JP2002359513A - アダプティブアレーアンテナ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 自由度の無駄な消費を抑えるようにしたＭＭ
ＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナを提供する。 【解決手段】 発生器６０はＯＦＤＭ信号のプリアンブ
ル信号ｒ₀（ｉ）を発生し、発生器７０はプリアンブル
信号ｒ₀（ｉ）に対する遅延信号Ｒ（ｉ）を発生する。
乗算器５３は信号ウエイトＡ^Hを遅延信号Ｒ（ｉ）に乗
算して乗算信号｛Ａ^HＲ（ｉ）｝を出力する。加算器５
２は、加算信号（ｒ₀（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ））を出力す
る。加算器５１は、加算信号と加算器３０の内積信号Ｗ
^HＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める。ＭＭＳＥ演算器
４０Ａは、誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウ
エイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。加算器３０の
内積信号Ｗ^HＸは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプ
リアンブル信号ｒ₀（ｉ）と遅延信号Ａ^HＲ（ｉ）とを除
く成分が抑圧された信号になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アダプティブアレ
ーアンテナに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、直交マルチキャリア方式の受信信
号を受信するＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテ
ナが各種提案されている。先ず、直交マルチキャリア方
式の信号（以下、直交マルチキャリア方式の信号をＯＦ
ＤＭ信号という）の概略について図２５、図２６を参照
して説明する。

【０００３】図２５に示すように、ＯＦＤＭ信号は、デ
ータ信号とこのデータ信号に先立つプリアンブル信号と
から構成されている。プリアンブル信号は、周波数軸上
に複数のパイロットシンボル（既知信号）を配列した信
号である。データ信号は、時間多重された複数のＯＦＤ
Ｍシンボルからなり、ＯＦＤＭシンボルは、有効シンボ
ルとこの有効シンボルに先だつガードインターバルＧＩ
とからなる。

【０００４】ガードインターバルＧＩは、有効シンボル
うち、後側の所定期間部分を複写したものである。従っ
て、図２６に示すように、所望のＯＦＤＭ信号とその遅
延信号との和を受信信号として受信されたとき、所望の
ＯＦＤＭ信号に対する遅延信号の遅延時間がガードイン
ターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、受信信号をＦＦ
Ｔ処理（周波数弁別処理）によって、データ（例えばＱ
ＰＳＫシンボル）が復元可能である。

【０００５】次に、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅ
ａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式のアダプテ
ィブアレーアンテナについて図２３を参照して説明す
る。図２７は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアン
テナの概略構成を示す。ＭＭＳＥ方式のアダプティブア
レーアンテナは、アンテナ素子１１…１Ｍ、乗算器２１
…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４０、加算
器５０、及び、発生器６０から構成されている。なお、
Ｍは、自然数である。

【０００６】アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、電
波を媒体としてＯＦＤＭ信号を受信して、受信ＯＦＤＭ
信号Ｘ（ｉ）を出力する。ここで、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ
（ｉ）は、数式１で表すことができる。Ｔは転置を示
す。ｉは時刻を示す。

【０００７】

【数１】 Ｘ（ｉ）＝［ｘ₁（ｉ） ｘ₂（ｉ） … ｘ_M（ｉ）］^T このため、アンテナ素子１１…１Ｍは、それぞれ、受信
ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、…ｘ_M（ｉ）を出
力する。また、ＭＭＳＥ演算器５０は、乗算器２１、２
２…２ＭのそれぞれにアンテナウエイトＷ^Hに乗算す
る。

【０００８】ここで、アンテナウエイトＷ^Hを数式２で
表すことができる。Ｈは複素共役転置である。

【０００９】

【数２】Ｗ＝［ｗ₁ ｗ₂ … ｗ_M］^T 具体的には、乗算器２０は、アンテナウエイトｗ₁ ^*に受
信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）を乗算して乗算信号（ｗ₁ ^*ｘ₁
（ｉ））を出力し、乗算器２１は、アンテナウエイトｗ
₂ ^*に受信ＯＦＤＭ信号ｘ₂（ｉ）を乗算して乗算信号
（ｗ₂ ^*ｘ₂（ｉ））を出力する。乗算器２Ｍは、アンテ
ナウエイトｗ_M ^*に受信ＯＦＤＭ信号Ｘ_M（ｉ）を乗算し
て乗算信号（ｗ_M ^*ｘ_M（ｉ））を出力する。

【００１０】加算器（Σ）３０は、乗算信号（ｗ₁ ^*ｘ₁
（ｉ））、乗算信号（ｗ₂ ^*ｘ₂（ｉ））…乗算信号（ｗ_M
^*ｘ_M（ｉ））を加算することにより、アンテナウエイト
Ｗと受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）との内積を示す内積信号
Ｗ^HＸ（ｉ）を求める。発生器６０は、参照信号ｒ
₀（ｉ）を予め記憶しこの参照信号ｒ₀（ｉ）を加算器５
０に出力し、加算器５０は、参照信号ｒ₀（ｉ）と内積
信号Ｗ^HＸ（ｉ）との誤差ｅ（ｉ）を求める｛ｅ（ｉ）
＝ｒ₀（ｉ）−Ｗ^HＸ（ｉ）｝。ＭＭＳＥ演算器４０は、
受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）及び誤差ｅ（ｉ）を入力とし
て、この誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエ
イトＷを更新してそのアンテナウエイトＷを乗算器２
１、２２…２Ｍに出力する。

【００１１】ここで、参照信号ｒ₀（ｉ）として所望既
知信号（例えば、時間軸上のプリアンブル信号）を採用
することにより、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうち、所
望既知信号を除く遅延信号等を抑圧することができる。
因みに、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナに
おいて、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の数は、アンテ
ナ素子の数により規定されて、（アンテナ素子数）−
「１」である。以下、抑圧可能な既知信号（ヌル点）の
数を自由度という。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＭＭＳＥ方
式のアダプティブアレーアンテナでは、上述の如く、所
望既知信号とその遅延信号との和を受信信号として受信
したとき、所望既知信号に対する遅延信号の遅延時間
が、ガードインターバルＧＩの期間ＴＧより短ければ、
受信信号からデータ（図２６中のデータ１〜データ４）
を復元可能であるにも関わらず、当該遅延信号（以下、
ＧＩ内遅延信号という）を抑圧することになる。

【００１３】このように、抑圧する必要が無く、且つ、
復元して合成することが可能なＧＩ内遅延信号をも抑圧
することにより、複数の信号を合成して受信性能を向上
させることができなくなる。

【００１４】また、ＧＩ内遅延信号を抑圧するために、
アダプティブアレーアンテナにおけるヌル点を形成する
ことになるため、ＧＩ内遅延信号より遅延した遅延信号
のように、本来ヌル点を形成するべき信号にヌル点を形
成できなくなるという問題がある。すなわち、アダプテ
ィブアレーアンテナの自由度を無駄に消費することにな
る。

【００１５】本発明は、上記に鑑み、自由度の無駄な消
費を抑えるようにしたアダプティブアレーアンテナを提
供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、請求項１に記載の発明では、複数のアン
テナ素子（１１…１Ｍ）と、複数のアンテナ素子で受信
された受信信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗算す
るアンテナ乗算手段（２１…２Ｍ）と、アンテナウエイ
トが乗算されたそれぞれの受信信号を加算して加算信号
を出力する加算手段（３０）と、第１の既知信号及び第
２の既知信号から参照信号を求める参照算出手段（５１
〜５３、５１Ａ、５３Ａ）と、複数のアンテナ素子で受
信された受信信号と参照信号と加算信号とに応じてアン
テナウエイトを更新する更新手段（４０Ａ、４１）とを
備えることを特徴とする。

【００１７】ここで、参照信号は、第１及び第２の既知
信号から算出されるもので、更新手段は、当該参照信号
と上記受信信号と第２の既知信号と加算信号とに応じて
アンテナウエイトを更新する。このため、更新手段は、
アンテナウエイトの更新によって、複数のアンテナ素子
で受信された受信信号のうち、第１及び第２の既知信号
を除く成分を抑圧し得る。従って、第２の既知信号の抑
圧が防止されるため、第２の既知信号の抑圧が無用であ
る場合、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できる
ので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。この
ため、アダプティブアレーアンテナの自由度の無駄な消
費を抑える。

【００１８】また、受信信号のうち第１及び第２の既知
信号を除く成分を抑圧するため、受信信号のうち、第１
及び第２の既知信号の合成信号を得ることができる。こ
こで、請求項２に記載の発明のように、第２の既知信号
は、前記第１の既知信号に対して所定期間遅延した遅延
信号であるとき、第１の既知信号だけを復調する場合に
比べて、第１及び第２の既知信号の合成信号を用いて復
調する場合には、良好な復調信号を得られる。

【００１９】さらに、請求項３に記載の発明のように、
第１の既知信号を所定期間遅延させて第２の既知信号を
求める遅延手段（８０）を有するようにしてもよい。ま
た、第２の既知信号を予め用意するのではなく、第２の
既知信号を受信信号に応じて求めるようにしてもよい。

【００２０】すなわち、請求項４に記載の発明のよう
に、複数のアンテナ素子は、それぞれ、第１の既知信号
の成分と第２の既知信号の成分とを有する信号を受信信
号として受信し、複数のアンテナ素子で受信された受信
信号に基づいて、第１の既知信号の成分に対する第２の
既知信号の成分の遅延時間を求める遅延時間算出手段
（１００）を有し、遅延手段は、所望既知信号を遅延時
間だけ遅延させて第２の既知信号を求めるようにしても
よい。

【００２１】さらに、請求項５に記載の発明のように、
第１の既知信号に対してそれぞれ異なる時間だけ遅延し
たを複数の遅延信号を生成する遅延信号生成手段（９
０）と、遅延信号生成手段の各遅延信号と前記受信信号
との相関検出を行う相関検出器（１３１ａ〜１３４ｃ）
と、相関検出器の相関検出に基づいて複数の遅延信号の
何れかを第２の既知信号として選択する選択手段（１３
５ａ〜１３６）とを有するようにしてもよい。

【００２２】具体的には、請求項６に記載の発明のよう
に、参照信号算出手段は、第２の既知信号に信号ウエイ
トを乗算して、この信号ウエイトが乗算された第２の既
知信号に第１の既知信号を加算して参照信号を求め、更
新手段は、複数のアンテナ素子で受信された受信信号と
第２の既知信号と参照信号と加算信号とに応じて信号ウ
エイトを更新するようにしてもよい。

【００２３】ここで、請求項７に記載の発明では、加算
手段の加算信号のうち第２の既知信号の成分を抑圧する
ために帰還信号を加算する抑圧手段（１２９、１３０）
と、加算信号を所定期間だけ遅延させて遅延加算信号を
生成する加算信号遅延手段（１２１〜１２４）と、遅延
加算信号に前記信号ウエイトを乗算して前記帰還信号を
求める乗算手段（１２５〜１２８）とを有することを特
徴とする。これにより、抑圧手段は、加算信号のうち第
２既知信号の成分を抑圧して第１の既知信号の成分だけ
を出力できる。

【００２４】請求項８に記載の発明では、複数のアンテ
ナ素子（１１…１Ｍ）と、複数のアンテナ素子で受信さ
れた受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別信
号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０Ｍ）と、
周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウエイ
トを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０Ｍ）と、
アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号を加
算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、所望
ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された所望弁別信号を求める
所望周波数分別手段（８４）と、所望弁別信号に対して
遅延した遅延弁別信号を求める遅延手段（９０、８３）
と、遅延弁別信号に信号ウエイトを乗算して、この信号
ウエイトが乗算された遅延弁別信号に所望弁別信号を加
算して参照信号を求める参照加算手段（５１０、５２
０、５３０）と、前記それぞれの弁別信号と前記遅延弁
別信号とに応じて前記参照信号に前記加算信号を近づけ
るようにして、前記それぞれの弁別信号のうち前記所望
弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く成分を抑圧する
ように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更
新する更新手段（４０Ｂ）とを備えることを特徴とす
る。

【００２５】このように、更新手段は、それぞれの弁別
信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を除く
成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号ウエイ
トを更新する。このため、遅延弁別信号の抑圧が防止さ
れるため、遅延弁別信号の抑圧が無用であるとき、本
来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル
点の形成を有効的に行うことができる。このため、アダ
プティブアレーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え
る。

【００２６】また、更新手段は、上述の如く、それぞれ
の弁別信号のうち所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方
を除く成分を抑圧するようにアンテナウエイト及び信号
ウエイトを更新するため、それぞれの弁別信号のうち所
望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を得られる。このよ
うな所望弁別信号及び遅延弁別信号の双方を用いて復調
すれば、所望弁別信号だけで復調する場合に比べて、良
好な復調信号が得られる。

【００２７】請求項９に記載の発明では、複数のアンテ
ナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で受
信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁
別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１〜８０４）
と、前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテ
ナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０
４）と、前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの
弁別信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３０
０）と、所望ＯＦＤＭ信号に対して所定期間遅延した遅
延ＯＦＤＭ信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、前記所
望ＯＦＤＭ信号及び前記遅延ＯＦＤＭ信号の双方が周波
数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分別手段
（８３４）と、前記所望弁別信号に信号ウエイトを乗算
して参照信号を求める参照加算手段（５３０Ａ）と、前
記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を
求める加算参照信号算出手段（５１０Ａ）と、前記加算
参照信号のうち、前記所望弁別信号を除く成分の電力を
小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウ
エイトを更新する更新手段（４２）とを備えることを特
徴とする。

【００２８】このように、更新手段は加算参照信号のう
ち所望弁別信号をの成分を除く成分の電力を小さくする
ようにアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新するた
め、加算参照信号のうち所望弁別信号の成分を除く成分
の電力を小さくできる。従って、所望弁別信号の抑圧が
防止される、すなわち、所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別
された信号の抑圧が防止されるとともに、遅延ＯＦＤＭ
信号が周波数弁別された信号の抑圧が防止される。

【００２９】このため、遅延ＯＦＤＭ信号が周波数弁別
された信号の抑圧が無用である場合、本来、抑圧の必要
の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効
的に行うことができる。このため、アダプティブアレー
アンテナの自由度の無駄な消費を抑える。

【００３０】また、請求項１０に記載の発明のように、
既知信号が周波数軸上に配列されたプリアンブル信号
を、前記所望ＯＦＤＭ信号として生成する生成手段（６
０）を有するようにしてもよい。さらに、請求項１１に
記載の発明のように、受信周波数弁別手段は、受信ＯＦ
ＤＭ信号をサンプリグして各サンプリング信号を得て、
各サンプリング信号に応じて前記弁別信号を求め、遅延
時間は、サンプリングの周期の所定倍数であるようにし
てもよい。

【００３１】さらに、請求項１２に記載の発明では、遅
延手段は、１つの遅延弁別信号だけに限らず、所望個数
の前記遅延弁別信号を出力することを特徴とする。これ
により、更新手段は、請求項１に記載の発明と同様に、
前記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び所
望個数の遅延弁別信号を除く成分を抑圧するように前記
それぞれのアンテナウエイト及び信号ウエイトを更新す
ることができる。

