。每个数据符号包含48个数据载波和4个导频载波。在2个训练符号期间发射的导频载波和在数据符号期间发射的导频载波具有公知的特性。在接收机中使用同步序列来控制AGC(自动增益控制)，载频估计和FFT(快速傅立叶变换)窗口估计。训练符号用于估计信道的频率响应，并用于初始化均衡器，该均衡器用于校正信道中所传输信号的振幅和相位失真。信道的行为由信道系数来限定。训练符号还用于获得更精确的载波频率估计。导频载波用于进行精确调频，以便校正小的同步差错。
在时变的信道系数情形中，基于训练符号的初始信道估计只有在靠近突发开始处时才足以满足需要。数据符号中仅有的4个导频载波不足以提供对完整的子载波系数集的信道跟踪。
该出版物还揭示出，为了产生附加的训练符号，可以对接收到的和确定的数据进行重新调制，以便重新估计在数据解调制期间的信道系数。
本发明的目的在于提供一种多载波通信接收机，其在一个数据帧期间可以解决时变信道系数的问题，而且使用复杂性更小的信道估计。
该目的是通过用于多载波通信系统的接收机来实现，其中，该接收机包括：信道校正器，用于接收输入信号和校正控制信号，以便校正该输入信号的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号；和信道估计器，其包括限幅器(slicer)，用于对校正后的信号进行硬判决，以获得判决后信号，该校正控制信号取决于该输入信号与该判决后信号之间的差值，以减小所述差值。
该目的还通过接收多载波的载波调制信号的方法来实现，该方法包括，信道校正步骤，用来接收输入信号和校正控制信号，以校正该输入信号的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号；和信道估计步骤，用于对该校正后的信号进行硬判决、以获得判决后信号，该校正控制信号取决于该输入信号与该判决后信号之间的差值，以减小所述差值。
本发明的目的还通过包括这种接收机的多载波通信系统以及包括这种接收机的无线多载波通信系统来实现，其中，所述系统包括无线传输已调制多载波高频信号的发射机，并且接收机包括用于接收所述高频信号的模块。
在具有频率选择性衰落的信道中，不同的载频经历不同的衰减和不同的相移。接收机需要对每个载波中的这些失真进行估计，且在将载波的相位和振幅解映射成比特之前对其进行校正。通常，信道估计器使用两个长训练符号对每个数据载波的相位和振幅失真进行估计。信道估计器向信道校正器提供校正控制信号。将信道校正器插入信号路径中，以校正信道校正器的输入信号的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号。
例如，由于附加噪音或由于信道特性的变化，信道估计并不完全精确的。对于短帧而言，假设信道特性是静态的。然而，对于长帧，信道特性有可能随时间而变化。根据本发明一个方面的信道估计器，使用包括数据符号的均衡载波的校正后信号，来更新在数据符号期间的信道估计。对于至少一个数据载波(但，优选为对于所有数据载波)，确定信道校正器的输入信号与限幅器的输出信号(判决后信号)之间的差值，从而用校正控制信号来控制信道校正器以减小这种差值。
由于信道校正器由信道校正器的输入信号与限幅器的输出信号之间的偏移来加以控制，以便减小这种偏移，因而，可以校正一帧期间的信道特性的变化。实际上，信道校正器的输入信号代表数据载波的接收相位和振幅，限幅器的输出信号代表最可能传输的该数据载波的相位和振幅。因此，如果检测出在信道校正器的输入信号与限幅器的输出信号之间依然存在相位或振幅差错，则最有可能的是信道特性发生了变化。可根据检测到的差值，通过调节信道校正器(也称作均衡器，尽管均衡器可包括其他电路)来补偿这些变化的信道特性。
EP-A1-0683576披露了一种包括发射机和接收机的OFDM数字广播系统。发射机发射OFDM信号。OFDM是一种调制方法，其使用所选择的彼此正交的频率间隔为1/NT的多个频率。频率间隔等于1/OFDM符号周期。符号周期等于采样周期T的N倍，其中，N为FFT中的点数。至少一个传输符号周期包括相继的一个保护间隔和一个有效符号周期。发射机还以固定时间间隔发射导频信号。导频信号包括选自多个频率的两个或多个频率。接收机包括使用FFT(快速傅立叶变换)输出端处接收到的信号对定时周期偏移、定时相位偏移、频率偏移和相位偏移进行估计。频率/相位校正控制器和/或采样定时周期/相位控制器使用该估计值来获得校正定时和/或频率同步。
