JP2001203527A - Ｉｍｔ−２０００コード分割多重無線通信用スマートアンテナ - Google Patents

Ｉｍｔ−２０００コード分割多重無線通信用スマートアンテナ

Info

Publication number
JP2001203527A
JP2001203527A JP2000344528A JP2000344528A JP2001203527A JP 2001203527 A JP2001203527 A JP 2001203527A JP 2000344528 A JP2000344528 A JP 2000344528A JP 2000344528 A JP2000344528 A JP 2000344528A JP 2001203527 A JP2001203527 A JP 2001203527A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
vector
weight vector
smart antenna
channel
generation method
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000344528A
Other languages
English (en)
Inventor
Hyuck Mun Kwon
クォンヒョクムン
Yoo-Seung Song
ソンユスン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SK Telecom Co Ltd
Original Assignee
SK Telecom Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SK Telecom Co Ltd filed Critical SK Telecom Co Ltd
Publication of JP2001203527A publication Critical patent/JP2001203527A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】DS CDMA無線通信システムのために、非均等強
度フェージング環境及び/または一群の干渉ユーザー下
で、高性能低費用のスマートアンテナを提供。 【解決手段】スマートアンテナシステムで使用するため
のものであり、ラグランジュかけ算器なしに、最大出力
電力標準に基づいて、チャネル推定及びデータシンボル
復調のため、受信機の前端の代りに擬似雑音(PN)逆拡散
の後印加される加重ベクトルを生成するための方法にお
いて、初期加重ベクトルw(0)及び初期固有値λ(0)を設
定するステップと、新しいポスト-PNプロセシングデー
タy(k)を受信するステップと、スナップショットインデ
ックスkで加重ベクトルw(k)を更新するステップを含
む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、無線通信に関し、
特にコード分割多重接続無線通信のためのスマートアン
テナの開発に関する。
【０００２】
【従来の技術】ビームを形成する技術の大部分は、Glob
al systems for Mobile communications(GSM)及び時間
分割多重接続(TDMA)基盤セルラーシステム(cellular sy
stems)のためのものであり、次のような理由のため、直
接拡散(DS: direct sequence)コード分割多重接続(CDM
A)システムに適合しない。
【０００３】第一に、CDMA無線システムにおける全ての
ユーザーは、共同チャネルを有しており、その数は、ア
ンテナの数を容易に超えることができた。また、多重経
路電波と夫々の送信経路が多様な遅延時間を有する直接
経路、反射経路、回折経路とを含むことができるという
事実のため、複雑なアレイは定義されることが困難であ
る。従って、方向-finding基盤ビーム形成技術は、適用
することが困難であり得る。また、いかなるトレーニン
グ(training)や基準信号も移動局と基地局との間のリン
クに存在しない。従って、基準信号基盤技術は、使用で
きない。
【０００４】スマートアンテナ(smart antenna)は、ブ
ラインド技術(blind technique)を利用する適応アンテ
ナアレイとに定義し得る。スマートアンテナは、トレー
ニング信号や以前空間情報を要求しない。最近、ベクト
ルチャネル及び相応される適応ビーム形成器(adaptive
beamformer)を推定するための技術がCDMA無線システム
のために開発されてきた。この技術で、コード-フィル
タリング(code-filtering)は、夫々のフィンガー(finge
r)(システムで多重経路構成要素を所望のユーザー信号
から分離させる並列受信機)のためのそれぞれのアンテ
ナで実行される。前、後相関関係アレイ共分散行列の固
有構造は、チャネルベクトルを推定し、対応する適応ビ
ーム形成器を誘導することに用いられる。このような技
術は、レイクフィンガー(RAKE finger)を使用する多重
経路電波の場合にまで拡張される。結局、全体受信機構
造は、ビーム形成器-レイク(Beamformer-RAKE)と呼ばれ
る。ビーム形成器-レイクは、夫々のユーザーのフィン
ガーのため、拡散されたコードに対する完壁な情報を有
していると仮定するが、いかなるトレーニング信号も要
求しないため、ビーム形成器-レイクは、ブラインド技
術である。ビーム形成器-レイクは、信号電波に対する
いかなる仮定も要求しないため、多様な電波設定に適す
る。
【０００５】希望及び非希望非停止信号のため、信号環