【００３２】さらに、請求項１３に記載の発明では、遅
延弁別信号の所望個数は、所望ＯＦＤＭ信号のデータ信
号のガードインターバル期間と、サンプリングの周期と
によって決まる最大個数であることを特徴とする。これ
により、より、一層、数多くの遅延弁別信号の抑圧を防
止できるため、アダプティブアレーアンテナの自由度の
無駄な消費を、効果的に、抑えることができる。なお、
遅延弁別信号の最大個数は、｛（ガードインターバル期
間／サンプリングの周期）−１｝である。

【００３３】請求項１４に記載の発明では、参照信号算
出手段は、前記第１及び第２の既知信号に信号ウエイト
を乗算して前記参照信号を求める手段（５３Ａ）と、前
記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号を
求める手段（５１Ａ）とを有し、前記更新手段（４１）
は、前記加算参照信号のうち、前記第１及び第２の既知
信号を除く成分の電力を小さくするように前記アンテナ
ウエイト及び前記信号ウエイトを更新することを特徴と
する。

【００３４】このように、更新手段（４１）は、加算参
照信号のうち、第１及び第２の既知信号を除く成分の電
力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエイ
トを更新するため、加算参照信号のうち、第１及び第２
の既知信号を除く成分の電力を小さくできる。このた
め、第１及び第２の既知信号の抑制を防止でき、第２の
既知信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る
信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行
うことができる。

【００３５】請求項１５に記載の発明では、複数のアン
テナ素子（１１〜１４）と、前記複数のアンテナ素子で
受信された受信信号にそれぞれのアンテナウエイトを乗
算するアンテナ乗算手段（２１…２４）と、前記アンテ
ナウエイトが乗算されたそれぞれの受信信号を加算して
加算信号を出力する加算手段（３０）と、前記複数のア
ンテナ素子で受信された受信信号のうち、これら受信信
号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の成分を示す受
信周波数信号をそれぞれ出力する受信周波数信号出力手
段（４２０〜４２３）と、既知信号のうち、前記狭い周
波数帯域の成分を示す既知周波数信号を出力する既知周
波数信号出力手段（４２４）と、前記既知周波数信号に
対して所定期間遅延した遅延周波数信号を求める遅延手
段（８０Ａ）と、前記遅延周波数信号及び前記既知周波
数信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を求める参照
信号算出手段（５３Ａ）と、前記参照信号と前記加算信
号とを加算して加算参照信号を求める加算参照信号算出
手段（５１Ａ）と、前記加算参照信号のうち、前記遅延
周波数信号及び前記既知周波数信号を除く成分の電力を
小さくするように前記アンテナウエイト及び前記信号ウ
エイトを更新する更新手段（４１）とを有することを特
徴とする。

【００３６】このように、更新手段は、加算参照信号の
うち、遅延周波数信号及び既知周波数信号を除く成分の
電力を小さくするようにアンテナウエイト及び信号ウエ
イトを更新するため、加算参照信号のうち、遅延周波数
信号及び既知周波数信号を除く成分の電力を小さくでき
る。このため、遅延周波数信号及び既知周波数信号の抑
制を防止でき、遅延周波数信号の抑制が無用のとき、本
来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル
点の形成を有効的に行うことができる。

【００３７】ここで、アンテナウエイト及び信号ウエイ
トの更新回数は、受信信号の周波数帯域によって決ま
り、上述の如く、アンテナウエイト及び信号ウエイトの
更新にあたり、受信信号に代えて、受信信号の周波数帯
域に比べて狭い周波数帯域の既知周波数信号を用いてい
るため、アンテナウエイト及び信号ウエイトの更新回数
を減らすことができる。

【００３８】また、請求項１６に記載の発明では、複数
のアンテナ素子（１１、１２）と、複数のアンテナ素子
で受信された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別し
て弁別信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０
２）と、周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテ
ナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０
２）と、アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別
信号を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）
と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を
求める既知周波数分別手段（８３）と、既知弁別信号に
対してそれぞれの位相量だけ位相回転して、それぞれの
位相量に対応する位相回転既知弁別信号を求める位相回
転手段（１０００）と、それぞれの位相量に対応する位
相回転既知弁別信号とそれぞれの弁別信号との相関をと
って、それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関
手段（１０１０）と、それぞれの位相量に対応する相関
値のうち、最大相関値を選択するとともに、それぞれの
位相量に対応する位相回転既知弁別信号うち、最大相関
値に対応する対応位相回転既知弁別信号を選択する選択
手段（１０２０）と、加算信号のうち、それぞれの位相
量に対応する位相回転既知弁別信号を除く成分を小さく
するとともに、加算信号のうち、対応位相回転既知弁別
信号を少なくとも残すようにアンテナウエイトを更新す
る更新手段（１０３４）とを有することを特徴とする。

【００３９】このように、更新手段は、加算信号のう
ち、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号
を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更新する。
従って、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応する
位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくできる。この
ため、それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信
号の抑制を防止でき、それぞれの位相量に対応する位相
回転既知弁別信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必
要の有る信号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有
効的に行うことができる。

【００４０】さらに、更新手段は、加算信号のうち、最
大相関値に対応する対応位相回転既知弁別信号を少なく
とも残すようにアンテナウエイトを更新する。従って、
加算信号のうち、最大相関値に対応する対応位相回転既
知弁別信号を少なくとも残すことができる。

【００４１】ここで、対応位相回転既知弁別信号は、そ
れぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号のう
ち、最大電力値の位相回転既知弁別信号に対応するた
め、対応位相回転既知弁別信号を残すことにより、受信
電力値の大きな回転既知弁別信号を得ることができる。

【００４２】請求項１７に記載の発明では、複数のアン
テナ素子（１１、１２）と、複数のアンテナ素子で受信
された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別
信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）
と、周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）
と、アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
それぞれの弁別信号のうち、弁別信号に比べて狭い周波
数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力
手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別し
て既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）
と、既知弁別信号のうち、既知弁別信号に比べて狭い周
波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出
力手段（１０４１）と、狭帯域既知弁別信号に対してそ
れぞれ異なる位相量だけ位相回転して、それぞれの位相
量に対応する狭帯域の位相回転弁別信号を求める位相回
転手段（１０００）と、それぞれの位相量に対応する狭
帯域の位相回転弁別信号とそれぞれの弁別信号との相関
をとって、それぞれの位相量に対応する相関値を求める
相関手段（１０１０）と、それぞれの位相量に対応する
相関値のうち、最大相関値を選択するとともに、それぞ
れの狭帯域の位相回転弁別信号のうち、最大相関値に対
応する狭帯域の位相回転弁別信号を選択する選択手段
（１０２０）と、加算信号のうち、それぞれの位相量に
対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小
さくするとともに、加算信号のうち、対応する狭帯域の
位相回転弁別信号を少なくとも残すように更新する更新
手段（１０３３）とを有することを特徴とする。

【００４３】このように、更新手段は、加算信号のう
ち、それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転既知
弁別信号を除く成分を小さくするアンテナウエイトを更
新するため、加算信号のうち、それぞれの位相量に対応
する狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さく
できる。このため、それぞれの位相量に対応する狭帯域
の位相回転既知弁別信号の抑制を防止でき、それぞれの
位相量に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号の抑制
が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧
できるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができ
る。

【００４４】さらに、更新手段は、加算信号のうち、最
大相関値に対応する狭帯域の位相回転既知弁別信号を少
なくとも残すようにアンテナウエイトを更新する。従っ
て、加算信号のうち、最大相関値に対応する狭帯域の位
相回転既知弁別信号を少なくとも残すことができる。

【００４５】ここで、前記対応する狭帯域の位相回転既
知弁別信号は、それぞれの位相量に対応する位相回転既
知弁別信号のうち、最大電力値の位相回転既知弁別信号
に対応するため、前記対応する狭帯域の位相回転既知弁
別信号を残すことにより、受信電力値の大きな回転既知
弁別信号を得ることができる。

【００４６】ここで、更新手段がアンテナウエイトを更
新するにあたり、狭帯域の位相回転弁別信号を用いてい
るため、請求項１６に記載の発明に比べて、更新のため
の演算量を減らすことができる。

【００４７】請求項１８に記載の発明では、複数のアン
テナ素子（１１、１２）と、複数のアンテナ素子で受信
された受信ＯＦＤＭ信号をそれぞれ周波数弁別して弁別
信号を求める受信周波数弁別手段（８０１、８０２）
と、周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）
と、アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、
それぞれの弁別信号のうち、弁別信号に比べて狭い周波
数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭帯域出力
手段（１０４０）と、既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別し
て既知弁別信号を求める所望周波数分別手段（８３）
と、既知弁別信号のうち、既知弁別信号に比べて狭い周
波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯域出
力手段（１０４１）と、狭帯域既知弁別信号を位相回転
する位相回転手段（１０００）と、加算信号のうち、狭
帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別
信号とを除く成分の電力を小さくするようにアンテナウ
エイトを更新する更新手段（１０３０Ａ）とを有するこ
とを特徴とする。

【００４８】このように、加算信号のうち、狭帯域既知
弁別信号と位相回転された狭帯域既知弁別信号とを除く
成分の電力を小さくするようにアンテナウエイトを更新
するため、加算信号のうち、狭帯域既知弁別信号と前記
位相回転された狭帯域既知弁別信号を除く成分の電力を
小さくできる。このため、狭帯域既知弁別信号と前記位
相回転された狭帯域既知弁別信号の抑制を防止でき、狭
帯域既知弁別信号と前記位相回転された狭帯域既知弁別
信号の抑制が無用のとき、本来、抑圧の必要の有る信号
成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行うこ
とができる。

【００４９】ここで、更新手段がアンテナウエイトを算
出するにあたり、前記位相回転された狭帯域既知弁別信
号と狭帯域の位相回転弁別信号を用いているため、更新
のための演算量を減らすことができる。

【００５０】因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後
述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す
一例である。

【００５１】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）図１に、本発明
の第１実施形態に係るＭＭＳＥ方式のアダプティブアレ
ーアンテナを示す。本第１実施形態においては、ＭＭＳ
Ｅ方式のアダプティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ信号
を受信する例を示す。図１は、ＭＭＳＥ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナの概略構成をブロック図である。Ｍ
ＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナは、図１に示
すように、アンテナ素子１１…１Ｍ（Ｍは自然数）、乗
算器２１…２Ｍ、加算器（Σ）３０、ＭＭＳＥ演算器４
０Ａ、加算器５１、５２、乗算器５３、及び発生器６
０、７０から構成されている。図１において、図１８中
の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同一物を
示す。

【００５２】発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦ
ＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ₀（ｉ）を発生し、この
プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）は、周波数軸上に複数のパ
イロットシンボル（既知信号）が配列された信号であ
る。

【００５３】発生器７０は、プリアンブル信号ｒ
₀（ｉ）に対するＵ（Ｕは自然数）個の遅延信号を、他
の既知信号として、発生して、Ｕ個の遅延信号は、それ
ぞれ、プリアンブル信号に対して異なる遅延時間を有す
る。但し、プリアンブル信号に対するＵ個の遅延信号の
それぞれの遅延時間は、ＯＦＤＭシンボルのガードイン
ターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、以下、Ｕ個の遅
延信号を、数式３に示す遅延信号Ｒ（ｉ）とする。

【００５４】

【数３】 Ｒ（ｉ）＝［ｒ₁（ｉ） ｒ₂（ｉ） …ｒ_U（ｉ）］^T 次に、乗算器５３は、数式４に表す信号ウエイトＡ^Hを
遅延信号Ｒ（ｉ）に乗算して数式５に示す乗算信号｛Ａ
^HＲ（ｉ）｝を出力する。

【００５５】

【数４】Ａ＝［ａ₁ ａ₂ …ａ_U］^T

【００５６】

【数５】Ａ^HＲ（ｉ）＝ａ₁ ^*ｒ₁（ｉ）＋ａ₂ ^*ｒ₂（ｉ）
…ａ_U ^*ｒ_U（ｉ） 次に、加算器５２は、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）と乗
算信号Ａ^HＲ（ｉ）とを加算して加算信号（ｒ₀（ｉ）＋
Ａ^HＲ（ｉ））を出力する。ここで、加算信号（ｒ
₀（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ））は、プリアンブル信号ｒ
₀（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）との合成信号（参照信号）
になる。そして、加算器５１は、加算信号（ｒ₀（ｉ）
＋Ａ^HＲ（ｉ））と加算器３０の内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）と
の誤差ｅ（ｉ）を求める。ここで、誤差ｅ（ｉ）を数式
６に表すことができる。

【００５７】

【数６】ｅ（ｉ）＝ｒ₀（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ）−Ｗ^HＸ 次に、ＭＭＳＥ演算器４０Ａには、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ
（ｉ）、遅延信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ（ｉ）が入力
されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、例えば、ＭＭＳＥ方
式のＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒ
ｓｉｏｎ）法に基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするよう
にアンテナウエイトＷを更新して乗算器２１、２２…２
Ｍに出力するとともに、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に基づ
いて誤差ｅ（ｉ）を小さくするように信号ウエイトＡを
更新して乗算器５３に出力する。

【００５８】これにより、加算器３０の内積信号Ｗ^HＸ
としては、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアンブ
ル信号ｒ₀（ｉ）（所望既知信号）と遅延信号Ｒ（ｉ）
（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号にな
る。

【００５９】ここで、信号ウエイトＡは、ＭＭＳＥ演算
器４０Ａによって、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）（第１
の既知信号）を基準とした遅延信号Ｒ（ｉ）（第２の既
知信号）の位相差及び振幅差を示すように求められる。

【００６０】以下、本第１実施形態の特徴について述べ
る。先ず、プリアンブル信号ｒ₀に対する遅延信号Ｒ
（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ガードインターバル
ＧＩの期間ＴＧに比べて短いため、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ
（ｉ）のうち遅延信号Ｒ（ｉ）を抑圧することなく、加
算器３０の内積信号Ｗ^HＸをＦＦＴ処理（周波数弁別）
によってデータ（例えば、ＱＰＳＫデータシンボル）を
復元できる。

【００６１】すなわち、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のう
ち遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が無用である。そこで、本第
１実施形態では、上述の如く、加算器３０の内積信号Ｗ
^HＸとして、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアン
ブル信号ｒ₀（ｉ）と遅延信号Ａ^HＲ（ｉ）とを除く成分
が抑圧された信号が得られる。

【００６２】このため、遅延信号Ｒ（ｉ）の抑圧が防止
されるため、本来、抑圧の必要の有る信号成分を抑圧で
きるので、ヌル点の形成を有効的に行うことができる。
従って、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの
自由度の無駄な消費を抑え得る。

【００６３】また、加算器３０の内積信号Ｗ^HＸとし
て、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）と
の加算信号（ｒ₀（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ））が得られるた
め、この加算信号を復調すれば、プリアンブル信号ｒ₀
（ｉ）だけを復調する場合に比べて、良好な復調信号が
得られる。