可使用FFT(接收信号)输出端处的信号与由硬判决电路(限幅器)判决的信号之间的相位差，来实现定时和/或频率同步。
在第一实施例中，接收机包括内插器和频率/相位校正控制器，内插器与频率/相位校正控制器一同基于对FFT的输出信号进行的频率/相位估计，对解旋器(derotator)进行控制。解旋器设置在FFT之前。频率/相位估计使用接收到的导频信号来估计频率/相位。由采样定时控制器来控制内插器，其中，采样定时控制器也使用接收到的导频信号。该实施例没有使用在经FFT变换的信号与经限幅的信号之间的差值来校正信道特性的变化效应。
在第二实施例中，也使用FFT输出信号进行频率/相位估计。频率/相位估计器控制频率/相位控制器，以便通过在时域中校正混频信号来获得对I和Q信号的校正解调。频率/相位估计器控制采样定时控制器，以便通过经由锁相环直接影响I和Q模数转换器(也称作ADC)的时钟来校正时钟定时误差。频率/相位估计器使用数据符号前面的帧同步符号和训练符号(将它们称作导频符号)。如果进行这些校正，则FFT的输出信号将表现出相对较小的相位误差。进行硬判决的限幅器使用FFT的输出信号来判断最可能接收到哪个复数。所接收到的解调的和经FFT变换的信号与硬判决后的信号之间的相位误差的差值，仅包括采样时间误差。由该差值控制PLL，使其变为零。在接收到除帧同步符号和训练符号之外的符号时，可进行这种校正。
因此，虽然EP-A1-0683576包括限幅器，也可使用其输入信号与输出信号之间的差值来控制PLL，从而校正时钟定时误差。根据本发明的一个方面，使用信道校正器的输入信号与限幅器的输出信号之间的差值来控制信道校正器，从而针对所检测到的差值，校正接收到的信号的振幅和/或相位。这不会影响时钟定时。这将改善解码操作的质量。尽管提到的是信道校正器的输入信号，但是也可使用信道校正器前面的任何其他经FFT变换的信号与限幅器输出的硬判决信号进行比较。优选地，针对共同振幅误差，共同相位误差和微分相位误差，校正经FFT变换的信号。
在根据本发明的一个实施例中，在用于多载波通信系统的接收机中，信道估计器还包括，初始估计器，用于基于输入信号中的导频信号确定校正信号的初始估计；比较电路，用于将校正后的信号与判决后信号进行比较，以获得差值信号；以及滤波器，用于将该差值信号和初始估计加权。
初始估计器是一种众所周知的基于使用导频符号来获得信道特性的初始估计的估计器，只要信道特性在一个完整帧中的新的特性可视为恒定的，则其能够经由信道校正器校正这些信道特性。为了解决在一帧期间信道特性变化的问题，将信道校正器的输入信号与限幅器的输出信号进行比较，以检测特定数据载波的接收相位和振幅与该数据载波最可能传输的相位和振幅(星座点)之间的差值。然而，例如由于噪音，在连续帧中，对于相同的特定数据载波，该差值可能相差较大。因此，优选地，不直接使用为该特定数据载波确定的差值来补偿该特定数据载波的相位和振幅差值，而使用滤波器将差值和初始估计加权。还可以在连续的数据符号中进行低通滤波，为相同载波确定差值。
参照下面所述的实施例，将阐述本发明的这些和其他方面将被阐述，并且使其变得显而易见。
在附图中：
图1表示IEEE802.11a标准中规定的数据帧，
图2表示数据符号中载波的分布，
图3表示多载波通信系统的方框图，和
图4表示根据本发明一个实施例的均衡器的方框图。
图1表示IEEE802.11a标准中规定的数据帧。该数据帧DF包括前导码PR和数据符号DS。
前导码PR包括10个短符号t1到t10，它们总共具有2个数据符号DS的持续时间。前导码PR还包括两个训练符号T1和T2，每个持续时间等于该数据符号DS的持续时间。保护间隔GI2在两个训练符号T1和T2之前。短符号t1到t10被用于进行信号检测，AGC，载波频率估计(粗略频率偏移估计)和FFT窗口定位(定时同步)。两个训练符号T1和T2是固定的、相同的且经过BPSK(二进制相移键控)调制，且用于估计信道的频率响应，以及初始化均衡器(信道估计和精确频率偏移估计)。HiperLAN/2顺应帧具有类似的16μs前导码。