境が随時変わる時、適応ビーム形成器は、変化する環境
と調和を成すため、加重ベクトル(weight vector)を絶
え間なく更新する。Ayman F. Naguibの論文(Ayman F.Na
guib、 Arogyaswami Paulraj、"Performance of Wirele
ss CDMA with M-ary Orthogonal Modulation and Cell
Site Antenna Arrays、" IEEE Journal on Selected Ar
eas in Communications、 Vol.14、No.9、 pp.770-178
3、 1996年12月)に開示された適応アルゴリズムは、一
般化された固有ベクトルと固有価値探索(finding)とに
基づいており、信号対-干渉-雑音電力比（SINR0）を最
大化するように設計されている。Ayman F.Naguibの論文
で提案されたスマートアンテナを別の従来のスマートア
ンテナと比較してみると、ビットエラー率(BER)は、相
当に改善されているが、極めて多い量の演算を必要とす
るため、実際分野で適用するのは極めて難しい。過度な
演算は、アンテナアレイ出力のためのMxM自動共分散行
列の固有値及び固有ベクトルの計算によるものである。
【０００６】範囲T3と無線通信の範囲とを越えて、Dunh
amの論文(Maggie Dunham etal。、"Tetherless T3 and
Beyond、"Interim Report、 National Science Found
ation Workshop on November 19-20、1998、http://ww
w.cudenver.edu/public/engineer/T3-Workshop/T3Repor
t-12-98.htmlで見出せる)で言及されたことのように、
‘ファーストプロトコル/アルゴリズム(Fast Protocols
/Algorithms)'は、“時間的に空間的に多様に変わるチ
ャネル(temporally-spatially varying channels)"を
必要とする。最大SINR0の代りに最大出力電力に基づい
て計算回数を相当に減少させる簡単なスマートアンテナ
が、shimなどの論文(D. Shim and S.Choi、"A New Bli
nd Adaptive Algorithm Based on Lagrange's Formula
for a SmartAntenna System in CDMA Mobile Co
mmunications、" IEEE Vehicular Technology
Conference、pp.1160-1164、 Ottawa、 1998年5月)及
びSongなどの論文(Yoo S.song and Hyuck M.Kwon、 "
Simple Analysis of a Simple Smart Antenna
for CDMA Wireless Communications、" IEEE Ve
hicular Technology Conference、 Houston、 T
X、 pp.254-258、 1999年5月16-20日)(Yoo S.song an
d Hyuck M.Kwon、 "Analysis of a Simple Smart
Antenna for Code Division Multiple Ac
cess Wireless Communications、" IEEE Journal on
Selected Area in Communications、 1999年6月)から導
入された。
【０００７】Shimなどの論文の研究結果は、Songなどの
論文での結果と類似の動作を示す。しかし、Shimなどの
論文では、最大出力標準は、ラグランジュ(Lagrange)か
け算器方式を適用しており、少し高い演算ロード(〔Son
gなどの4Mと比較して5.5M〕を導入している。もし、拡
散スペクトル処理利得(processing gain)が、非常に高
ければ(例えば、IS-95CDMAシステムで21dB)、最大出力
電力標準は、適応可能であり、効果的なアンテナ加重ベ
クトルを算出し得る。受信された多重経路の強度は、実
際には同一でない可能性もある。このようなアルゴリズ
ムの短所は、もしPN逆拡散の後に所望しない信号の電力
が強いか、または信号対干渉入力比(SIR i)が低ければ、
弱い経路信号に対する最適加重ベクトルが所望しないユ
ーザー、または強い経路信号方向を捜し出すことができ
る。
【０００８】未来のCDMA無線通信システムにおいて、低
いSIRi動作は、高いSIRiよりさらに重要である。従っ
て、SINRを最大化することのみならず、より小さい演算
ロードを有するスマートアンテナアルゴリズムの開発が
好ましい。本明細書には、このような二つのスマートア
ンテナアルゴリズムが開示されており、Naguibなどの論
文における固有ベクトル探索機能を有する既存のスマー
トアンテナと比較されており、その一つでは、Songなど
の論文で提案された最大出力電力標準に基づいている。
4個のアルゴリズムの中、2個のみがスナップショット
（Snap shot）当たり4M計算量(order)程の演算ロードを
要求する。ここで、Mは、基地局におけるセクター内の
アンテナの数である。他のアルゴリズムは、4M+2M2計算
量ほどの演算ロードを要求しており、最大SINR0標準に
基づいている。3個のアルゴリズム共に、固有値と固有
ベクトルに対するいかなる演算も要求しない。3個のス
マートアンテナ加重ベクトルは、時間分割多重接続(TDM