【００６４】ここで、図２において、シュミレーション
の結果を示す。図２中、横軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプ
ティブアレーアンテナを基準とした受信電波の受信角度
［ｄｅｇ］で、縦軸は、抑圧比（ｄＢ）である。鎖線
は、従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナ
を用いたシュミレーションの結果を示す。実線は、本第
１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテ
ナを用いたシュミレーションの結果を示す。

【００６５】図２から分かるように、従来のＭＭＳＥ方
式のアダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号
が抑圧されているが、本第１実施形態のＭＭＳＥ方式の
アダプティブアレーアンテナでは、ＧＩ内遅延信号の抑
圧が防止されている。但し、ＧＩ内遅延信号は、所望信
号（プリアンブル信号ｒ₀）に対して（ガードインター
バルＧＩの）期間ＴＧに比べて短い遅延時間を有する遅
延信号である。

【００６６】以下に、本第１実施形態でのＭＭＳＥ演算
器４０ＡのＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリズムについて
述べる。先ず、数式６に示す誤差ｅ（ｉ）を変形して、
誤差ｅ（ｉ）を、数式７のように表すことができる。

【００６７】

【数７】 ここで、Ｙは、数式８に示すようにアンテナウエイト
Ｗ、及び、信号ウエイトＡの双方を含めたウエイトで、
Ｚ（ｉ）は、数式９に表すように、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ
（ｉ）及び遅延信号Ｒ（ｉ）の双方を含めた信号であ
る。

【００６８】

【数８】Ｙ＝［ｗ₁ ｗ₂ ｗ₃ … ｗ_M −ａ₁ −ａ₂ −ａ
₃ …−ａ_U］^T

【００６９】

【数９】Ｚ＝［ｘ₁（ｉ） ｘ₂（ｉ） ｘ₃（ｉ）……
ｘ_M（ｉ） ｒ₁（ｉ） ｒ₂（ｉ） ｒ₃（ｉ）…ｒ
_U（ｉ）］^TＳＭＩ アルゴリズムにおいは、数式１０に示す評価関数Ｑを直
接最小化する。但し、αは、０＜α≦１の重み付け定数
である。

【００７０】

【数１０】

【００７１】さらに、数式７のウエイトＹに関する勾配
ベクトルをゼロとおいて、評価関数Ｑの最小二乗が数式
１１のように得られる。この数式１１は、ウエイトＹ
（Ｇ）を更新するための式を示す。但し、Ｇは、時間
（サンプリグ時間）であって、Ｇは、ウエイトＹの更新
回数（ステップ数）を示す。

【００７２】

【数１１】

【００７３】ここで、数式１１中のＢ、ｂを数式１２、
数式１３を示す。

【００７４】

【数１２】

【００７５】

【数１３】

【００７６】（第２実施形態）上記第１実施形態では、
遅延信号Ｒ（ｉ）（Ｕ個の遅延信号）を発生させるため
に発生器７０を採用した例について説明したが、これに
限らず、発生器６０から出力されたプリアンブル信号を
用いて遅延信号Ｒ（ｉ）を発生させるようにしてもよ
い。この場合の構成を図３、図４に示す。

【００７７】図３は、本第２実施形態のＭＭＳＥ方式の
アダプティブアレーアンテナの構成を示すブロック図
で、図４は、図３中の遅延回路（以下、遅延回路８０と
いう）の詳細を示す図である。本第２実施形態では、図
３に示すように、図１に示す発生器６０が削除されると
ともに、遅延回路８０が採用されている。図３におい
て、図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質
的同一物を示す。

【００７８】遅延回路８０は、発生器６０と乗算器５３
との間に配置されたものであって、発生器６０から出力
されたプリアンブル信号を受けて、上記第１実施形態で
述べた遅延信号Ｒ（ｉ）を出力する。

【００７９】具体的には、遅延回路８０は、図４に示す
ように、遅延器（Ｚ−¹）８０１、８０２、８０３、…
８０Ｕを直列接続して構成されており、遅延器８０１、
８０２、８０３、…８０Ｕは、それぞれ対応する遅延信
号ｒ₁（ｉ）、ｒ₂（ｉ） 、…ｒ_U（ｉ）をＭＭＳＥ演
算器４０Ａ及び乗算器５３に出力する。その他の作動、
効果は、上記第１実施形態と同様である。

【００８０】（第３実施形態）上記第１、第２実施形態
では、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、
ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号と
して採用した例について説明したが、これに限らず、Ｏ
ＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周波数分
別）した各弁別信号を採用するようにしてもよい。この
場合の構成を、図５〜図８に示す。図５は、本第３実施
形態のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図で、
図６は、図５中のＦＦＴ回路８３の詳細構成を示す図あ
る。図７は、図５の遅延回路９０の作動を示す図で、図
８は、図６中のＦＦＴ回路の作動を示す図である。

【００８１】本第３実施形態では、図５に示すように、
ＭＭＳＥ演算回路４０Ｂが、図１中のＭＭＳＥ演算回路
４０Ａに代えて採用されて、乗算器２０１〜２０Ｍが、
図１中の乗算器２１〜２Ｍに代えて採用されている。乗
算器５１０〜５３０が、図１中の乗算器５１〜５３に代
えて採用されている。さらに、ＦＦＴ回路８０１〜８０
Ｍ、８３、８４が追加されている。ＦＦＴ回路８０１
は、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）の
プリンアンブル信号をＦＦＴ処理する。具体的には、Ｆ
ＦＴ回路８０１は、上記プリンアンブル信号の有効シン
ボル（図１７参照）毎にＮ（Ｎは自然数）回だけサンプ
リング（アナログデジタル変換）して各サンプリング信
号に基づいてＦＦＴ処理して周波数毎の弁別信号ｆｔ₁
（１）、ｆｔ₁（２）…ｆｔ₁（Ｎ）を出力し得る。ここ
で、弁別信号ｆｔ₁（１）、ｆｔ₁（２）…ｆｔ₁（Ｎ）
を、まとめて、数式１４で表すことができる。また、Ｎ
は、上記有効シンボルのサンプリング回数であって、上
記有効シンボルのＦＦＴのポイント数である。

【００８２】

【数１４】ＦＴ₁（ｉ）＝［ｆｔ₁（１） ｆｔ₁（２）
ｆｔ₁（３）…ｆｔ₁（Ｎ）］^T ＦＦＴ回路８０２は、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様
に、アンテナ素子１１の受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）の
プリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別
信号ｆｔ₂（１）、ｆｔ₂（２）…ｆｔ₂（Ｎ）を出力す
る。さらに、弁別信号ｆｔ₂（１）、ｆｔ₂（２）…ｆｔ
₂（Ｎ）を、まとめて、数式１５で表せる。

【００８３】

【数１５】ＦＴ₂（ｉ）＝［ｆｔ₂（１） ｆｔ₂（２）
ｆｔ₂（３）…ｆｔ₂（Ｎ）］^T ＦＦＴ回路８０Ｍは、ＦＦＴ回路８０１と実質的に同様
に、アンテナ素子１Ｍの受信ＯＦＤＭ信号ｘ_M（ｉ）の
プリンアンブル信号をＦＦＴ処理して、周波数毎の弁別
信号ｆｔ_M（１）、ｆｔ_M（２）…ｆｔ_M（Ｎ）を出力す
る。さらに、弁別信号ｆｔ_M（１）、ｆｔ_M（２）…ｆｔ
_M（Ｎ）を、まとめて、数式１６で表せる。

【００８４】

【数１６】ＦＴ_M（ｉ）＝［ｆｔ_M（１） ｆｔ_M（２）
ｆｔ_M（３）…ｆｔ_M（Ｎ）］^T ここで、本第３実施形態では、、ＦＴ₁（ｉ）、ＦＴ
₂（ｉ）、…ＦＴ_M（ｉ）をまとめて、数式１７に示すよ
うに、弁別信号Ｘ（ｉ）’とする

【００８５】

【数１７】Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ₁（ｉ） ＦＴ₂（ｉ）…
ＦＴ_M（ｉ）］^T 次に、乗算器２０１〜２０Ｍは、アンテナウエイトＷ^H
に弁別信号Ｘ（ｉ）’に乗算する。すなわち、乗算器２
０１は、アンテナウエイトｗ₁ ^*とＦＴ₁（ｉ）との積を
求めて結果（ｗ₁ ^*ＦＴ₁（ｉ））を得る。乗算器２０２
は、アンテナウエイトｗ₂ ^*とＦＴ₂（ｉ）との積を求め
て結果（ｗ₂ ^*ＦＴ₂（ｉ））を得る。さらに、乗算器２
０Ｍは、アンテナウエイトｗ_M ^*とＦＴ_M（ｉ）との積を
求めて結果（ｗ_M ^*ＦＴ_M（ｉ））を得る。

【００８６】次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０
１〜２０Ｍによる結果（ｗ₁ ^*ＦＴ₁（ｉ））、（ｗ₂ ^*Ｆ
Ｔ₂（ｉ））、…（ｗ_M ^*ＦＴ_M（ｉ））を周波数毎に加算
することにより、アンテナウエイトＷと弁別信号Ｘ
（ｉ）’との内積を示す内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’を求め
る。

【００８７】因みに、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’として
は、数式１８に示すように、ｆｘ₁（１）、ｆｘ
₂（２）、…ｆｘ_M（Ｎ）といったＮ個の内積信号をまと
めたものである。さらに、例えば、内積信号はｆｘ
₁（１）は、数式１９で表すことができ、内積信号ｆｘ₂
（２）は、数式２０で表すことができる。さらに、内積
信号ｆｘ_M（Ｎ）は、数式２１で表すことができる。

【００８８】

【数１８】Ｗ^HＸ（ｉ）’＝［ｆｘ₁（１） ｆｘ
₂（２） …ｆｘ_M（Ｎ）］^T

【００８９】

【数１９】ｆｘ₁（１）＝ｗ₁ ^*・ｆｔ₁（１）＋ｗ₂ ^*・ｆ
ｔ₂（１）…ｗ_M ^*・ｆｔ_M（１）

【００９０】

【数２０】ｆｘ₂（２）＝ｗ₁ ^*・ｆｔ₁（２）＋ｗ₂ ^*・ｆ
ｔ₂（２）…ｗ_M ^*・ｆｔ_M（２）

【００９１】

【数２１】ｆｘ_M（Ｎ）＝ｗ₁ ^*・ｆｔ₁（Ｎ）＋ｗ₂ ^*・ｆ
ｔ₂（Ｎ）…ｗ_M ^*・ｆｔ_M（Ｎ） 次に、遅延回路９０は、図６に示すように、発生器６０
からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号ｒ₀（ｉ）（所
望既知信号）を受けて、このプリアンブル信号ｒ
₀（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋
ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）…
ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔ_S）を発生する。

【００９２】但し、ｔ_Sは、ＦＦＴ回路８０１〜８０Ｍ
のサンプリング周期を示す時間で、（ｐ＋１）は、ＯＦ
ＤＭシンボルのガードインターバルＧＩを時間ｔ_Sでサ
ンプリングした場合のサンプリングの回数である。

【００９３】これにより、遅延プリアンブル信号ＯＦ
（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔ
_S）は、それぞれ、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）に対して
ガードインターバル期間Ｔ_Gより短い遅延時間を有す
る。さらに、遅延プリアンブル信号の個数としては、ガ
ードインターバル期間Ｔ_Gとサンプリング周期ｔ_Sとで定
める最大個数である｛ｐ＝（Ｔ_G／ｔ_S）−１｝。

【００９４】ここで、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋
ｔ_S）は、図７に示すように、プリアンブル信号ｒ
₀（ｉ）に対して時間ｔ_Sだけ遅延させた信号で、遅延プ
リアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）は、プリアンブル
信号ｒ₀（ｉ）に対して時間２ｔ_Sだけ遅延させた信号
で、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）は、プ
リアンブル信号ｒ₀（ｉ）に対して時間３・ｔ_Sだけ遅延
させた信号である。遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ
・ｔ_S）は、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）に対して時間ｐ
・ｔ_Sだけ遅延させた信号である。

【００９５】次に、ＦＦＴ回路８３は、図６に示すよう
に、遅延回路９０からの遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ
＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）
…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔ_S）のそれぞれの有効シンボルを並
列的にサンプリング周期ｔ_Sでサンプリングしてそのサ
ンプリング信号でＦＦＴ処理する。具体的には、ＦＦＴ
回路８３は、ＦＦＴ処理部８３１、８３２、８３３…８
３ｐを有し、ＦＦＴ処理部８３１は、図８に示すよう
に、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）の有効シン
ボルをサンプリング周期ｔ_SでＦＦＴ処理して遅延弁別
信号Ｒ（１）を出力する。但し、遅延弁別信号Ｒ（１）
は、数式２２で表せる。この遅延弁別信号Ｒ（１）は、
周波数毎の信号成分を有する。

【００９６】

【数２２】Ｒ（１）＝「ｆ₁（１） ｆ₁（２） ｆ
₁（３）…ｆ₁（Ｎ）」^T また、ＦＦＴ処理部８３２は、図８に示すように、遅延
プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）の有効シンボル
をサンプリング周期ｔ_SでＦＦＴ処理することにより、
数式２３に示す遅延弁別信号Ｒ（２）を出力する。この
遅延弁別信号Ｒ（２）は、周波数毎の信号成分を有す
る。さらに、ＦＦＴ処理部８３ｐは、図８に示すよう
に、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔ_S）の有効
シンボルをサンプリング周期ｔ_SでＦＦＴ処理すること
により、数式２４に示す遅延弁別信号Ｒ（ｐ）を出力す
る。遅延弁別信号Ｒ（ｐ）は、周波数毎の信号成分を有
する。

【００９７】

【数２３】Ｒ（２）＝「ｆ₂（１） ｆ₂（２） ｆ
₂（３）…ｆ₂（Ｎ）」^T

【００９８】

【数２４】Ｒ（ｐ）＝「ｆ_p（１） ｆ_p（２） ｆ
_p（３）…ｆ_p（Ｎ）」^T 次に、図５に示すＦＦＴ回路８４は、図８に示すよう
に、発生器６０からのＯＦＤＭ信号のプリアンブル信号
ｒ₀（ｉ）（＝ＯＦ（ｔ））の有効シンボルをサンプリ
ング周期ｔ_Sでサンプリングしてこれらサンプリング信
号でＦＦＴ処理する。これにより、ＦＦＴ回路８４は、
数式２５に示すように、所望弁別信号ｒ₀（ｉ）’を出
力する。所望弁別信号ｒ₀（ｉ）’は、周波数毎の信号
成分を有する。