训练符号T1和T2之后为包含用于接收机的信息的信号符号SI，和包含数据D1，D2，...的数据符号DS，这些符号中的每一个前面为保护间隔GI。每个数据符号DS包括四个导频载波PC(参见图2)，这四个导频载波用来更新均衡器，并校正较小的同步误差。
图2表示数据符号中载波的分布。在IEEE802.11a和HiperLAN/2标准中，使用OFDM技术，其中，用312,5kHz的载波间隔调制52个载波CA(索引号为从-26到+26，0除外)。4个导频载波PC出现在固定的载波位置-21，-14，14和21处，并且经过BPSK调制。48个数据载波DC处于未被导频载波PC占据的载波CA处。数据载波DC可以经过BPSK，QPSK，16-QAM或64-QAM调制。零载波未被调制。在图2中，水平轴代表频率，垂直轴代表载波CA的振幅A。
图3表示多载波通信系统的方框图。在详细讨论图3的电路之前，首先解决多载波发射系统的已知问题。
每个符号t1到t10，T1，T2，SI，DS包括彼此具有相对较小的频率偏移的载波CA。复数据被调制到符号持续时间期间存在的每个载波CA上。例如，使用提供64个星座点(通过数据I和Q分量的离散组合获得的离散数据值)的64-QAM调制数据。通常，将多个载波CA调制到通过无线或电缆传输的高频信号上。
通常，通过无线传输的帧DF，在到达接收机时，将会发生严重失真。由发射机发出的信号在发射机与接收机之间的信道中发生失真。特别是在室内环境中，通常会发生回波，这将导致信道发生频率选择性衰落。另外，信道中和接收机中附加的噪音将使传输信号劣化。接收机的模拟前端引入了载波和采样时钟频率误差以及增益误差。从而，处于不同载波频率的不同载波CA，将经历不同的衰减和不同相移。当OFDM调制的信号使用宽范围的载波频率时，接收机需要估计每个载波CA的失真。在载波CA被解调制或者解映射成比特之前，接收机使用每个载波CA的估计来针对这些误差对载波CA进行校正。通常，在FFT之后实施这种校正，并且称之为频域中的均衡。对于短帧DF而言，认为信道特性是恒定的，对于长帧而言，认为信道特性随时间而变化。
在经由信道传输之后到达接收机天线1的发射信号可能会经历严重的衰减。接收机的RF前端1到12将天线信号下变频为基带信号，并提供AGC功能模块8，10，以便最理想地使用ADC 9，11的输入范围。RF前端可能会增加相当量的噪音。在短训练符号t1到t10期间，对AGC进行控制。在训练符号T1和T2期间以及数据符号DS期间，AGC的值将不发生变化。这样，在这些最后提到的符号期间，前端的放大系数应是固定的。然而，由于AGC环中的时间常数以及开关效应，因而在所有载波CA上发生对于所有载波CA都是共同的振幅改变，并且称作共同振幅误差CAE。信道特性的变化，例如，由于发射机与接收机之间的视线被阻碍，也可能影响载波CA的振幅。
接收机中的均衡器17应当将所有这些效应考虑在内，以获得最佳性能，并为解映射器18提供尽可能好的输入，其中，解映射器使用所接收载波的相位和振幅，以便能够恢复该载波CA上调制的比特值。
短训练符号t1到t10用于估计高频载波频率。这种估计并不完美，可能会留有剩余的载波频率误差。载波频率误差将存在于OFDM信号中的所有载波上。在FFT变换之后，该误差将作为所有OFDM符号上的相位误差而变得很明显，并且相位误差将随每个OFDM符号而增大或减小(取决于载波频率误差的符号)。在FFT之后，相位跳变依然相同，并且存在于所有载波CA上，从而称之为共同相位误差CPE。共同相位误差CPE的绝对值取决于载波频率误差的起始相位。这样，在解调制期间，第一OFDM符号上的共同相位误差将具有由频率误差的相位决定的预定值。一旦已知第一共同相位误差CPE，就可以计算出作为频率误差的函数的下一个共同相位误差CPE。假设频率误差大约为载波间隔的百分之一，则从一个符号到下一符号的最大可变的共同相位误差CPE大约为0.0785弧度。