A)システムと周波数分割多重接続(FDMA)システムとを越
えて、DS-CDMAシステムのこの点を開発するため、Nagui
bなどの論文のように、ポスト-PNプロセシング後に適用
される。ビットエラー率(BER)対ユーザーの数が分析さ
れ、シミュレート(simulate)される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来のスマートアンテ
ナは、一般化されたた固有ベクトル探索により、M2より
多くの計算量を要求し、具現が難しくて費用が多く消耗
される。均等強度ジェイクフェージングチャネル(Jake
fading channel)及び非均等強度ジェイクフェージング
チャネル全てに適用される。また、散乱(scattered)干
渉モデル及び一群の(cluster)干渉モデル共に、考慮さ
れる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】CDMA2000逆方向リンクで
相互擬似雑音(cross pseudo noise)拡散及び逆拡散、ま
たパイロット-補助(pilot-aided)チャネルの推定は、IS
-95コード分割多重接続(CDMA)無線通信システムと異な
るいくつかの重要な特性を有している。このような異な
る特性は、本発明に含まれている。
【００１１】また、固有ベクトル探索を含まない3個の
簡単なスマートアンテナアルゴリズムが未来の超高速高
性能低費用DS CDMA無線通信システムのために提示され
ており、固有ベクトルを探索する従来のスマートアンテ
ナと比較される。二つのスマートアンテナのみがスナッ
プショット当たり4M計算量の演算ロードを要求してい
る。
【００１２】また、他のアルゴリズムは、4M+2M2計算量
の命令演算ロードを要求している。それらの中で2個
は、従来のアルゴリズムとして最大信号対干渉プラス雑
音の出力比(SINR0)に基づいている。
【００１３】3個の簡単なスマートアンテナの全てが時
間的に、空間的に変化するチャネルのためのものであ
る。
【００１４】従来のスマートアンテナは、一般化された
固有ベクトル探索により、M2より多くの計算量を要求
し、具現が難しくて費用が多く消耗される。
【００１５】均等強度ジェイクフェージングチャネル(J
ake fading channel)及び非均等強度ジェイクフェージ
ングチャネル共に適用される。
【００１６】また、散乱(scattered)干渉モデル及び一
群の(cluster)干渉モデル共に、考慮される。
【００１７】スマートアンテナを有するCDMAシステムの
ビット(コードシンボル)エラー率(BER)が分析され、シ
ミュレートされ、従来の技術とも比較される。
【００１８】4M計算量を有する2個の簡単なスマートア
ンテナが、非均等強度フェージング環境及び/または一
群の干渉ユーザー下で、従来技術にかかるアンテナより
よく遂行することが観察される。
【００１９】一般に、固有ベクトルを探索しない最大SI
NR標準に基づいた2M2+4M計算量を有する他の簡単なスマ
ートアンテナアルゴリズムは、考慮された4個のスマー
トアンテナの中から最も最上の性能を示す。
【００２０】附録に、本発明の請求項を証明するのに用
いられたMATLABプログラムソースコードを提供する。
【００２１】
【発明の実施の形態】システムモデル 図1は、CDMA2000(すなわち、3G CDMA)逆方向リンクの構
成3に基づいた複雑なPN拡散を示す。
【００２２】CDMA2000逆方向リンクの構成3は、TIAの標
準案(TIA、Interim V&V Text for CDMA2000 Physical l
ayer (Revision 8.3)、1999年3月16日)に詳細に説明さ
れている。
【００２３】パイロットチャネルで、入力データストリ
ームdni(k)は1であり、トラフィックチャネルで入力デ
ータストリームdnq(k)は、±1のランダムシーケンスで
ある。ここで、kは、コードシンボルインデックスを示
す。
【００２４】シンボル比率は、スマートアンテナ加重ベ
クトル適用比率(すなわち、スナップショット比率)と同
一であると仮定される。
【００２５】パイロット振幅A0は、TIAの標準案のスペ
ック(specification)によれば、逆方向トラフィックチ
ャネルの振幅の平方根８倍が選択される。
【００２６】パイロットチャネルとトラフィックチャネ
ルとには、直交ウォルシュ(Walsh)コードbn I(i)=1及びb
n Q(i)=±1選択的なシーケンスがかけられる。
【００２７】同相(I)及び直交(Q)データは、かけ算器(1
1-16)を利用してan(i)=an I(i)+jan Q(i)でPN拡散され
る。PN拡散信号は、[A0dn I(k)bn I(i)+jdn Q(k)bn Q(i)]
(an I(i)+jan Q(i)) = [A0+jdn Q(k)bn Q(i)] (an I(i)+jan Q
(i))で表す。ここで、i及びkは、各々チップ及びコード
シンボル(あるいはスナップショット)インデックスを示
す。
【００２８】ベースバンドフィルタ(baseband filter)H
(f)(17、18)の次の等価低域通過(lowpass)I及びQ成分
は、sn I(t)+ jsn Q(t)で示す。
【００２９】二つのかけ算器(19、20)及びアンテナ22を
介してユーザーnから伝送された信号sn(t)は、次のよう
に示すことができる。
【数９】 ここで、Pは、送信電力である。ジェイクフェージング
モデルは、与えられた移動速度と搬送波周波数に対する
夫々の多重経路のため用いられる。ジェイクフェージン
グモデルの詳細な内容は、Jakeの論文(W.C.Jakes、 Jr.