【００９９】

【数２５】ｒ₀（ｉ）’＝「ｆ₀（１） ｆ₀（２） ｆ₀
（３）…ｆ₀（Ｎ）」^T 次に、乗算器５３０は、信号ウエイトＡ^Hと遅延弁別信
号Ｒ（ｉ）との積をとって出力信号｛Ａ^HＲ（ｉ）｝を
出力する。但し、本第３実施形態での信号ウエイトＡ
は、数式２６に示すようになっている。なお、出力信号
｛Ａ^HＲ（ｉ）｝は、Ｎ個の出力信号をまとめて表記さ
れたものである。

【０１００】

【数２６】Ａ＝［ａ₁ ａ₂ …ａ_P］^T さらに、加算器５２０は、乗算器５３０の出力信号｛Ａ
^HＲ（ｉ）｝と所望弁別信号ｒ₀（ｉ）’とを加算して加
算信号（ｒ₀（ｉ）’＋Ａ^HＲ（ｉ））を出力する。加算
器５１０は、加算信号（ｒ₀（ｉ）’＋Ａ^HＲ（ｉ））と
加算器３０の内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’との誤差ｅ（ｉ）
を求める。

【０１０１】ここで、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂには、弁別
信号Ｘ（ｉ）’、遅延弁別信号Ｒ（ｉ）、及び、誤差ｅ
（ｉ）が入力されて、ＭＭＳＥ演算器４０Ｂは、上記第
１、第２実施形態と同様に、ＭＭＳＥ方式のＳＭＩ法に
基づいて誤差ｅ（ｉ）を小さくするようにアンテナウエ
イトＷを更新するとともに、信号ウエイトＡを更新す
る。これにより、加算器３００の内積信号Ｗ^HＸ
（ｉ）’としては、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち所望弁別
信号ｒ₀（ｉ）’（所望既知信号）と遅延弁別信号Ｒ
（ｉ）（他の既知信号）とを除く成分が抑圧された信号
になる。これにより、上記第１、第２実施形態と実質的
に同様の効果が得られる。

【０１０２】なお、上記第３実施形態では、遅延プリア
ンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、Ｏ
Ｆ（ｔ＋３・ｔ_S）…ＯＦ（ｔ＋ｐ・ｔ_S）に基づいて遅
延弁別信号Ｒ（ｉ）を得るようにした例について説明し
たが、これに限らず、所望弁別信号ｒ₀（ｉ）’に基づ
いて遅延弁別信号Ｒ（ｉ）を得てもよい。

【０１０３】（第４実施形態）上記第１〜３実施形態で
は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナが、Ｏ
ＦＤＭ信号を受信する例について説明したが、これに限
らず、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナをＣ
ＤＭＡ通信に適用してもよい。この場合の構成を図９に
示す。

【０１０４】図９では、図３に示す回路にマッチドフィ
ルタ１００及びＲＡＫＥ合成器１１０が追加されて構成
されている。さらに、図３に示す遅延回路８０に代え
て、遅延回路８０Ａが採用されている。図９において、
図１中の符号と同一符号は、同一物、或いは、実質的同
一物を示す。但し、各アンテナナ素子１１…１ＭがＯＦ
ＤＭ信号に代えてＣＤＭＡ信号を受信して、受信ＣＤＭ
Ａ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、…ｘ_M（ｉ）を出力す
る。

【０１０５】次に、本第４実施形態の作動について図１
０を参照して説明する。以下、４個のアンテナ素子１１
〜１４を採用して、アンテナ素子１１〜１４がそれぞ
れ、を出力する例について説明する。マッチドフィルタ
１００は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、ｘ
₃（ｉ）、ｘ₄（ｉ）をそれぞれと発生器６０からのパイ
ロット信号（既知信号）ｒ₀（ｉ）との相関検出を並列
的に行う。

【０１０６】具体的には、マッチドフィルタ１００は、
第１〜第４のマッチドフィルタ部（図示せず）を有して
いる。第１のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号
ｘ₁（ｉ）とパイロット信号ｒ₀（ｉ）との相関検出をし
て相関信号（図１０（ａ）参照）を出力し、第２のマッ
チドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ₂（ｉ）とパイ
ロット信号ｒ₀（ｉ）との相関検出をして相関信号（図
１０（ｂ）参照）を出力する。

【０１０７】第３のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭ
Ａ信号ｘ₃（ｉ）とパイロット信号ｒ₀（ｉ）との相関検
出をして相関信号（図１０（ｃ）参照）を出力し、第４
のマッチドフィルタ部は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ₄（ｉ）
とパイロット信号ｒ₀（ｉ）との相関検出をして相関信
号（図１０（ｄ）参照）を出力する。但し、図１０
（ａ）〜（ｄ）では、縦軸は、相関値を示し、横軸は時
間を示す。

【０１０８】ここで、マッチドフィルタ１００は、第１
〜第４のマッチドフィルタ部からの相関信号を加算して
その加算結果に基づいて、パイロット信号ｒ₀（ｉ）
（所望信号）の入力時を基準とした遅延情報を得る。こ
の遅延情報は、受信ＣＤＭＡ信号ｘ₁（ｉ）〜ｘ₄（ｉ）
のうち所望の時間より短い遅延時間の遅延信号を示すも
のである。図１０（ｅ）に示す例では、遅延情報として
は、ｔｄ１、ｔｄ２、ｔｄ３、〜ｔｄ６が得られるた例
を示す。そこで、遅延回路８０Ａは、遅延情報ｔｄ１〜
ｔｄ６を用いて、図１０（ｆ）に示すように、遅延信号
Ｒ（ｉ）（他の既知信号）を出力する。

【０１０９】すなわち、遅延回路８０Ａは、ｒ₀（ｔ＋
ｔｄ１）、ｒ₀（ｔ＋ｔｄ２）、ｒ₀（ｔ＋ｔｄ２）…ｒ
₀（ｔ＋ｔｄ６）を出力する。例えば、ｒ₀（ｔ＋ｔｄ
１）は、パイロット信号ｒ₀（ｉ）に対して遅延時間ｔ
ｄ１だけ遅延しており、ｒ₀（ｔ＋ｔｄ２）は、パイロ
ット信号ｒ₀（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ２だけ遅延し
ている。ｒ₀（ｔ＋ｔｄ６）は、パイロット信号ｒ
₀（ｉ）に対して遅延時間ｔｄ６だけ遅延している。そ
の他の作動は、図３に示す回路と実質的に同様である。

【０１１０】以上により、加算器（Σ）からの内積信号
Ｗ^HＸとしては、受信ＣＤＭＡ信号ｘ₁（ｉ）…ｘ
_M（ｉ）のうちパイロット信号ｒ₀（ｉ）（所望信号）及
びその遅延信号ｒ₀（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ₀（ｔ＋ｔｄ６）
（他の既知信号）を除く成分が抑圧された信号が得られ
る。そして、ＲＡＫＥ合成器１１０は、当該内積信号Ｗ
^HＸを用いて、ＲＡＫＥ合成復調を行うことになる。こ
こで、遅延信号ｒ₀（ｔ＋ｔｄ１）〜ｒ₀（ｔ＋ｔｄ６）
として、ＲＡＫＥ合成復調に必要な信号を用意すれば、
ＲＡＫＥ合成復調に不必要な信号の抑圧のためにヌル点
を形成できる。従って、上記第１実施形態と同様に、Ｍ
ＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナの自由度の無
駄な消費を抑え得る。

【０１１１】なお、上記第４実施形態においては、ＣＤ
ＭＡ方式の通信にＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーア
ンテナを適用して、マッチドフィルタ１００でＣＤＭＡ
受信信号Ｘ（ｉ）の遅延情報を得る例を示したが、これ
に限らず、上記第１、第２実施形態の受信ＯＦＤＭ信号
の遅延情報をマッチドフィルタ１００で得るようにして
もよい。

【０１１２】（第５実施形態）上記２実施形態では、所
望既知信号及び他の既知信号及びを予め設定した例につ
いて説明したが、これに限らず、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ
（ｉ）に応じて、遅延信号Ｒ（ｉ）のうち所望既知信号
及び他の既知信号を選択するようにしてもよい。

【０１１３】この場合の構成を図１１、図１２に示す。
図１１は、本第５実施形態でのＭＭＳＥ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナの構成を示す。図１２は、図１１中
の所望信号選択回路（以下、所望信号選択回路１３０）
の詳細構成を示す。

【０１１４】本第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナは、図１１に示すように、図３に示
す回路に所望信号選択回路１３０が追加されている。図
１１において、図３の示す同一符号は、同一物、或い
は、実質的に同一物を示す。

【０１１５】遅延回路９０は、発生器６０からのプリア
ンブル信号ｒ₀（ｉ）を受けて、遅延プリアンブル信号
ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ
・ｔ _S）を発生する。但し、Ｕは自然数であって、プリ
アンブル信号ｒ₀（ｉ）に対する遅延プリアンブル信号
ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔ_S）のそれぞれの遅
延時間は、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間Ｔ_G
に比べて短い。

【０１１６】所望信号選択回路１３０には、受信ＯＦＤ
Ｍ信号Ｘ（ｉ）及び遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ
_S）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・ｔ_S）が入力されて、所望信号選択
回路１３０は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に応じて、遅
延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）…ＯＦ（ｔ＋Ｕ・
ｔ_S）のうち所望既知信号ｒ₀（ｉ）’及び遅延信号Ｒ
（ｉ）を選択する。

【０１１７】具体的には、所望信号選択回路１３０は、
図１２に示すように、相関器１３１ａ〜１３１ｃ、１３
２ａ〜１３２ｃ、１３３ａ〜１３３ｃ、１３４ａ〜１３
４ｃ、加算器（Σ）１３５ａ〜１３５ｃ、最大値判定器
１３６、及び、選択回路１３７から構成されている。

【０１１８】次に、本第５実施形態の作動について図１
２を参照して説明する。以下、アンテナ素子１１〜１４
といった４つのアンテナ素子だけを採用し、遅延プリア
ンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、Ｏ
Ｆ（ｔ＋３・ｔ_S）といった３個の遅延プリアンブル信
号を採用した例について説明する。先ず、アンテナ素子
１１〜１４は、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ
₂（ｉ）、ｘ₃（ｉ）、ｘ₄（ｉ）を、それぞれ、出力す
る。

【０１１９】次に、相関器１３１ａは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）と
の相関検出を行い、相関器１３２ａは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₂（ｉ）と
の相関検出を行う。相関器１３３ａは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₃（ｉ）と
の相関検出を行い、相関器１３４ａは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ _S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₄（ｉ）と
の相関検出を行う。

【０１２０】加算器１３５ａは、相関器１３１ａ、１３
２ａ、１３３ａ、１３４ａのそれぞれからの相関検出信
号を加算して加算信号を出力する。ここで、加算器１３
５ａの加算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ
_S）と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、ｘ
₃（ｉ）、ｘ₄（ｉ）との相関を示す。

【０１２１】次に、相関器１３１ｂは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ
₁（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｂは、遅延
プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ
信号ｘ₂（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｂ
は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）と受信
ＯＦＤＭ信号ｘ₃（ｉ）との相関検出を行い、相関器１
３４ｂは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）
と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₄（ｉ）との相関検出を行う。

【０１２２】加算器１３５ｂは、相関器１３１ｂ、１３
２ｂ、１３３ｂ、１３４ｂのそれぞれからの相関検出信
号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｂの加
算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）
と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、ｘ
₃（ｉ）、ｘ₄（ｉ）との相関を示す。

【０１２３】次に、相関器１３１ｃは、遅延プリアンブ
ル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ信号ｘ
₁（ｉ）との相関検出を行い、相関器１３２ｃは、遅延
プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）と受信ＯＦＤＭ
信号ｘ₂（ｉ）との相関検出を行う。相関器１３３ｃ
は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）と受信
ＯＦＤＭ信号ｘ₃（ｉ）との相関検出を行い、相関器１
３４ｃは、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）
と受信ＯＦＤＭ信号ｘ₄（ｉ）との相関検出を行う。

【０１２４】加算器１３５ｃは、相関器１３１ｃ、１３
２ｃ、１３３ｃ、１３４ｃのそれぞれからの相関検出信
号を加算して加算信号を出力する。加算器１３５ｃの加
算信号は、遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）
と、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂（ｉ）、ｘ
₃（ｉ）、ｘ₄（ｉ）との相関を示す。

【０１２５】次に、最大値判定器１３６は、加算器１３
５ａ〜１３５ｃからのそれぞれの加算信号のうち最大値
となる加算信号（以下、最大値加算信号という）を判定
し、この最大値加算信号を示す最大値識別信号を選択回
路１３７に出力する。選択回路１３７は、遅延プリアン
ブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、ＯＦ
（ｔ＋３・ｔ_S）のうち、最大値識別信号に対応する遅
延プリアンブル信号を所望既知信号ｒ（ｉ）’として選
択して出力する。さらに、選択回路１３７は、遅延プリ
アンブル信号ＯＦ（ｔ＋ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、
ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）のうち、最大値識別信号に対応す
る遅延プリアンブル信号を除く、２つの遅延プリアンブ
ル信号を他の既知信号Ｒ（ｉ）として出力する。その他
の作動は、上記第２実施形態と実質的に同様である。

【０１２６】なお、上記第５実施形態においては、４つ
のアンテナ素子１１〜１４を採用した例について説明し
たが、これに限らず、アンテナ素子の個数は、２個以上
であるならば、幾つでもよい。さらに、上記第５実施形
態では、３個の遅延プリアンブル信号ＯＦ（ｔ＋
ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋２・ｔ_S）、ＯＦ（ｔ＋３・ｔ_S）を
採用した例につき説明したが、これに限らず、遅延プリ
アンブル信号の個数は、幾つでもよい。

【０１２７】なお、本発明の実施にあたり、本第５実施
形態に示す相関器としては、スライデング相関器、マッ
チドフィルタ等の各種相関器を適用してもよい。

【０１２８】（第６実施形態）本第６実施形態では、上
記第２実施形態の回路に等化回路（以下、等化回路１２
０という）が追加された回路が採用され、等化回路１２
０によって、加算器３０の内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）のうち
他の既知信号を抑圧しその抑圧された信号を出力信号と
して出力する。この場合の構成を図１３、図１４に示
す。

【０１２９】図１３は、本第６実施形態のＭＭＳＥ方式
のアダプティブアレーアンテナの構成を示す図である。
図１４は、図１３中の等化回路１２０の詳細構成を示
す。図１３において、図３中の同一符号は、同一物、或
いは、実質的に同一物を示す。

【０１３０】本第６実施形態では、ＭＭＳＥ方式のアダ
プティブアレーアンテナが、ＯＦＤＭ通信方式ではな
く、ＱＰＳＫ通信方式に適用されている。このため、ア
ンテナ素子１１〜１Ｍは、ＱＰＳＫ信号（パイロット信
号）を受信する。