在ADC 9，11的采样时钟CLK中的定时误差也会在OFDM符号的载波上产生相位误差。定时误差引起随载波索引号线性增大或减小的相位误差，从而通常称之为微分相位误差DFE。静态定时误差导致FFT窗口并非精确地起始于OFDM符号的起始处，并且将引起与其索引号成正比的载波CA相移。从而，如果由索引号1表示的载波不具有相移，索引号为2的载波具有k度的相移，则索引号3表示的载波将具有2k度的相移。时钟频率误差引起对于每个OFDM符号增大或减小的定时误差。这样，如果在第一OFDM符号中，两个连续的载波CA之间的相位跳变为k度，则在下一OFDM符号中，两个连续载波CA之间的相位跳变小于或大于k度。注意，对于IEEE802.11a和HiperLAN/2，可将采样时钟CLK锁定为产生载波频率的时钟。为了减小接收机中的部件数量，可使用一个单晶体作为时钟频率参考和载波频率参考。
现在将描述图3所示的发射机。图中并未示出众所周知的OFDM发射机。OFDM发射机提供帧DF的突发，例如，如参照图1所述。
OFDM接收机包括接收高频信号的天线1，和放大高频信号的高频放大器2。通常为混频器的频率转换器同时接收由放大器2提供的高频信号和来自本机振荡器4的振荡器信号，以获得中频信号，并经由带通滤波器5将该中频信号提供给I/Q解调制器6。I/Q解调制器6提供基带I和Q信号，基带I和Q信号表示被调制到一个数据符号DS的一个数据载波DC上的复数据信号的分量。I/Q解调制器6接收来自固定频率振荡器7的振荡器频率。例如，高频信号可大约为5GHz，本机振荡器4可提供大约3.1GHz，从而产生大约1.9GHz的中频。本机振荡器4可以是可调的，以调节到待接收的所需信号信道上。固定振荡器7提供大约1.9GHz的频率。
经由AGC电路8将信号I提供给ADC 9，以获得模拟信号I的数字表示DI。经由AGC电路10将信号Q提供给ADC 11，以获得信号Q的数字表示DQ。同步部件13接收数字信号DI和DQ，并使用短符号t1到t10来控制AGC电路8和10。用于ADC 9和11的时钟信号CLK以及固定频率振荡器7的信号可源于同一个晶体振荡器12。
数字信号DI和DQ被提供给解旋器14，解旋器14提供相位旋转后的信号RDI和RDQ。例如，解旋器14将复信号I+jQ与校正相位相乘，从而提供(I+jQ)j。由解旋器14提供的相位旋转取决于粗略相位校正信号PHC，并且可以取决于精确相位校正信号PHF。通过同步电路13，由训练符号t1到t10以及T1，T2确定出粗略相位校正信号PHC。精确相位校正信号PHF的产生将在后面加以说明。串行信号RDI和RDQ通过串并转换器15被转换成并行信号PD。实际上，在串并转换器15中，及时收集足够的采样，以便能够执行FFT操作16。此时，也去除保护间隔。FFT的起始时刻取决于短训练符号t1到t10。在IEEE802.11a的情形中，80个采样中的64个用于FFT。FFT处理器16在FFT窗口位置上还接收来自同步部件13的信息FW。经FFT变换的信号FD被提供给均衡器17，以便获得均衡后的信号ED。解映射器18将均衡后的信号ED解映射成输出数据比特OD。
已知的信道估计器19接收经FFT变换的信号FD，并估计数据符号DS中的四个导频载波PC，从而获得这些接收到的导频与预期导频之间的相位和振幅误差。在图3中所示的接收机中，示出所检测的相位误差为输入解旋器14的精确相位校正信号PHF。在均衡器17中校正振幅误差。如参照图4所述，在均衡器17中还可以校正相位误差。
在根据本发明的一个实施例中，信道估计器19包括限幅器或硬判决部件190。限幅器190将所接收的载波CA解映射到最接近的星座点。这表明限幅器190基于输入信号ED，即经FFT的信号，对于最有可能在哪个星座点上传输进行硬判决。
从而，此时，信道估计器19还接收输入信号ED。使用例如在经FFT变换的信号FD中接收到的载波和具有判决后的星座点的振幅和相位的判决载波HDS之间的相位和振幅差。该相位差可在解旋器14或均衡器17中加以校正。该振幅差可在均衡器17中加以校正。
图4表示根据本发明一个实施例的均衡器17的方框图。图3中所示的均衡器17此时包括CAE/CPE估计部件170，其用于接收导频载波PC，并将控制信号CEC提供给CAE/CPE校正部件171，该CAE/CPE校正部件171校正数据载波DC的共同相位误差CPE和共同振幅误差CAE。DPE校正部件172接收经校正后的载波CDC1和时钟频率误差估计。如果在发射机中使用晶体来产生高频载波和时钟CLK，则来自同步部件13的粗略频率误差估计PHC可用于校正微分相位误差DPE。