Ed.、 Microwave Mobile Communications、Wiley、197
4)に説明されている。
【００３０】図2は、CDMA2000逆方向リンクのためのス
マートアンテナプロセッサを有する受信機を示す全体
ブロック図である。
【００３１】ユーザーNからの到達角度方向(DOA: direc
tion of arrival angle、以下‘DOA'という)は、独立的
なランダム変数であり、また同じ移動ユーザーからのL
個の多重経路信号のDOAは、独立的であると仮定する。
【００３２】M個のアンテナ線形アレイでアンテナ間隔d
は、λ/2となるように選択される。ここで、λは、与え
られた搬送波周波数fc及び光束c=3×108m/sのためのc/f
cと同じ波長である。
【００３３】アレイアンテナは、同一であり、いかなる
方向からでも、同じ応答を有すると仮定する。
【００３４】同じ信号があらゆるアンテナにより受信さ
れ、M個のアンテナ出力信号は、空間位相のためe-j2(
(m-1)(dsin()/( = e-j((m-1) sin(, m=1, ... ,Mを除い
ては、同一である。
【００３５】ここで、所望の信号からの平面波は、アレ
イ模型に応じて角度θでアレイに到達する。アンテナア
レイ応答ベクトルa(θ)は、次のように示すことができ
る。
【数１０】 ここで、Tは、交差角であり、θは、入射角である。
【００３６】m番目のアンテナに受信された信号は、次
のように示すことができる。
【数１１】 ここで、τ1、n、α1、n(t)、φ1、n(t)及びθ1、n(t)は、各
々多重経路遅延、振幅、位相及びユーザーnからの1番目
経路の入射角であり、nm(t)は、両面電力スペクトル密
度N0/2を有する熱雑音である。より低い場合1=1、 …、
L、 m=1、 、M及びn=1、...Nは、フィンガー(また
は、経路)、アンテナ、移動ユーザーに対するインデッ
クスを各々示している。
【００３７】図2において、夫々のアンテナの出力は、
ローカルミキサー(local mixer)(30-1、 ...、 30-M、3
1-1、 ...、 31-M)により個別的に下方周波数変換され
る。ローカルミキサー(30-1、 ...、30-M、31-1、
...、 31-M)からの位相歪曲が同一のようにローカルミ
キサーが測定される。
【００３８】平均0及び分散N0/2を有するガウス(Gaussi
an)の独立的なベースバンド熱雑音に夫々のアンテナ出
力でのI及びQ成分が加わる。
【００３９】IS-95に明示されたベースバンドフィルタH
(f)、またはティラックデルタインパルス(Dirac delta
impulse)が用いられる。二つの相互異なるベースバンド
フィルタを用いることによって、BERの差は微々たるも
のとなる。
【００４０】ベースバンドフィルタの出力信号は、各チ
ップ間隔Tcごとにサンプリングされて、x1、m(i)に示さ
れる。ここで、iは、チップインデックスを示す。
【００４１】望みのユーザーは、n=1となるように選択
され、ユーザーインデックスは、表記の簡潔さのため、
省略される。
【００４２】多重経路遅延δ1は、1と10との間のランダ
ム整数(各々Tcと10Tcとを含む)となるように選択され
る。これは、Tcが1/1.2288 M=0.813μsであり、シンボ
ル比率が19.2kspsである時の実際多重経路遅延を示す。
【００４３】PNコード捕捉装置が多重経路遅延δ1情報
を提供する場合、逆拡散部(37、39)を介して受信された
サンプルは、an(i)=an I(i-δ1)+jan Q(i-δ1)に複素数PN
逆拡散される。
【００４４】図3は、複素数PN逆拡散の細部事項を示
す。
【００４５】PN逆拡散の出力は、ylm(i)=ylm I(i)+ jylm
Q(i)で表現される。
【００４６】図2におけるフィンガー1のためのスマート
アンテナプロセッサ38は、フリーPNプロセシングベクト
ルx l(i)=(xl、m=1(i)、...、 xl、m=M(i))T及びポスト-PN
プロセシングベクトルy l(i)=(yl、m=1(i)、...、 yl、
m=M(i))T、k番目のスナップショットに対してi=(k-1)
G、 ...、kGを取る。ここで、Gは、シンボル当たりPNチ
ップの数字であり、処理利得(64と同一)という。
【００４７】次いで、図2におけるスマートアンテナプ
ロセッサ38は、フィンガー1のための加重ベクトルwl(k)
=(wl、m=1(k)、 ...、wl、m=M(k))Tを発生させる。
【００４８】加重ベクトルw 1(k)は、チャネル推定とデ
ータシンボル復調のための受信機前端の代りにPN逆拡散
部（37、39）の後、印加される。
【００４９】図2において、m番目アンテナ(AntM)の夫々
のパイロットチャネル推定部(42、44)において、パイロ
ット補助チャネル推定は、次のように示す。
【数１２】 フィンガー1において、＊は、共役演算を表し、Npは、
推定ウィンドウでのチップの数である。
【００５０】トラフィックシンボル復調において、かけ
算器(40、41)から出力された加重PN逆拡散信号yl、m(i)w