【０１３１】従って、アンテナ素子１１〜１Ｍは、それ
ぞれ、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に代えて、受信ＱＰＳ
Ｋ信号Ｘ（ｉ）を出力する。また、発生回路６０は、Ｑ
ＰＳＫ信号のパイロット信号ｒ₀（ｉ）を所望既知信号
として出力し、遅延回路９０は、ＱＰＳＫ信号のパイロ
ット信号ｒ₀（ｉ）に対して所望期間だけ遅延した遅延
パイロット信号Ｒ（ｉ）を他の既知信号として出力す
る。ＭＭＳＥ演算器４０Ａは、上記第２実施形態と実質
的に同様に、アンテナウエイトＷ^Hと信号ウエイトＡ^Hと
を更新する。また、加算器（Σ）３０は、受信ＱＰＳＫ
信号Ｘ（ｉ）のうち所望パイロット信号（所望既知信
号）とその遅延パイロット信号（他の既知信号）との双
方を除く成分が抑圧された信号を、内積信号Ｗ^HＸとし
て出力する。また、等化回路１２０は、図１４に示すよ
うに、遅延器（Ｚ−¹）１２１〜１２４、乗算器１２５
〜１２８、及び、加算器１２９、１３０から構成されて
いる。次に、本第６実施形態の等化回路１２０の作動に
ついて図１４、図１５を参照して説明する。

【０１３２】以下、図１５（ａ）に示すように、加算器
（Σ）３０の内積信号Ｗ^HＸとして、所望パイロット信
号ＱＰ１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和
が採用された例について説明する。

【０１３３】ここで、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ
５といった４つの遅延パイロット信号が採用されている
ため、本第６実施形態でのＭＭＳＥ演算器４０Ａの信号
ウエイト（以下、信号ウエイトＡ（Ｇ）という）を、数
式２７で表すことができる。Ｇは、サンプリングタイミ
ング（更新タイミング）である（Ｇ＝ｔ１、ｔ２、ｔ３
…）。また、図１５（ｂ）は、タイミングｔ１〜ｔ５で
の遅延器１２１〜１２４の出力を示す。

【０１３４】

【数２７】Ａ（Ｇ）＝「ａ₁（Ｇ） ａ₂（Ｇ） ａ
₃（Ｇ） ａ₄（Ｇ）］^T 先ず、タイミングｔ１にて、図１５（ａ）に示すＱＰＳ
ＫシンボルＺＡが、加算器１３０を通して遅延器１２１
に入力される。すなわち、等化回路１２０は、タイミン
グｔ１にて、ＱＰＳＫシンボルＺＡを出力できる。

【０１３５】次に、タイミングｔ２にて、図１５（ｂ）
に示すように、遅延器１２１は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ
を乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボル
ＺＡを遅延器１２２に出力する。すると、乗算器１２８
は、信号ウエイトａ₁（ｔ２）^*をＱＰＳＫシンボルＺＡ
に乗算して乗算信号（ａ₁（ｔ２）^*ＺＡ）を加算器１２
９に出力する。

【０１３６】ここで、信号ウエイトａ₁（ｔ２）^*（信号
ウエイトＡ^H）は、上記第１実施形態で述べたように、
ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＡ
｛プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫ
シンボルＺＡ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅
差を示すように求められる。このため、乗算信号（ａ ₁
（ｔ２）^*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ１に等しく
なる（ＺＡ１＝ａ₁（ｔ２）^*ＺＡ）。

【０１３７】これにより、乗算器１２８は、乗算信号Ｚ
Ａ１を加算器１２９を通して加算器１３０に出力でき
る。また、加算器１３０には、加算器（Σ）３０の内積
信号Ｗ ^HＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、ＺＡ１が入
力される。加算器１３０は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ、Ｚ
Ａ１と乗算信号ＺＡ１との差を求めて差分信号（＝Ｚ
Ｂ）を遅延器１２１に出力する。すなわち、等化回路１
２０は、タイミングｔ２にて、ＱＰＳＫシンボルＺＢを
出力できる。

【０１３８】次に、タイミングｔ３にて、遅延器１２２
は、図１５（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫシンボルＺＡ
を乗算器１２７に出力するとともに、ＱＰＳＫシンボル
ＺＡを遅延器１２３に出力する。すると、乗算器１２７
は、信号ウエイトａ₂（ｔ３）^*をＱＰＳＫシンボルＺＡ
に乗算して乗算信号（ａ₂（ｔ３）^*ＺＡ）を加算器１２
９に出力する。

【０１３９】ここで、信号ウエイトａ₂（ｔ３）^*ＺＡ
（信号ウエイトＡ^H）は、上記第１実施形態で述べたよ
うに、ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボ
ルＺＡ｛プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）｝を基準としたＱ
ＰＳＫシンボルＺＡ２｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及
び振幅差を示すように求められる。このため、乗算信号
（ａ₂（ｔ３）^*ＺＡ）は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２に等
しくなる（ＺＡ２＝ａ₂（ｔ３）^*ＺＡ）。従って、乗算
器１２７は、ＱＰＳＫシンボルＺＡ２を加算器１２９に
出力する。

【０１４０】また、遅延器１２１は、図１５（ｂ）に示
すように、ＱＰＳＫシンボルＺＢを乗算器１２８に出力
するとともに、ＱＰＳＫシンボルＺＢを遅延器１２２に
出力する。乗算器１２８は、信号ウエイトａ₁（ｔ３）^*
をＱＰＳＫシンボルＺＢに乗算して乗算信号（ａ₁（ｔ
３）^*ＺＢ）を加算器１２９に出力する。

【０１４１】ここで、信号ウエイトａ₁（ｔ３）^*（信号
ウエイトＡ^H）は、上記第１実施形態で述べたように、
ＭＭＳＥ演算器４０Ａによって、ＱＰＳＫシンボルＺＢ
｛プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）｝を基準としたＱＰＳＫ
シンボルＺＢ１｛遅延信号Ｒ（ｉ）｝の位相差及び振幅
差を示すように求められる。

【０１４２】従って、乗算信号（ａ₁（ｔ３）^*ＺＢ）
は、ＱＰＳＫシンボルＺＢ１に等しくなる（ＺＢ１＝ａ
₁（ｔ３）^*ＺＢ）。従って、乗算器１２７は、乗算信号
ＺＢ１を加算器１２９に出力できる。

【０１４３】ここで、加算器１２９は、乗算器１２７の
乗算信号ＺＢ１と加算器１２９のＱＰＳＫシンボルＺＡ
２とを加算して加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ２）を加算器１
３０に出力する。加算器１３０には、加算器（Σ）３０
の内積信号Ｗ^HＸとして、ＱＰＳＫシンボルＺＣ、ＺＢ
１、ＺＡ２が入力されて、加算器１３０は、ＱＰＳＫシ
ンボルＺＣ、ＺＢ１、ＺＡ２と加算信号（ＺＢ１＋ＺＡ
２）との差分を求め、差分信号ＺＣを遅延器１２１に出
力する。

【０１４４】すなわち、等化回路１２０は、タイミング
ｔ３にて、ＱＰＳＫシンボルＺＣを出力できる。以下、
等化回路１２０は、上述の作動と実質的に同様に作動し
て、タイミングｔ４にて、ＱＰＳＫシンボルＺＤを出力
し、タイミングｔ５にて、ＱＰＳＫシンボルＺＥを出力
する。

【０１４５】以上により、等化回路１２０は、上述の如
く、ＱＰＳＫシンボルＺＡ〜ＺＤだけを出力することが
できる。換言すれば、等化回路１２０は、加算器（Σ）
３０の内積信号Ｗ^HＸとして、所望パイロット信号ＱＰ
１と遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５との総和を入力
されて、遅延パイロット信号ＱＰ２〜ＱＰ５を抑圧して
所望パイロット信号ＱＰ１だけを出力することになる。

【０１４６】なお、上記第６実施形態では、ＭＭＳＥ方
式のアダプティブアレーアンテナをＱＰＳＫ通信方式に
適用した例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤ
Ｍ通信方式に適用してもよい。

【０１４７】さらに、本発明の実施にあたり、ＯＦＤＭ
通信方式、ＣＤＭＡ通信方式、ＱＰＳＫ変調を用いた通
信方式等以外に、各種通信方式を採用してもよい。

【０１４８】なお、第１〜第６実施形態では、ＭＭＳＥ
演算器４０Ａ、４０ＢでＭＭＳＥ方式のＳＭＩアルゴリ
ズムを採用した例について説明したが、ＭＭＳＥ方式で
あれば、その他のアルゴリズムを採用してもよい。

【０１４９】（第７実施形態）ところで、上記第１実施
形態にて述べたＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアン
テナにおいては、所望信号と同一方向から干渉波が到来
すると、その干渉波を抑圧できないという問題がある。
すなわち、上記第１実施形態にて述べたＭＭＳＥ方式の
アダプティブアレーアンテナでは、加算器３０の内積信
号Ｗ^HＸは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちプリアン
ブル信号ｒ₀（ｉ）とその遅延信号Ｒ（ｉ）とを除く成
分が抑圧された信号になるものの、プリアンブル信号ｒ
₀（ｉ）と同一方向からＧＩ外遅延信号（干渉波）が到
来すると、そのＧＩ遅延信号を抑制できないことにな
る。

【０１５０】従来のＰＩ方式のアダプティブアレーアン
テナでは、到来波成分を、それに含まれる所望信号と干
渉波とを区別することなく抑圧することは公知である。
そこで、本第７実施形態において、従来のＰＩ方式のア
ダプティブアレーアンテナに着目して成されたもので、
所望波及びＧＩ内遅延信号の双方の抑圧を防止し、か
つ、所望信号と同一方向から到来する干渉波を抑圧して
通信性能を向上させるようにする例につき説明する。こ
の場合の構成を図１６に示す。

【０１５１】ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ
は、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２１…２Ｍ、加算
器（Σ）３０、ＰＩ演算器４１、加算器５１Ａ、乗算器
５３Ａ及び、遅延回路８０Ａから構成されている。図１
６において、図１中の符号と同一符号は、同一物、或い
は、実質的同一物を示す。

【０１５２】遅延回路８０Ａは、上記第１実施形態で述
べたプリアンブル信号ｒ₀（ｉ）を受けて、このプリア
ンブル信号ｒ₀（ｉ）と遅延信号Ｒ（ｉ）とを出力す
る。以下、遅延回路８０Ａの出力信号を出力信号Ｒ
（ｉ）’という。

【０１５３】但し、プリアンブル信号に対する遅延信号
Ｒ（ｉ）の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボル
のガードインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短く、遅
延信号Ｒ（ｉ）の数（サンプルポイント数）を１６とす
る。

【０１５４】乗算器５３Ａは、信号ウエイトＡ^Hを出力
信号Ｒ（ｉ）’に乗算して乗算信号｛Ａ^HＲ（ｉ）’｝
を求める。加算器５１Ａは、乗算信号｛Ａ^HＲ
（ｉ）’｝と加算器３０の内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）とを加
算して加算参照信号（Ｗ^HＸ（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ）’）を
求める。

【０１５５】ＰＩ演算器４１には、加算参照信号（Ｗ^H
Ｘ（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ）’）、出力信号Ｒ（ｉ）’、及
び、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）が入力されて、ＰＩ演算
器４１は、加算参照信号の電力｜Ｗ^HＸ（ｉ）＋Ａ^HＲ
（ｉ）’｜²を最小にするようにアンテナウエイトＷ及
び信号ウエイトＡを更新する。このとき、信号ウエイト
Ａは、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）に含まれる信号成分のう
ち、出力信号Ｒ（ｉ）’を打ち消すウエイトになり、ア
ンテナウエイトＷは、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に含ま
れる干渉波成分の電力を最小にするウエイトになる。

【０１５６】換言すれば、ＰＩ演算器４１は、加算参照
信号の電力（Ｗ^HＸ（ｉ）＋Ａ^HＲ（ｉ）’）のうち、出
力信号Ｒ（ｉ）’を除く成分の電力を最小にするように
アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。

【０１５７】図１７において、所望信号とＧＩ外遅延信
号とが同一方向から到来したときのシュミレーションの
結果を示す。図１７において、第１〜第５波が到来した
とき、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ、ＭＭＳ
Ｅ方式のアダプティブアレーアンテナの動作後の指向性
を示す。右縦軸は、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレー
アンテナを基準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］、
左縦軸は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナを基
準とした受信電波の受信角度［ｄｅｇ］である。横軸は
抑圧比（ｄＢ）である。

【０１５８】図１７において、ＭＭＳＥ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナと、ＰＩ方式のアダプティブアレー
アンテナとでは、アンテナゲインが異なるため、ＧＩ内
遅延信号がの方向のゲインが同じになるように表してい
る。

【０１５９】ここで、鎖線は、ＭＭＳＥ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナを用いたシュミレーションの結果を
示す。実線は、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ
を用いたシュミレーションの結果を示す。図１７から分
かるように、ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテ
ナでは、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧さ
れていないが、ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ
では、所望信号と同一方向のＧＩ外遅延信号が抑圧され
ている。

【０１６０】（第８実施形態）本第８実施形態では、図
１８に示すように、上記第７実施形態の示す構成に、ロ
ーパスフィルタ４２０〜４２５が追加されている。図１
８において、ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信
ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）に基づいて狭帯域のＯＦＤＭ信号
信号を求める。

【０１６１】ローパスフィルタ４２０〜４２４は、受信
ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）のうちその所定周波数帯域の成分
（図１９参照）だけを取り出すことにより、狭帯域ＯＦ
ＤＭ信号信号を出力する。つまり、狭帯域のＯＦＤＭ信
号信号は、受信ＯＦＤＭ信号Ｘ（ｉ）の周波数帯域を狭
くした信号になる。

【０１６２】ローパスフィルタ４２５は、プリアンブル
信号ｒ₀（ｉ）に基づいて狭帯域プリアンブル信号を求
める。つまり、ローパスフィルタ４２５は、プリアンブ
ル信号ｒ₀（ｉ）うちその所定周波数帯域の成分だけを
取り出すことにより、狭帯域プリアンブル信号を出力す
る。

【０１６３】これに伴い、遅延回路８０Ａは、狭帯域プ
リアンブル信号に対して異なる遅延時間を有するＵ（図
１９では、８）個の遅延信号を求め、この遅延信号と狭
帯域プリアンブル信号との双方を出力信号Ｒ（ｉ）’と
して出力する。但し、プリアンブル信号に対する遅延信
号の遅延時間は、上述の如く、ＯＦＤＭシンボルのガー
ドインターバルＧＩの期間ＴＧに比べて短い。

【０１６４】ここで、出力信号Ｒ（ｉ）’のうち遅延信
号の採用数（サンプルポイント）は、受信ＯＦＤＭ信号
Ｘ（ｉ）の周波数帯域によって決まり、その周波数帯域
を狭くすると、減らすことができる。

【０１６５】そこで、本第８実施形態のＰＩ演算器４１
は、アンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡの更新にあ
たり、ＯＦＤＭ信号信号に代えて狭帯域ＯＦＤＭ信号信
号を採用し、プリアンブル信号に基づいた出力信号Ｒ
（ｉ）’に代えて、狭帯域プリアンブル信号に基づいた
出力信号Ｒ（ｉ）’を採用する。このため、Ｒ（ｉ）の
採用数を減らすことは勿論のこと、アンテナウエイトＷ
及び信号ウエイトＡを更新回数を減らすことが可能にな
り、ウエイト更新の計算量を減らし得る。