信道校正器173从DPE校正电路172接收校正后的载波CDC2，并将输入信号ED提供给包括限幅器190的信道估计器19。信道估计器19确定用于控制信道校正器173的控制信号EC。通常，信道估计器19仅使用训练符号T1和T2的校正后的载波CDC2来确定控制信号EC，从而在完整帧DF期间，基本上能够补偿由信道引起的相位和振幅失真。然而，如果在帧DF期间信道特性发生改变，则这种校正将不是最佳的。已知的使用四个导频载波PC来校正变化的信道特性。但是使用四个导频载波PC并不足以为完整的载波系数集提供信道跟踪。
在具有频率选择性衰落的信道中，不同载波CA将经历不同衰减和不同相移。接收机需要估计每个载波CA的失真，且在这些载波被解映射成比特之前对其进行校正。信道估计器19包括众所周知的原始信道估计器191，其使用两个训练符号T1和T2来估计每个载波CA的相位和振幅失真。将这种估计称作初始估计IE。需要注意的是，由于附加噪音，原始信道估计器191不是完全精确的。对于短帧，可假设信道特性是静态的，然而对于长帧，信道特性可随时间变化。根据本发明一个实施例的均衡器17使用均衡后的载波ED和CDC2，以便在数据符号DS期间更新信道估计。即使在接收帧DF期间信道状态发生变化，这种更新也能保证信道估计是正确的。如果初始信道估计IE带有噪声，这种信道更新也可改善基于训练符号T1和T2的初始信道估计IE。
信道估计器19存储在训练符号T1和T2期间为每个数据载波DC确定的相位失真和振幅失真。数据载波DC被逐个提供给信道校正部件173，并逐个使用对数据载波DC的信道估计EC，来去除相位误差和振幅误差。在信道校正部件173之后，每个数据载波DC应当具有正确的振幅和相位，并且只会由于附加噪音而失真。信道校正部件173的输出被耦合到解映射器18，信道校正部件173的输入被耦合到限幅器190。
限幅器190将每个数据符号DS的载波解映射成最接近的星座点HDS(即限幅器190进行硬判决)。如果有可能的话也可以使用解映射器18的限幅器(如果存在)。在比较器部件192中将这种硬判决HDS(将其解释为发射的载波)与接收到的载波CDC2(在信道校正之前)进行比较。使用接收到的载波CDC2与判决出的发射载波HDS之间的振幅差和相位差，被用作新的信道估计NE。通常，由于信道引起的失真，接收到的载波的星座点通常与发射机中调制到载波上的64个星座点中之一不一致。从而，术语接收到的载波星座点表示该载波接收时的振幅和相位。
通过控制信道校正部件173，可将接收到的星座点校正为基本上等于硬判决的星座点，从而新的信道估计NE可被直接用于下一数据符号DS的相同载波CA。因此，在进行这种校正之后，在信道校正部件173的输入端，载波CA的振幅和相位基本上等于由限幅器190判决的星座点的振幅和相位。
然而，最好不直接使用新的信道估计NE作为信道校正部件173的控制信号EC，而是增加滤波器193，由滤波器193产生作为初始信道估计IE与新的信道估计NE的组合的更新信道估计EC。例如，更新信道估计EC可以为：
EC＝αNE-(1-α)IE
其中，NE为新信道估计，IE为初始信道估计。初始信道估计IE为信道估计器191基于训练符号T1和T2进行的信道估计。α的最佳值取决于信道中的信噪比。还可以对一个或多个初始信道估计IE和新的信道估计NE使用另一种平均算法或进行低通滤波。
使用校正后的信号(接收到的载波星座点)CDC2与限幅器190的输出信号(所确定的载波星座点)HDS之间的差值来控制信道校正器173，以便基本上校正该载波CA的振幅和相位，从而使接收到的载波星座点更接近等于所确定的载波星座点，而不需要对已知限幅器和信道校正器173作任何改变。只要求增加新的信道估计电路192，其用于确定接收到的载波星座点与所确定的星座点之间的差值，并用该差值或者也用该差值来控制信道校正器173。优选地，信号估计器19还包括平均电路193，用于利用新的信道估计NE对初始信道估计IE求平均。
应当注意，上述实施例是说明性的而非限制本发明，本领域技术人员在不偏离所附权利要求范围的条件下能够设计出多种可选实施例。