l、m *(k)は、かけ算器(45、46)でウォルシュコード発生
器43により発生されたウォルシュコードの共役複素数bl
*(i)=b*(i-δ1)及びチャネル推定
【数１３】 とかけられ、その後、累積器(47、48)でシンボル間隔の
間に累積される。
【００５１】各累積器からの出力は、u1、m(k)により示
され、次のように示す。
【数１４】
【００５２】空間及び時間レイク結合は、累積器(49、5
0)で各々m及び1に対して遂行され、次のように示す。
【数１５】
【００５３】軟式判断変数u(k)は、ビータービ軟式判定
復調器(Viterbi soft decisiondecoder)151、または軟
式判定復調器152に提供され得る。
【００５４】本発明は、硬式判定152を適用し、コード
シンボル(ビット)エラー確率を分析及びシミュレートす
る。
【００５５】スマートアンテナアルゴリズム 図2において、スマートアンテナアレイプロセッサ38
は、フリーPNプロセシングデータx1(i)とポスト-PNプロ
セシングデータy1(i)の自動-相関行列Rxx(k)及びRyy(k)
を要求する。
【００５６】図4及び5は、フィンガー1に対し自動-相関
行列Rxx(k)及びRyy(k)を各々どのように適合に推定する
のかを示す。
【００５７】図4において、行列演算は、次の通り次の
ように表し得るである。
【数１６】 ここで、Hは、共役置換を示す。
【００５８】図5において、PN拡散サンプルであるy1、
m(i)は、Ryy(k)を推定するためのシンボル間隔の間、合
算される。
【００５９】トラフィックチャネル構成要素は、抑制さ
れ、パイロットチャネル情報は、直交ウォルシュコード
によって合算された後、通過される。
【００６０】自動-相関行列Ryy(k)は、次のように推定
することができる。
【数４】
【００６１】以下で、4個のスマートアンテナアルゴリ
ズムを説明する。その中の2個のスマートアンテナは、
新しく発明されたものであり、その一つは、Songなどに
より最近、発明された。また、残り一つは、Naguibなど
の論文に記載された最大SINR出力標準に基づいて、発明
者により変形されたスマートアルゴリズムである。
【００６２】1)ラグランジュかけ算器なしに最大出力電
力に基づいたスマートアンテナ。図6は、Yoo S.Song及
びHyuck M.Kwonにより発明されたスマートアンテナの動
作フローチャートとして、SINRを最大化する代わりに
B.Yangの論文(B.Yang、"An Extended of Signal Proce
ssing Letter、 vol.2、 no.9、 pp.179-182、 1995年9
月)に開示されたデフレーションを利用した写像近似副
空間追跡(PASTd:projection approximation subspace
tracking with deflation)を使用することによって、
平均自乗エラー(MMSE: mean square error)を最小化す
る。
【００６３】ラグランジュかけ算器は、使用されない。
最適アレイ加重ベクトルw(k)は、SINRが充分である時、
ステップ51及び52でy(k)自動相関行列の主要な固有ベク
トルに接近する。
【００６４】trが追跡演算の場合、高いSINRに対して費
用関数は、次のように示すことができる。
【数２】
【００６５】フィンガーインデックス1は、表記の簡潔
さのため、省略する。
【００６６】スナップショットインデックスkで更新さ
れた加重ベクトルw(k)は、次のように表現することがで
きる。
【数１】 ここで、▽(k)は、数式9で費用関数のMx1傾斜ベクトル
であり、＊は、共役演算、λ(k)は、自動-共分散行列Ry
y(k)の固有値であり、w1(k)は、w(k)の第一番目の要素
であり、ステップ53でz(k)は、アレイ出力である。
【数１７】 初期の加重ベクトルw(0)は、 (1、 ．．．、 1)Tに設
定される。固有値λ(k)は、次のように更新される。
【数３】 ここで、喪失係数(forgetting factor)fは、0.9に設定
され、初期固有値λ(0)は、Mに設定される。
【００６７】したがって、数１式、数３式、数１７式を
利用することにより、既存のアルゴリズムより極めて小
さなスナップショッ当たり4Mの演算周期のみが必要とな
る。
【００６８】数式２において、y(k)に対するw(k)w H(k)
演算は、恒等行列ではないとしても、y(k)からy(k)への
恒等写像となり、加重ベクトルが最適となる時、すなわ
ち、加重ベクトルw(k)が到達チャネルベクトルa(k)に比
例するならば、平均自乗エラーE[||y(k)-w(k)wH (k)y(k)
||2]は、0となることに注目すべきである。
【００６９】また、数式9において、第一番目の項は、
最適化と何ら関係がないし、第二番目と第三番目との項
の和は、−wH(k)Ryy(k)w(k)=−|z(k)|2となり、-w H(k)w
(k)=1である場合、負数の(negative)アレイ出力|z(k)|2
となる。すなわち、加重ベクトルw(k)が数式(9)で費用