【０１６６】（第９実施形態）上記第３実施形態では、
ＯＦＤＭ信号のプリンアンブル信号を時間軸上の信号と
して採用したＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテ
ナについて説明したが、本第９実施形態では、これに限
らず、ＯＦＤＭ信号のプリンブル信号をＦＦＴ処理（周
波数分別）した各弁別信号を採用したＰＩ方式のアダプ
ティブアレーアンテナにつき説明する。この場合の構成
を、図２０に示す。

【０１６７】ＰＩ方式のアダプティブアレーアンテナ
は、アンテナ素子１１〜１４、乗算器２０１…２０４、
加算器（Σ）３００、ＦＦＴ回路８０１〜８０４、ＦＦ
Ｔ回路８３４、ＰＩ演算器４２、加算器５１０Ａ、乗算
器５３０Ａ、及び、遅延回路８０Ａから構成されてい
る。図２０において、図５中の符号と同一符号は、同一
物を示す。

【０１６８】遅延回路８０Ａは、上記第８実施形態で述
べた如く、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）と遅延信号Ｒ
（ｉ）とを併せて出力信号Ｒ（ｉ）’として出力する。
ＦＦＴ回路８３４は、プリアンブル信号ｒ₀（ｉ）と遅
延信号Ｒ（ｉ）とのそれぞれの有効シンボルを並列的に
サンプリング周期ｔ_Sでサンプリングしてそのサンプリ
ング信号でＦＦＴ処理して弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を出力
する。

【０１６９】乗算器５３０Ａは、信号ウエイトＡ^Hを弁
別信号ＲＦＴ（ｉ）に乗算して乗算信号｛Ａ^HＲＦＴ
（ｉ）｝を求める。加算器５１０Ａは、乗算信号｛Ａ^H
ＲＦＴ（ｉ）｝と加算器３００の内積信号Ｗ^HＸ
（ｉ）’とを加算して加算参照信号（Ｗ^HＸ（ｉ）’＋
Ａ^HＲＦＴ（ｉ））を求める。

【０１７０】ＰＩ演算器４２には、弁別信号Ｘ
（ｉ）’、加算参照信号（Ｗ^HＸ（ｉ）’＋Ａ^HＲＦＴ
（ｉ）’）、及び、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）が入力され
て、ＰＩ演算器４２は、加算参照信号の電力｜Ｗ^HＸ
（ｉ）’＋Ａ^HＲＦＴ（ｉ）’｜²を最小にするようにア
ンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。この
とき、信号ウエイトＡは、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’に含
まれる信号成分のうち、弁別信号ＲＦＴ（ｉ）を打ち消
すウエイトになり、アンテナウエイトＷは、弁別信号Ｘ
（ｉ）’に含まれる干渉波成分の電力を最小にするウエ
イトになる。

【０１７１】換言すれば、ＰＩ演算器４２は、加算参照
信号（Ｗ^HＸ（ｉ）’＋Ａ^HＲＦＴ（ｉ）’）のうち、弁
別信号ＲＦＴ（ｉ）を除く成分の電力を最小にするよう
にアンテナウエイトＷ及び信号ウエイトＡを更新する。 （第１０実施形態）本第１０実施形態における、ＳＭＩ
方式のアダプティブアレーアンテナは、図２１に示すよ
うに、アンテナ素子１１、１２、発生器６０、ＦＦＴ回
路８３、８０１、８０２、乗算器２０１、２０２、加算
器（Σ）３００、位相回転器１０００、相関器１０１
０、選択回路１０２０、演算器１０３０から構成されて
いる。

【０１７２】演算器１０３０は、相関行列推定器１０３
１、逆行列演算器１０３２、相関ベクトル推定器１０３
３、及び、行列乗算器１０３４を有する。なお、図２１
において、図１、図２中の同一符号は、同一物を示す。

【０１７３】先ず、アンテナ素子１１で受信された受信
ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）のプリンアンブル信号は、ＦＦ
Ｔ回路８０１でＦＦＴ処理されて、周波数毎に弁別信号
ｆｔ ₁（１）、ｆｔ₁（２）、ｆｔ₁（３）、ｆｔ₁（４）
が求められる。また、アンテナ素子１２で受信された受
信ＯＦＤＭ信号ｘ₂（ｉ）は、ＦＦＴ回路８０２でＦＦ
Ｔ処理されて、周波数毎に弁別信号ｆｔ₂（１）、ｆｔ₂
（２）、ｆｔ₂（３）、ｆｔ₂（４）が求められる。な
お、弁別信号の括弧内の数字１…４は、ＦＦＴのポイン
ト数を示す。

【０１７４】ここで、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）、ｘ₂
（ｉ）、弁別信号ｆｔ₁（１）〜ｆｔ₁（３）、及び弁別
信号ｆｔ₂（１）〜ｆｔ₂（３）を次のようにベクトル表
記される。

【０１７５】

【数２８】Ｘ（ｉ）＝［ｘ₁（ｉ） ｘ₂（ｉ）］^T

【０１７６】

【数２９】ＦＴ₁（ｉ）＝［ｆｔ₁（１） ｆｔ₁（２）
ｆｔ₁（３）］^T

【０１７７】

【数３０】ＦＴ₂（ｉ）＝［ｆｔ₂（１） ｆｔ₂（２）
ｆｔ₂（３）］^T 乗算器２０１は、アンテナウエイトｗ₁ ^*とＦＴ₁（ｉ）
との行列積（ｗ₁ ^*ＦＴ₁（ｉ））を求め、乗算器２０２
は、アンテナウエイトｗ₂ ^*とＦＴ₂（ｉ）との行列積
（ｗ₂ ^*ＦＴ₂（ｉ））を求める。

【０１７８】次に、加算器（Σ）３００は、乗算器２０
１、２０２による行列積（ｗ₁ ^*ＦＴ ₁（ｉ））、（ｗ₂ ^*
ＦＴ₂（ｉ））を、周波数毎に加算する。すなわち、行
列積（ｗ₁ ^*ＦＴ₁（ｉ））、（ｗ₂ ^*ＦＴ₂（ｉ））、アン
テナウエイトｗ₁ ^*、ｗ₂ ^*を、数式３１、３２のようにベ
クトル表記すると、加算器（Σ）３００によって、アン
テナウエイトＷと弁別信号Ｘ（ｉ）’との内積を示す内
積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’が求められる。また、内積信号Ｗ^H
Ｘ（ｉ）’は、数式３３に示すようにベクトル表記され
る。

【０１７９】

【数３１】 Ｘ（ｉ）’＝［ＦＴ₁（ｉ） ＦＴ₂（ｉ）］^T

【０１８０】

【数３２】Ｗ＝［ｗ₁ ｗ₂ ］^T

【０１８１】

【数３３】Ｗ^HＸ（ｉ）’＝［ｗ₁ ^*ｆｔ₁（１）＋ｗ₂ ^*ｆ
ｔ₂（１） ｗ₁ ^*ｆｔ₁（２）＋ｗ₂ ^*ｆｔ₂（２） ｗ₁ ^*
ｆｔ₁（３）＋ｗ₂ ^*ｆｔ₂（３）］^T 次に、発生器６０は、所望既知信号として、ＯＦＤＭ信
号のプリアンブル信号ｒ₀（ｉ）を発生し、このプリア
ンブル信号ｒ₀（ｉ）は、周波数軸上に複数のパイロッ
トシンボル（既知信号）が配列された信号である。ま
た、ＦＦＴ回路８３は、ＯＦＤＭ信号のプリアンブル信
号ｒ₀（ｉ）をＦＦＴ処理して周波数毎に所望弁別信号
ｒｆ₁（１）、ｒｆ₁（２）、ｒｆ₁（３）を求める。

【０１８２】次に、位相回転器１０００は、所望弁別信
号ｒｆ₁（１）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３
θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別
信号ｒｆ₁（１ θ）、ｒｆ₁（１ ２θ）、ｒｆ₁（１
３θ）と、所望弁別信号ｒｆ₁（１）とを出力する。

【０１８３】さらに、位相回転器１０００は、所望弁別
信号ｒｆ₁（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ
°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所
望弁別信号ｒｆ₁（２ θ）、ｒｆ₁（２ ２θ）、ｒｆ
₁（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ₁（２）とを出力す
る。

【０１８４】また、位相回転器１０００は、所望弁別信
号ｒｆ₁（３）を４種の位相量（０°θ°、２θ° ３
θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁別
信号ｒｆ₁（３ θ）、ｒｆ₁（３ ２θ）、ｒｆ₁（３
３θ）と、所望弁別信号ｒｆ₁（３）とを出力する。

【０１８５】ここで、所望弁別信号ｒｆ₁（１）〜ｒｆ₁
（１ ３θ）、ｒｆ₁（２）〜ｒｆ₁（２ ３θ）、ｒｆ
₁（３）〜ｒｆ₁（３ ３θ）は、数式３４に示すよう
に、求められる。

【０１８６】

【数３４】

【０１８７】但し、Ｃｔｆは、数式３５に示す位相量、
ｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。
また、数式３５にて、Ｃ₁₁＝Ｃ₁₂＝Ｃ₁₃、Ｃ₂₁＝Ｃ₂₂＝
Ｃ₂₃、Ｃ₃₁＝Ｃ₃₂＝Ｃ₃₃である。

【０１８８】

【数３５】Ｃｔｆ＝ｅｘｐ｛−２πｊ・（ｊ−１）・
（ｔ−１）／３｝ ここで、位相回転器１０００の出力信号は、図５に示す
ＦＦＴ回路８４の出力信号とＦＦＴ回路８３の出力信号
とを併せたものと等価である。すなわち、ＦＦＴ回路８
４は、位相回転器１０００とともに、プリアンブル信号
ｒ₀（ｉ）に対してガードインターバル期間Ｔ_Gより短い
遅延時間を生成し、この生成された遅延時間をＦＦＴ処
理することと同等の役割を果たす。

【０１８９】次に、相関器１０１０は、所望処理信号Ｂ
Ｓと弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関値Ｋを求める。なお、
相関値Ｋは、所望処理信号ＢＳと弁別信号Ｘ（ｉ）’と
の行列積（ＢＳ×Ｘ（ｉ）’）により求められる。

【０１９０】選択回路１０２０は、相関値Ｋに基づい
て、所望処理信号ＢＳのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との
相関が最も大きい所望処理信号ＢＳ_maxを周波数毎に求
める。

【０１９１】例えば、相関値Ｋを数式３６のようにベク
トル表記する。数式３６中、相関値ｋｔｆにおいてｔは
位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号である。

【０１９２】

【数３６】

【０１９３】先ず、選択回路１０２０は、相関値ｋｔｆ
の各々の絶対値を求め、各々の絶対値の二乗値（│ｋｔ
ｆ│²）を求めるとともに、絶対値の二乗値（│ｋｔｆ
│²）を、各々、位相量毎に、加算して、数式３７に示
す行列ＫＧを求める。

【０１９４】

【数３７】

【０１９５】次に、選択回路１０２０は、行列ＫＧのう
ち最大値を求めるとともに、行列ＢＳのうち、最大値の
位相量に対応する所望弁別信号（以下、所望弁別信号_MX
という）を周波数毎に求める。

【０１９６】ここで、所望弁別信号ｒｆ₁（１）…ｒｆ₁
（２）…ｒｆ₁（３ ３θ）を示す行列ＢＳを数式３８
の如くベクトル表記する。

【０１９７】

【数３８】

【０１９８】例えば、行列ＫＧの最大値として、［│ｋ
₂₁│²＋│ｋ₂₂│²］が選択されたとき、数式３８のうち
周波数毎の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）として、［ｒｆ
₁（１２θ） ｒｆ₁（２ ２θ）、ｒｆ₁（３ ２
θ）］が選択される。さらに、数式３８のうち周波数毎
の所望弁別信号ＭＸ（ｉ）以外の所望弁別信号を、数式
３９に示す如く、所望処理信号ＢＡとする。但し、数式
３９の所望処理信号ＢＡは、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）と
して、［ｒｆ₁（１ ２θ） ｒｆ₁（２ ２θ）、ｒｆ
₁（３ ２θ）］が選択された一例を示す。

【０１９９】

【数３９】

【０２００】なお、以下、説明を簡易に行うため、所望
処理信号ＢＡ（ｉ）を、数式４０に示すようにベクトル
表記し、所望弁別信号ＭＸ（ｉ）を数式４１に示すよう
にベクトル表記する。数式４０中、相関値ｂａｔｆにお
いてｔは位相量を示す番号、ｆは周波数を示す番号であ
る。数式４１中、ｍｘｔにおいて、ｔは位相量を示す番
号である。

【０２０１】

【数４０】

【０２０２】

【数４１】

【０２０３】なお、以下、弁別信号Ｘ（ｉ）’を、数式
４２に示す如くベクトル表記する。但し、数式４２にお
けるｆｔ_MfのＭは自然数でアンテナ素子の番号を示し、
ｆは周波数を示す。

【０２０４】

【数４２】

【０２０５】次に、相関行列推定器１０３１は、弁別信
号Ｘ（ｉ）’と所望処理信号ＢＡとを併せて、数式４３
に示す行列ＸＭを生成するとともに、数式４４、数式４
５、数式４６により、行列ＸＭにおいて、個々の時刻で
の瞬時入力行列Ｒ_XMXM1、Ｒ_{X MXM2}、Ｒ_XMXM3を求める。
数式４７に基づいて瞬時入力行列Ｒ_XMXM1、Ｒ_XMXM2、Ｒ
_XMXM3を平均化して、相関行列の推定値Ｒ_XMXMを求め
る。

【０２０６】

【数４３】

【０２０７】

【数４４】Ｒ_XMXM1＝ＸＭ（１）・ＸＭ（１）^H

【０２０８】

【数４５】Ｒ_XMXM2＝ＸＭ（２）・ＸＭ（２）^H

【０２０９】

【数４６】Ｒ_XMXM3＝ＸＭ（３）・ＸＭ（３）^H

【０２１０】

【数４７】 Ｒ_XMXM＝（Ｒ_XMXM1＋Ｒ_XMXM2＋Ｒ_XMXM3）／３ 次に、逆行列演算器１０３２は、相関行列の推定値Ｒ
_XMXMの逆行列Ｒ_XMXM ^-1を求める。また、相関ベクトル推
定器１０３３は、弁別信号Ｘ（ｉ）’、所望弁別信号Ｍ
Ｘ、及び、所望弁別信号ＢＡを用いて、数式４８、数式
４９、数式５０に示すように、個々の時刻における瞬時
相関ベクトルｒ_xmb1、ｒ_xmb2、ｒ_xmb3を求める。

【０２１１】次に、相関ベクトル推定器１０３３は、数
式５１に基づいて、瞬時相関ベクトルｒ_xmb1、ｒ_xmb2、
ｒ_xmb3を周波数上で平均化して相関ベクトル推定値ｒ
_xmbを求める。