在权利要求中，置于圆括号内的任何附图标记都不应当理解为限制该权利要求。动词“包括”及其动词变化的使用不排除存在除权利要求中所述及之外的元件或步骤。要素前面的冠词“一个”并不排除存在多个这种元件。本发明可通过利用包括多个独立元件的硬件，并利用适当编程的计算机来实现。在罗列了多个装置的设备权利要求中，该多个装置可由一个相同的硬件项来实现。惟一的事实在于在互不相同的从属权利要求中提及的某些措施不表明不能使用这些措施的组合来获得益处。
Claims (9)
1.一种用于多载波通信系统的接收机，所述接收机包括：
信道校正器(173)，用于接收输入信号(CDC2)和校正控制信号(EC)，以便校正所述输入信号(CDC2)的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号(ED)，和
信道估计器(19)，其包括限幅器(190)，用于对所述校正后的信号(ED)进行硬判决，以获得判决信号(HDS)，所述校正控制信号(EC)取决于所述输入信号(CDC2)与所述判决信号(HDS)之间的差值，以便减小所述差值。
2.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述接收机还包括快速傅立叶变换电路(16)，用于提供所述输入信号(CDC2)，所述输入信号(CDC2)代表特定的接收到的数据载波(DC)的相位和振幅。
3.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述信道估计器(19)还包括比较电路(192)，用于将所述输入信号(CDC2)与所述判决信号(HDS)进行比较，以获得比较信号(NE)，所述校正控制信号(EC)取决于所述比较信号(NE)。
4.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述信道估计器(19)还包括：
初始估计器(191)，用于基于所述输入信号(CDC2)中的导频符号(T1，T2)估计所述校正信号(EC)的初始估计(IE)，
比较电路(192)，用于将所述输入信号(CDC2)与所述判决信号(HDS)进行比较，以获得差值信号(NE)，以及
滤波器(193)，用于将所述差值信号(NE)和所述初始估计(IE)进行加权。
5.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述输入信号(CDC2)代表特定的接收到的数据载波(DC)的相位和振幅，且其中，所述判决信号(HDS)代表与所述特定的接收到的数据载波(DC)相应的发射载波的相位和振幅。
6.如权利要求3所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述输入信号(CDC2)代表特定的接收到的数据载波(DC)的相位和振幅，其中，所述判决信号(HDS)代表与特定的接收到的数据载波(DC)相应的发射载波的相位和振幅，且其中，所述比较电路(192)将所述输入信号(CDC2)的相位和振幅分别与所述判决信号(HDS)的相位和振幅进行比较，以获得校正控制信号(EC)，用于控制所述信道校正器(173)，从而校正所述输入信号(CDC2)的相位和振幅。
7.一种用于接收多载波的载波调制信号的方法，该方法包括：
信道校正步骤(173)，用来接收输入信号(CDC2)和校正控制信号(EC)，以校正所述输入信号(CDC2)的振幅和/或相位，从而获得校正后的信号(ED)，和
信道估计步骤(19)，包括对所述校正后的信号(ED)进行硬判决、以获得判决信号(HDS)的限幅步骤(190)，所述校正控制信号(EC)取决于所述输入信号(CDC2)与所述判决信号(HDS)之间的差值，以便减小所述差值。
8.一种包括如权利要求1中所述接收机的多载波通信系统。
9.一种包括如权利要求1中所述接收机的无线多载波通信系统，其中，所述系统包括用于无线发射调制多载波高频信号的发射机，以及所述接收机包括接收所述高频信号的模块(1)。
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