関数を最小化すれば、アレイ出力電力z(k)は、最大とな
る。
【００７０】拡散利得が所望するユーザー信号が、アレ
イ出力電力を附与するのにおいて、優位を占めることが
でき、加重ベクトルのビームパターンが所望するユーザ
ー信号の方向を追跡できるように許すことを大概充足さ
せるため、このアルゴリズムは、2G、または3G CDMAシ
ステムにおいて効果的である。
【００７１】このアルゴリズムの短所は、他のユーザー
の数が少ない場合、PN逆拡散の後、所望しないユーザー
信号の電力が強ければ、最適加重ベクトルが所望しない
ユーザー信号方向を捜し出すことができるということで
ある。Shim et al.の論文でも、最大アレイ出力電力標
準の一種類が使用され、本発明における結果と類似の性
能を示している。
【００７２】しかし、Shim et al.の論文における最大
出力電力標準は、ラグラジュかけ算器方式を使用し、4M
でなく5.5Mである少し大きいビット演算ロードを導入し
ている。
【００７３】2)固有ベクトルを追跡する最大SINR出力に
基づいたスマートアンテナ 図7は、Naguib et al.の論文における最大SINR出力標準
に基づき、発明者により変形されたスマートアルゴリズ
ムのフローチャートを示す。
【００７４】ステップ61において、ユーザーのフィンガ
ーに対するポスト-PN相関信号ベクトルyは、スナップシ
ョットkにおいて、次のように表すことができる。
【数１８】 ここで、s(k)は、フェージングチャネルを介したM×1望
みのユーザー信号ベクトルであり、i(k)は、M×1 PN-拡
散干渉信号ベクトルであり、n(k)は、M×1熱雑音ベクト
ルであり、v(k)=i(k)+n(k)は、干渉及び雑音ベクトルで
ある。
【００７５】ステップ62において、スマートアンテナビ
ーム形成器の出力におけるSINRは、次のように表すこと
ができる。
【数１９】
【００７６】ステップ64において、最適加重ベクトル
は、次のように表すことができる。
【数５】 G=PN拡散処理利得、M×1x(i)のRxx(k)=M×M自動相関行
列、フリーPN逆拡散アレイサンプルベクトル、M×1 y
(k)のRyy(k)=M×M自動相関行列、ポスト-PN逆拡散アレ
イサンプルベクトル、及びv(t)は、所望しない信号であ
る。数式16において、定数ζは、ビーム形成器SINR出力
に影響を及ぼさない。Naguib et al.の論文で、チャネ
ルベクトルa(k)は、一般化された固有値問題点の主な固
有ベクトルとして推定される。
【数２０】
【００７７】ステップ63において、本発明におけるチャ
ネルベクトルa(k)が、次の数式を満足させるため、行列
Ryy(k)−Rxx(k)の最大固有値を有する固有ベクトルとし
て簡単に推定される。
【数２１】
【００７８】数２１式を使用することによって獲得され
た加重ベクトルが、出力SINRを最大化することも容易に
分かる。
【００７９】数２０式を使用するNaguibなどの論文にお
けるスマートアンテナアルゴリズムが、スナップショッ
ト当たりM2以上の計算量を有する反面、数２１式を使用
するスマートアンテナの演算ロードは、スナップショッ
ト当たりM2の計算量である。
【００８０】チャネルベクトルの繰り返し的な推定は、
Golub et al.の著書(G.H.Goluband C.F.Loan、 Mat
rix Computations、Baltimore and London、 Johns H
opkins University Press、 second edition、1989)に
記載された電力方式繰り返しと共に、夫々のユーザーフ
ィンガーのため、Naguibなどの論文で使用される。R
xx(k)ハット, Ryy(k)ハット, Rzz(k)ハットに対する時
間-更新数式は、次のように表すことができる。
【数２２】
【数２３】
【数２４】 ここで、fは喪失係数（forgetting factor）である。
【００８１】3)固有ベクトル探索なしに最大SINR出力に
基づいたスマートアンテナ 図8は、Naguibなどの論文における最大SINR標準に基づ
いて、同じ発明者により発明された簡略化されたスマー
トアルゴリズムを示す。
【００８２】スマートアンテナ加重ベクトルは、他のTD
MAやFDMAでないDS-CDMAシステムの長所を開発するた
め、Naguibなどの論文のように、ポスト-PNプロセシン
グの後に適用される。
【００８３】ステップ73において、ポスト-PN逆拡散ア
レイサンプルベクトルx(k)の自動相関行列Rxx(k)は、通
常的に現在のスナップショット間隔におけるサンプルを
利用して獲得し得る。
【００８４】SINRを最大化する最適加重ベクトルは、w
(k)に関してSINRの傾斜ベクトル▽(k)を取ることによっ
て繰り返し的に更新することができる。
【００８５】そして、ステップ74及び75において、新し
い最適加重ベクトルは、次のように獲得されることがで
きる。
【数７】 ここで、μは、収束パラメーターであり、Gは、シンボ
ル当たりチップの数と同じPN処理利得であり、z(k)は、
アレイ出力である。