【０２１２】

【数４８】ｒ_xmb1＝ＸＭ（１）・ＭＸ（１）^H

【０２１３】

【数４９】ｒ_xmb2＝ＸＭ（２）・ＭＸ（２）^H

【０２１４】

【数５０】ｒ_xmb3＝ＸＭ（３）・ＭＸ（３）^H

【０２１５】

【数５１】ｒ_xmb＝（ｒ_xmb1＋ｒ_xmb2＋ｒ_xmb3）／３ 最後に、行列乗算器１０３４は、数式５２に示すよう
に、相関行列の推定値Ｒ _XMXMと相関ベクトル推定値ｒ
_xmbとによって行列乗算して乗算結果Ｚを求めるととも
に、乗算結果Ｚのうち「ｗ₁ ^* ｗ₂ ^*」を乗算器２０１、
２０２にそれぞれ出力する。なお、数式５１中、−ａ₁
−ａ₂ −ａ₃ −ａ₄は、上記第３実施形態に述べた
信号ウエイトである。

【０２１６】

【数式５２】 Ｚ＝［ｗ₁ ^* ｗ₂ ^* −ａ₁ −ａ₂ −ａ₃ −ａ₄］^T これにより、乗算器２０１、２０２は、行列積（ｗ₁ ^*Ｆ
Ｔ₁（ｉ））、行列積（ｗ₂ ^*ＦＴ₂（ｉ））をそれぞれ求
め、加算器（Σ）３００によって、行列積（ｗ₁ ^*ＦＴ₁
（ｉ））、（ｗ₂ ^*ＦＴ₂（ｉ））が、周波数毎に加算さ
れて、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’が求められる。

【０２１７】ここで、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’のうち、
所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分を抑
圧するようにアンテナウエイトｗ₁ 、ｗ₂が更新され
る。これにより、抑圧の必要の無い所望処理信号ＢＡと
所望弁別信号ＭＸとの抑圧を防止して、上記第１、第２
実施形態と実質的に同様に、本来、抑圧の必要の有る信
号成分を抑圧できるので、ヌル点の形成を有効的に行う
ことができる。従って、ＳＭＩ方式のアダプティブアレ
ーアンテナの自由度の無駄な消費を抑え得る。

【０２１８】例えば、図２２中αに示すように、アンテ
ナ素子１１、１２によって、指向性を形成することがで
きる。

【０２１９】すなわち、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’のうち
所望弁別信号ＭＸは、抑圧されることなく、所望処理信
号ＢＡ、ＭＸ以外のＧＩ外遅延信号は抑圧される。しか
しながら、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号ＢＡとが同一
方向から受信されると、ＧＩ外遅延信号と所望処理信号
ＢＡとは、共に抑圧される。このように、内積信号Ｗ ^H
Ｘ（ｉ）’のうち、所望弁別信号ＭＸは、抑圧されるこ
とはなく残されるものの、所望処理信号ＢＡは、受信方
向によっては抑圧されることがある。

【０２２０】さらに、アンテナウエイトｗ₁ 、ｗ₂の更
新によって、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’のうち、少なくと
も所望弁別信号ＭＸの成分が残されて得られる。ここ
で、所望弁別信号ＭＸは、上述の如く、所望処理信号Ｂ
Ｓのうち、弁別信号Ｘ（ｉ）’との相関が最も大きい信
号であるため、所望弁別信号ＭＸの成分が残されること
により、弁別信号Ｘ（ｉ）’のうち受信レベルの大きな
信号が、所望弁別信号ＭＸの成分として得ることができ
る。従って、所望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行
うことができる。

【０２２１】なお、上記第１１実施形態においては、Ｆ
ＦＴ回路８０１、８０２を採用してＳＭＩ方式のアダプ
ティブアレアンテナを構成して、ＦＦＴ回路８０１、８
０２は、それぞれ、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）をＦＦ
Ｔ処理し、このＦＦＴ処理された周波数軸上の信号に基
づきアンテナウエイトｗ₁、ｗ₂を求める例につき説明し
たが、これに限らず、以下のようにしてもよい。

【０２２２】すなわち、ＦＦＴ回路８０１、８０２を採
用することなく、ＳＭＩ方式のアダプティブアレアンテ
ナを構成して、受信ＯＦＤＭ信号ｘ₁（ｉ）をＦＦＴ処
理した周波数軸上の信号に代えて、時間軸上の受信ＯＦ
ＤＭ信号ｘ₁（ｉ）を採用して、時間軸上の受信ＯＦＤ
Ｍ信号ｘ₁（ｉ）アンテナウエイトｗ₁、ｗ₂を求めるよ
うにしてもよい。 （第１１実施形態）本第１１実施形態では、図２２に示
すように、上記第１０実施形態の示す構成に、ローパス
フィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０４１が追加されてい
る。

【０２２３】図２２において、ローパスフィルタ１０４
０は、ＦＦＴ回路８０１からの弁別信号ｆｔ₁（１）〜
ｆｔ₁（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ₁｛＝ｆｔ₁
（１）、ｆｔ₁（２）｝を求める。これとともに、ロー
パスフィルタ１０４０は、ＦＦＴ回路８０２からの弁別
信号ｆｔ₂（１）〜ｆｔ₂（３）に基づき狭帯域の弁別信
号ＬＦ₂｛＝ｆｔ₂（１）、ｆｔ₂（２）｝を求める。

【０２２４】これにより、ローパスフィルタ１０４０
は、数式５３に示す狭帯域の弁別信号ＬＦを出力するこ
とになる。すなわち、ローパスフィルタ１０４０は、弁
別信号ｆｔ₁（１）〜ｆｔ₁（３）、ｆｔ₂（１）〜ｆｔ₂
（３）のうち、所定周波数帯域の成分だけを取り出すこ
とにより、狭帯域の弁別信号ＬＦ₁、ＬＦ₂を出力する。

【０２２５】

【数５３】

【０２２６】また、ローパスフィルタ１０４１は、ＦＦ
Ｔ回路８３及び位相回転器１０００の間に接続されて、
ＦＦＴ回路８３からの所望弁別信号ｒｆ₁（１）、ｒｆ₁
（２）、ｒｆ₁（３）に基づき狭帯域の弁別信号ｒＬＦ
｛＝ｒｆ₁（１）、ｒｆ₁（２）｝を求める。すなわち、
ローパスフィルタ１０４１は、所望弁別信号ｒｆ
₁（１）、ｒｆ₁（２）、ｒｆ₁（３）のうち、所定周波
数帯域の成分だけを取り出すことにより、狭帯域の弁別
信号ｒｆ₁（１）、ｒｆ₁（２）を出力する。

【０２２７】次に、位相回転器１０００は、所望弁別信
号ｒｆ₁（１）を４種の位相量（０°、θ°、２θ°、
３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所望弁
別信号ｒｆ₁（１ θ）、ｒｆ₁（１ ２θ）、ｒｆ
₁（１ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ₁（１）とを出力す
る。

【０２２８】さらに、位相回転器１０００は、所望弁別
信号ｒｆ₁（２）を４種の位相量（０°、θ°、２θ
°、３θ°）だけ回転処理して、この回転処理された所
望弁別信号ｒｆ₁（２ θ）、ｒｆ₁（２ ２θ）、ｒｆ
₁（２ ３θ）と、所望弁別信号ｒｆ₁（２）とを出力す
る。

【０２２９】なお、以下、所望弁別信号ｒｆ₁（１）〜
ｒｆ₁（１ ３θ）、ｒｆ₁（２）〜ｒｆ₁（２ ３θ）
を、数式５４に示すように、所望処理信号ＬＢＳとす
る。

【０２３０】

【数５４】

【０２３１】次に、本第１１実施形態の相関器１０１０
は、上記第１０実施形態で述べた所望処理信号ＢＳに代
わる所望処理信号ＬＢＳと、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代わ
る狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関値Ｋ’を求める。ま
た、選択回路１０２０は、上記第１０実施形態と実質的
同様に、相関値Ｋ’に基づいて、所望処理信号ＬＢＳの
うち、狭帯域の弁別信号ｒＬＦとの相関が最も大きい周
波数毎の所望弁別信号ＭＸ’を求める。さらに、所望処
理信号ＬＢＳのうち、所望処理信号ＭＸ’以外の所望処
理信号ＢＡ’を求める。

【０２３２】次に、演算器１０３０では、弁別信号Ｘ
（ｉ）’に代えて狭帯域の弁別信号ｒＬＦが入力され
て、所望処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が入
力されるとともに、所望処理信号ＢＡに代えて所望処理
信号ＢＡ’が入力される。

【０２３３】そこで、相関行列推定器１０３１は、相関
ベクトル推定器１０３３及び逆行列演算器１０３２とと
もに、上記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁
別信号ｒＬＦと所望処理信号ＭＸ’とに基づいて相関行
列の推定値Ｒ_XMXMを求めるとともに、相関行列の推定値
Ｒ_XMXMの逆行列Ｒ_XMXM ^-1を求める。

【０２３４】また、相関ベクトル推定器１０３３は、上
記第１０実施形態と実質的同様に、狭帯域の弁別信号ｒ
ＬＦ、所望弁別信号ＭＸ’、及び、所望弁別信号ＢＡ’
を用いて、相関ベクトル推定値ｒ_xmbを求める。さら
に、行列乗算器１０３４によって、相関行列の推定値Ｒ
_XMXMと相関ベクトル推定値ｒ_xmbとが行列乗算されてア
ンテナウエイトｗ₁ ｗ₂が求められて乗算器２０１、２
０２にそれぞれ出力される。

【０２３５】以上により、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’のう
ち、所望処理信号ＢＡと所望弁別信号ＭＸとを除く成分
が抑圧されるため、上記第１０実施形態と実質的に同様
の効果が得られる。さらに、内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’の
うち、少なくとも所望弁別信号ＭＸ’の成分が残されて
得られるため、上記第１０実施形態と実質的同様に、所
望弁別信号ＭＸの成分の復調を良好に行うことができ
る。

【０２３６】また、相関器１０１０の相関値の演算にあ
たり、所望処理信号ＢＳに代えて所望処理信号ＬＢＳが
採用されるとともに、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代えて狭帯
域の弁別信号ｒＬＦが採用される。ここで、所望処理信
号ＬＢＳは、上述の如く、所望処理信号ＢＳに比べて周
波数領域が狭く、狭帯域の弁別信号ｒＬＦは、上述の如
く、弁別信号Ｘ（ｉ）’に比べて周波数領域が狭い。こ
のため、相関器１０１０の相関値の演算量を、上記第１
０実施形態に比べて、減らすことができる。

【０２３７】さらに、選択回路１０２０が所望処理信号
ＭＸ’ＢＡ’を求めるにあたり、相関器１０１０の相関
値Ｋ’と、所望処理信号ＬＢＳと、狭帯域の弁別信号ｒ
ＬＦとを採用するので、選択回路１０２０の演算量を、
上記第１０実施形態に比べて、減らすことができる。

【０２３８】また、演算器１０３０がアンテナウエイト
ｗ₁ ｗ₂を求めるにあたり、弁別信号Ｘ（ｉ）’に代え
て狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用されるとともに、所望
処理信号ＭＸに代えて所望処理信号ＭＸ’が採用され
る。このため、演算器１０３０の演算量を、上記第１０
実施形態に比べて、減らすことができる。 （第１２実施形態）本第１２実施形態では、上記第１１
実施形態で述べたローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４
０、１０４１を採用して、ＰＩ方式のアダプティブアレ
ーアンテナを構成する例につき説明する。この場合の構
成を、図２３に示す。

【０２３９】本第１２実施形態における、ＰＩ方式のア
ダプティブアレーアンテナは、アンテナ素子１１、１
２、発生器６０、ＦＦＴ回路８３、８０１、８０２、乗
算器２０１、２０２、加算器（Σ）３００、位相回転器
１０００、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４０、１０
４１、演算器１０３０Ａから構成されている。演算器１
０３０Ａは、相関行列推定器１０３１Ａ、逆行列演算器
１０３２Ａ、行列乗算器１０３４Ａを有する。なお、図
２３において、図１、図２、図２２中の同一符号は、同
一物を示す。

【０２４０】先ず、ローパスフィルタ１０４０は、上記
第１１実施形態と同様に、ＦＦＴ回路８０１からの弁別
信号ｆｔ₁（１）〜ｆｔ₁（３）に基づき狭帯域の弁別信
号ＬＦ₁｛＝ｆｔ₁（１）、ｆｔ₁（２）｝を求めるとと
もに、ＦＦＴ回路８０２からの弁別信号ｆｔ₂（１）〜
ｆｔ₂（３）に基づき狭帯域の弁別信号ＬＦ₂｛＝ｆｔ₂
（１）、ｆｔ₂（２）｝を求める。

【０２４１】次に、位相回転器１０００は、上記第１１
実施形態と同様に、ローパスフィルタ１０４１からの狭
帯域の弁別信号ｒＬＦ｛＝ｒｆ₁（１）、ｒｆ₁（２）｝
に基づいて、数式５３に示す所望処理信号ＬＢＳを求め
る。

【０２４２】次に、演算器１０３０Ａおいて相関行列推
定器１０３１Ａは、狭帯域の弁別信号ＬＦ₁、ＬＦ₂と所
望処理信号ＬＢＳとを併せて、数式５５に示す行列ＦＢ
を生成するとともに、上記第１０実施形態と実質的同様
に、行列ＦＢにおける、相関行列の推定値Ｒ_FBFBを求め
る。

【０２４３】

【数５５】

【０２４４】次に、逆行列演算器１０３２Ａは、相関行
列の推定値Ｒ_FBFBの逆行列Ｒ_FBFB ^-1を求める。さらに、
行列乗算器１０３４Ａは、数式５６に示す式を用いて、
乗算結果Ｚ’を求めるとともに、乗算結果Ｚ’のうち、
アンテナウエイトｗ₁ ｗ₂を乗算器２０１、２０２にそ
れぞれ出力する。なお、数式５５中、−ａ₁ −ａ₂−ａ
₃ −ａ₄は、上記第９実施形態に述べた信号ウエイトＡ
^Hである。

【０２４５】ここで、アンテナウエイトｗ₁ ｗ₂は、加
算回路３００の内積信号Ｗ^HＸ（ｉ）’のうち、所望処
理信号ＬＢＳを除く成分の電力を最小にするように更新
される。

【０２４６】

【数５６】 さらに、演算器１０３０Ａは、アンテナウエイトｗ₁ ｗ
₂を求めるにあたり、狭帯域の弁別信号ｒＬＦが採用さ
れるとともに、所望処理信号ＬＢＳが採用される。ここ
で、狭帯域の弁別信号ｒＬＦの周波数帯域は、上記第１
０実施形態で述べた弁別信号Ｘ（ｉ）’の周波数帯域に
比べて狭く、所望処理信号ＬＢＳの周波数帯域は、上記
第１０実施形態で述べた所望処理信号ＢＳの周波数帯域
に比べて、狭い。従って、演算器１０３０Ａは、弁別信
号Ｘ（ｉ）’と所望処理信号ＢＳとを用いたときに比べ
て、演算量を減らすことができる。