【数２５】
【００８６】数７式、数１７式、数２５式は、いかなる
固有値や固有ベクトルの演算、行列の逆関数計算も要求
しなく、スカラーとベクトルとのかけ算(multiplicatio
n)及び行列とベクトルとの積(product)だけを要求す
る。
【００８７】従って、発明されたアルゴリズムでアレイ
出力z(k)を得るための全体演算ロードは、スナップショ
ット当たり2M2+4Mであり、これは、Naguibなどの論文に
おける既存のアルゴリズムの演算ロードよりはるかに小
さい。
【００８８】4)固有ベクトル探索なしに、最大SINR出力
に基づいた、さらに簡略化されたスマートアンテナ 図9は、数２６式のようなRxx(k)の近似値を取ることに
よって、数７式、数２５式の簡略化を示す。
【数２６】 これは、ステップ82において、スカラーg(k)を次のよう
に定義することによって通常的に有効である。
【数２７】
【００８９】ステップ82及び83において、数７式及び数
２５式は、次の通りである。
【数８】
【数２８】 ここで、fは喪失係数(forgetting factor)である。
【００９０】数８式、数１７式、数２６式〜数２８式
は、いかなる固有値や固有ベクトルの演算、行列の逆関
数、行列とベクトルとの積(product)も要求しなく、単
にスカラーとベクトルとのかけ算(multiplication)だけ
を要求する。
【００９１】従って、数８式、数１７式、数２８式にお
いて簡略化されたアルゴリズムを有するアレイ出力z(k)
を得るための全体演算ロードは、既存のアルゴリズムの
演算ロードよりはるかに小さなスナップショット当たり
4Mの計算量を有する。
【００９２】分析 多重経路フェージングの位相は、フェージング比率がス
ナップショット(シンボル)比率に比べて低い場合、スマ
ートアンテナ加重ベクトル更新プロセスに影響を及ぼさ
ないのであるが、これは、大部分の実際適用において事
実である。
【００９３】多重経路フェージングの絶対値のみが加重
更新プロセシングに影響を及ぼす。このような事実は、
以下で証明される。
【００９４】スナップショットK-1で正常状態加重ベク
トルは、チャネルベクトルa(k)に比例し、次のように表
すことができる。
【数２９】
【００９５】図5において、パイロットチャネルからの
ポスト-PN逆拡散信号y(k)は、次のように表すことがで
きる。
【数３０】
【００９６】アンテナアレイ出力z(k)は、次のように表
すことができる。
【数３１】
【００９７】例えば、最大出力電力標準がスマートアン
テナプロセッサのため、取られるならば、数１式で更新
された加重ベクトルは、次のように表すことができる。
【数３２】
【００９８】ここでc(k)=[1-|z(k)|2/λ(k)]であり、上
記数式の右側は、共役かけ算によりフェージング位相φ
(k)と独立である。このような事実は、シミュレーショ
ンに有用である。
【００９９】また、個々のユーザーnからの入射角θ
n(k)が連続的に変化されるとしても、スナップショット
間隔で所望しない信号全体の位相は、均一ランダム変数
(uniform random variable)でモデリング(modeling)で
きる。このような事実は、シミュレーション時間を減少
させるのに有用である。
【０１００】GaVg(θ1)を望みのユーザーからの入射角
がθ1である場合、スマートアンテナにより獲得された
干渉に反する抑圧利得を示す。このような内容は、Yoo
S.Song及びHyuck M.Kwonの論文に詳細に説明されてい
る。
【０１０１】すると、GaVg(θ1)は、1より小さいか同じ
であり、抑圧された干渉出力電力は、スマートアンテナ
がない場合の干渉電力がI=(N-1)Pである場合、スマート
アンテナを使用すれば、GaVg(θ1)となる。
【０１０２】図18は、θ1に対して3個の平均角度利得、
すなわち、実数成分GaVgに対する角度利得、虚数成分G
aVg、Imに対する角度利得及び実数成分と虚数成分角度利
得の和GaVgを示している。
【０１０３】もし、変調方法が直交位相シフトキー(QPS
K: quadrature phase shift keying)の代わりにバイナ
リ-位相シフトキー(BPSK: binary phase shift keying)
であれば、ビット決定が失敗成分に基づいたため、実数
成分角度利得GaVg、Reが使用されるべきである。
【０１０４】もし、変調方法がCDMA2000で使用されるこ
とのようなQPSKであれば、実数成分及び虚数成分角度利
得の合計GaVgが使用されるべきである。
【０１０５】同様に、M個のアンテナのスマートアンテ
ナアレイが適用される場合、有効出力熱雑音電力は、M
により減少されることをYoo S.Song及びHyuck M.Kwonの
論文で分かる。ρcは、第1番目の多重経路の平均出力SI
NRを表す。
【０１０６】すると、ρcは、次のように表すことがで
きる。
【数３３】 ここで、αl 2バーは、第1番目多重経路フェージングの
平均電力である。
【０１０７】もし、従来の多重アンテナアレイが加重処
理なしに使用されるならば、SINR改善は、単に熱雑音に