【０２４７】なお、本発明の実施にあたり、アンテナ素
子の数としては、２個以上であれば、幾らでもよい。

【０２４８】さらに、上記各実施形態では、各種信号を
周波数弁別するにあたり、ＦＦＴ処理を採用した例につ
いて説明したが、これに限らず、ＤＦＴ処理等の各種の
周波数弁別処理を採用してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプ
ティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図２】上記第１実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプティ
ブアレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図で
ある。

【図３】本発明の第２実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプ
ティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図４】図３に示す遅延回路の詳細構成を示す図であ
る。

【図５】本発明の第３実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプ
ティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図６】図５に示すＦＦＴ回路の詳細構成を示す図であ
る。

【図７】図５に示す遅延回路の作動を示す図である。

【図８】図６に示すＦＦＴ回路の作動を示す図である。

【図９】本発明の第４実施形態のＭＭＳＥ方式のアダプ
ティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図１０】図９に示すマッチドフィルタ及び遅延回路の
作動を示す図である。

【図１１】本発明の第５実施形態のＭＭＳＥ方式のアダ
プティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図１２】図１１に示す所望信号選択回路の詳細構成を
示す図である。

【図１３】本発明の第６実施形態のＭＭＳＥ方式のアダ
プティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図１４】図１３に示す等価回路の詳細構成を示す図で
ある。

【図１５】図１４に示す等価回路の作動を示す図であ
る。

【図１６】本発明の第７実施形態のＰＩ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図１７】上記第７実施形態のＰＩ方式のアダプティブ
アレーアンテナのシュミレーションの結果を示す図であ
る。

【図１８】本発明の第８実施形態のＰＩ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図１９】図１８のＬＰＦの作動を示す図である。

【図２０】本発明の第９実施形態のＰＩ方式のアダプテ
ィブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図２１】本発明の第１０実施形態のＳＭＩ方式のアダ
プティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図２２】上記第１０実施形態の作動を説明するための
図である。

【図２３】本発明の第１１実施形態のＳＭＩ方式のアダ
プティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図２４】本発明の第１１実施形態のＰＩ方式のアダプ
ティブアレーアンテナの構成を示す図である。

【図２５】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを示す図であ
る。

【図２６】ＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーアンテナ
の受信信号を説明するための図である。

【図２７】従来のＭＭＳＥ方式のアダプティブアレーア
ンテナの構成を示す図である。

【符号の説明】

４０Ａ…ＭＭＳＥ演算器、３０、５１、５２…加算器、
６０、７０…発生器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 服部 敏弘 愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地 株式会 社日本自動車部品総合研究所内 (72)発明者 福井 伸治 愛知県西尾市下羽角町岩谷14番地 株式会 社日本自動車部品総合研究所内 (72)発明者 門田 茂 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 DB02 DB03 EA04 FA05 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA29 FA30 FA32 GA02 GA06 HA05

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号にそれぞ
   れのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２
   １…２Ｍ）と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信信号
   を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、 第１の既知信号及び第２の既知信号から参照信号を求め
   る参照信号算出手段（５１〜５３、５１Ａ、５３Ａ）
   と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号と前記加
   算信号と前記参照信号とに応じて前記アンテナウエイト
   を更新する更新手段（４０Ａ、４１）とを備えることを
   特徴とするアダプティブアレーアンテナ。
2. 【請求項２】 前記第２の既知信号は、前記第１の既知
   信号に対して所定期間遅延した遅延信号であることを特
   徴とする請求項１に記載のアダプティブアレーアンテ
   ナ。
3. 【請求項３】 前記第１の既知信号を前記所定期間遅延
   させて前記第２の既知信号を求める遅延手段（８０）を
   有することを特徴とする請求項２に記載のアダプティブ
   アレーアンテナ。
4. 【請求項４】 前記複数のアンテナ素子は、それぞれ、
   前記第１の既知信号の成分と前記第２の既知信号の成分
   とを有する信号を前記受信信号として受信し、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号に基づい
   て、前記第１の既知信号の成分に対する前記第２の既知
   信号の成分の遅延時間を求める遅延時間算出手段（１０
   ０）を有し、 前記遅延手段は、前記所望既知信号を前記遅延時間だけ
   遅延させて前記第２の既知信号を求めることを特徴とす
   る請求項２に記載のアダプティブアレーアンテナ。
5. 【請求項５】 前記第１の既知信号に対してそれぞれ異
   なる時間だけ遅延したを複数の遅延信号を生成する遅延
   信号生成手段（９０）と、 前記複数の遅延信号と前記受信信号との相関検出を行う
   相関検出器（１３１ａ〜１３４ｃ）と、 前記相関検出器の相関検出に基づいて前記複数の遅延信
   号の何れかを前記第２の既知信号として選択する選択手
   段（１３５ａ〜１３６）とを有することを特徴とする請
   求項２に記載のアダプティブアレーアンテナ。
6. 【請求項６】 前記参照信号算出手段は、前記第２の既
   知信号に信号ウエイトを乗算するウエイト乗算部（５
   ３）を備え、この信号ウエイトが乗算された前記第２の
   既知信号に前記第１の既知信号を加算して前記参照信号
   を求め、 前記更新手段は、前記複数のアンテナ素子で受信された
   受信信号と前記第２の既知信号と前記参照信号と前記加
   算信号とに応じて前記信号ウエイトを更新することを特
   徴とする請求項１〜５のうちいずれか１つに記載のアダ
   プティブアレーアンテナ。
7. 【請求項７】 前記加算手段の加算信号のうち前記第２
   の既知信号の成分を抑圧するために帰還信号を加算する
   抑圧手段（１２９、１３０）と、 前記加算信号を所定期間だけ遅延させて遅延加算信号を
   生成する加算信号遅延手段（１２１〜１２４）と、 前記遅延加算信号に前記信号ウエイトを乗算して前記帰
   還信号を求める乗算手段（１２５〜１２８）とを有する
   ことを特徴とする請求項６に記載のアダプティブアレー
   アンテナ。
8. 【請求項８】 複数のアンテナ素子（１１…１Ｍ）と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号
   をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数
   弁別手段（８０１〜８０Ｍ）と、 前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
   エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０Ｍ）
   と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
   を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、 所望ＯＦＤＭ信号が周波数弁別された所望弁別信号を求
   める所望周波数分別手段（８４）と、 前記所望弁別信号に対して遅延した遅延弁別信号を求め
   る遅延手段（９０、８３）と、 前記遅延弁別信号に信号ウエイトを乗算して、この信号
   ウエイトが乗算された前記遅延弁別信号に前記所望弁別
   信号を加算して参照信号を求める参照加算手段（５１
   ０、５２０、５３０）と、 前記それぞれの弁別信号と前記遅延弁別信号とに応じて
   前記参照信号に前記加算信号を近づけるようにして、前
   記それぞれの弁別信号のうち前記所望弁別信号及び遅延
   弁別信号の双方を除く成分を抑圧するように前記アンテ
   ナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更新手段
   （４０Ｂ）とを備えることを特徴とするアダプティブア
   レーアンテナ。
9. 【請求項９】 複数のアンテナ素子（１１〜１４）と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号
   をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数
   弁別手段（８０１〜８０４）と、 前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
   エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１〜２０４）
   と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
   を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、 所望ＯＦＤＭ信号に対して所定期間遅延した遅延ＯＦＤ
   Ｍ信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、 前記所望ＯＦＤＭ信号及び前記遅延ＯＦＤＭ信号の双方
   が周波数弁別された所望弁別信号を求める所望周波数分
   別手段（８３４）と、 前記所望弁別信号に信号ウエイトを乗算して参照信号を
   求める参照加算手段（５３０Ａ）と、 前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号
   を求める加算参照信号算出手段（５１０Ａ）と、 前記加算参照信号のうち、前記所望弁別信号の成分を除
   く成分の電力を小さくするように前記アンテナウエイト
   及び前記信号ウエイトを更新する更新手段（４２）とを
   備えることを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。
10. 【請求項１０】 既知信号が周波数軸上に配列されたプ
    リアンブル信号を、前記所望ＯＦＤＭ信号として生成す
    る生成手段（６０）を有することを特徴とする請求項８
    又は９に記載のアダプティブアレーアンテナ。
11. 【請求項１１】 前記受信周波数弁別手段は、前記受信
    ＯＦＤＭ信号をサンプリグして各サンプリング信号を得
    て、前記各サンプリング信号に応じて前記弁別信号を求
    め、 前記遅延時間は、前記サンプリングの周期の所定倍数で
    あることを特徴とする請求項１０に記載のアダプティブ
    アレーアンテナ。
12. 【請求項１２】 前記遅延手段は、所望個数の前記遅延
    弁別信号を出力することを特徴とする請求項８〜１１の
    いずれか１つに記載のアダプティブアレーアンテナ。
13. 【請求項１３】 前記遅延弁別信号の所望個数は、前記
    所望ＯＦＤＭ信号のデータ信号のガードインターバル期
    間と、前記サンプリングの周期と、によって決まる最大
    個数であることを特徴とする請求項１２に記載のアダプ
    ティブアレーアンテナ。
14. 【請求項１４】 前記参照信号算出手段は、 前記第１及び第２の既知信号に信号ウエイトを乗算して
    前記参照信号を求める手段（５３Ａ）と、 前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号
    を求める手段（５１Ａ）とを有し、 前記更新手段（４１）は、前記加算参照信号のうち、前
    記第１及び第２の既知信号を除く成分の電力を小さくす
    るように前記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを
    更新することを特徴とする請求項２又は３に記載のアダ
    プティブアレーアンテナ。
15. 【請求項１５】 複数のアンテナ素子（１１〜１４）
    と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号にそれぞ
    れのアンテナウエイトを乗算するアンテナ乗算手段（２
    １…２４）と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの受信信号
    を加算して加算信号を出力する加算手段（３０）と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信信号のうち、
    これら受信信号の周波数帯域に比べて狭い周波数帯域の
    成分を示す受信周波数信号をそれぞれ出力する受信周波
    数信号出力手段（４２０〜４２３）と、 既知信号のうち、前記狭い周波数帯域の成分を示す既知
    周波数信号を出力する既知周波数信号出力手段（４２
    ４）と、 前記既知周波数信号に対して所定期間遅延した遅延周波
    数信号を求める遅延手段（８０Ａ）と、 前記遅延周波数信号及び前記既知周波数信号に信号ウエ
    イトを乗算して参照信号を求める参照信号算出手段（５
    ３Ａ）と、 前記参照信号と前記加算信号とを加算して加算参照信号
    を求める加算参照信号算出手段（５１Ａ）と、 前記加算参照信号のうち、前記遅延周波数信号及び前記
    既知周波数信号を除く成分の電力を小さくするように前
    記アンテナウエイト及び前記信号ウエイトを更新する更
    新手段（４１）とを有することを特徴とするアダプティ
    ブアレーアンテナ。
16. 【請求項１６】 複数のアンテナ素子（１１、１２）
    と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号
    をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数
    弁別手段（８０１、８０２）と、 前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
    エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）
    と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
    を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、 既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求め
    る既知周波数分別手段（８３）と、 前記既知弁別信号に対してそれぞれの位相量だけ位相回
    転して、前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知
    弁別信号を求める位相回転手段（１０００）と、 前記それぞれの位相量に対応する位相回転既知弁別信号
    と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記それ
    ぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段（１０
    １０）と、 前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相
    関値を選択するとともに、前記それぞれの位相量に対応
    する位相回転既知弁別信号うち、前記最大相関値に対応
    する対応位相回転既知弁別信号を選択する選択手段（１
    ０２０）と、 前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する
    位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくするととも
    に、前記加算信号のうち、前記対応位相回転既知弁別信
    号を少なくとも残すように前記アンテナウエイトを更新
    する更新手段（１０３４）とを有することを特徴とする
    アダプティブアレーアンテナ。
17. 【請求項１７】 複数のアンテナ素子（１１、１２）
    と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号
    をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数
    弁別手段（８０１、８０２）と、 前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
    エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）
    と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
    を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、 前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて
    狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭
    帯域出力手段（１０４０）と、 既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求め
    る所望周波数分別手段（８３）と、 前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭
    い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯
    域出力手段（１０４１）と、 前記狭帯域既知弁別信号に対してそれぞれ異なる位相量
    だけ位相回転して、前記それぞれの位相量に対応する狭
    帯域の位相回転弁別信号を求める位相回転手段（１００
    ０）と、 前記それぞれの位相量に対応する狭帯域の位相回転弁別
    信号と前記それぞれの弁別信号との相関をとって、前記
    それぞれの位相量に対応する相関値を求める相関手段
    （１０１０）と、 前記それぞれの位相量に対応する相関値のうち、最大相
    関値を選択するとともに、前記それぞれの狭帯域の位相
    回転弁別信号のうち、前記最大相関値に対応する狭帯域
    の位相回転弁別信号を選択する選択手段（１０２０）
    と、 前記加算信号のうち、前記それぞれの位相量に対応する
    狭帯域の位相回転既知弁別信号を除く成分を小さくする
    とともに、前記加算信号のうち、前記対応する狭帯域の
    位相回転弁別信号を少なくとも残すように前記アンテナ
    ウエイトを更新する更新手段（１０３３）とを有するこ
    とを特徴とするアダプティブアレーアンテナ。
18. 【請求項１８】 複数のアンテナ素子（１１、１２）
    と、 前記複数のアンテナ素子で受信された受信ＯＦＤＭ信号
    をそれぞれ周波数弁別して弁別信号を求める受信周波数
    弁別手段（８０１、８０２）と、 前記周波数弁別されたそれぞれの弁別信号にアンテナウ
    エイトを乗算するアンテナ乗算手段（２０１、２０２）
    と、 前記アンテナウエイトが乗算されたそれぞれの弁別信号
    を加算して加算信号を出力する加算手段（３００）と、 前記それぞれの弁別信号のうち、前記弁別信号に比べて
    狭い周波数帯域の狭帯域弁別信号をそれぞれ出力する狭
    帯域出力手段（１０４０）と、 既知ＯＦＤＭ信号を周波数弁別して既知弁別信号を求め
    る所望周波数分別手段（８３）と、 前記既知弁別信号のうち、前記既知弁別信号に比べて狭
    い周波数帯域の狭帯域既知弁別信号を出力する既知狭帯
    域出力手段（１０４１）と、 前記狭帯域既知弁別信号を位相回転する位相回転手段
    （１０００）と、前記加算信号のうち、前記狭帯域既知
    弁別信号と前記位相回転された狭帯域既 知弁別信号とを除く成分の電力を小さくするように前記
    アンテナウエイトを更新する更新手段（１０３０Ａ）と
    を有することを特徴とするアダプティブアレーアンテ
    ナ。