対してのみ獲得し得る。干渉に対するいかなる空間抑圧
利得もない。
【０１０８】これは、次のように説明することができ
る；熱雑音がないと仮定しよう。次いで、あらゆるアン
テナは、同じ干渉信号を受信する。従来のアレイアンテ
ナは、信号と干渉電力全部を因数Mほど増加させる。従
って、アレイアンテナの適用が信号対-干渉出力電力比
を改善させない。これから、いかなる干渉もないと仮定
し、単に独立的な熱雑音のみがそれぞれのアンテナに付
加されると仮定しよう。すると、信号出力電力は、因数
Mほど増加される。
【０１０９】すると、ρcは、I0=(N-1)P/[W=1Tc]の場
合、スマートアンテナのない従来のアレイアンテナに対
して、次のように表すことができる。
【数３４】
【０１１０】均等利得合成(EGC: Equal gain combinin
g)受信機は、スマートアンテナの後に使用され、独立的
な雑音がそれぞれのダイバーシチ(diversity)チャネル
に付加される。
【０１１１】合成器の出力において、SINRは、チャネル
SINRsの和である。J.S.Lee及びL.E.Millerの著書(J.S.L
ee、L.E.Miller、"CDMA System Engineering Handboo
k、Artech House Publishers、 1998)959ページに記載
されたことのように、L個の独立的なレイリー(Rayleig
h)フェージング経路下で全体BER数式は、スマートアン
テナプロセッサを使用するCDMAに適用されることがで
き、次のように表すことができる。
【数３５】 ここで、pは、l番目の多重経路フェージング下における
シンボルエラー確率であり、次のように表すことができ
る。
【数３６】
【０１１２】シミュレーションと結果分析 シミュレーションにおいて、他のユーザーは、各々一つ
の多重経路を有しており、望みのユーザー信号におい
て、他の多重経路は、干渉として取り扱われると仮定す
る。従って、数１１式において、m番目のアンテナでの
受信信号は、次のように近似化される。
【数３７】 数３７式において、第一番目の項は、望みのユーザー(n
=1,1=1)からの望みのフィンガー信号を示す。高速シミ
ュレーションのため、干渉Aすなわち数式３７における
第２番目の項は、次のように簡略化される。
【数３８】 I(t)は、平均0及び(N-1)と同じ分散を有する白色ガウス
ランダムプロセスであり、θ(t)は、-π/2からπ/2まで
均一に分配されたランダムプロセスである。単位時間t
は、PNチップ間隔により設定される。
【０１１３】図10Aないし10Cは、数３８式の左側を使用
することによって、他の信号の数(N-1)が各々10、30、7
0ある場合、アンテナアレイの２番目の要素における実
際干渉モデルに対する実数成分及び虚数成分の平均及び
分散を示す。水平軸は、フレームインデックス(frame i
ndex)を示す。
【０１１４】図10Dは、他の信号の数が70である場合、
実際モデルに対する実数成分及び虚数成分の和を示す。
【０１１５】図10Eないし10Gは、他の信号の数(N-1)が
各々10、30、70である場合、数３８式の右側を使用する
ことによって、アンテナアレイの２番目の要素における
簡略化された干渉モデルに対する実数成分及び虚数成分
の相応平均及び分散を示す。
【０１１６】図10Hは、他の信号の数が70である場合、
簡略化されたモデルに対する実数成分の分散と虚数成分
との分散の和を示す。簡略化された干渉モデルのサンプ
ルが白色ガウスモデルによって相関性がないのに対し、
実際干渉モデルのサンプルは、ユーザー等の絶え間ない
動きにより相関されることが観測される。
【０１１７】図19は、実際及び簡略化された干渉の平均
と分散とそれらの差を示す。他の信号の数が増加すれ
ば、両モデル間の分散の差は減少される。
【０１１８】図11は、実際及び簡略化された干渉モデル
に対する信号の数(N)対シミュレーションBER結果を示
す。
【０１１９】スマートアンテナの理論上BER結果は、M=3
アンテナとL=2均等強度ジェイクフェージング多重経
路、すなわちαl=1 2バー=αl=2 2バー=0.5である場合、5
0km/hと同じ移動速度であると仮定する場合の比較を示
す。ビットエネルギ対熱雑音プラス密度比(Eb/N0)が20d
Bとなるように選択される。ラグランジュかけ算器なし
に最大出力電力標準が使用される。実際干渉モデルと簡
略化された干渉モデルとの間のBER差は、微々たるもの
であり、両方とも理論上のBER結果に近い。
【０１２０】図12は、CDMA2000逆方向リンクにおけるパ
イロット-補助チャネル推定によるBER下落を示す。ラグ
ランジュかけ算器なしに、最大出力電力標準が使われ
る。3個のユーザーの数N対BER曲線が図示される。
【０１２１】3個の曲線は、(a)完壁なチャネル推定を仮
定する数式（35）及び（37）を使用する理論上のBER結
果であり、（b）完壁なチャネル情報αl(i)ejψi(i)を
有するシミュレーションBERであり、(c)図1におけるパ
イロット-補助チャネル推定を有するシミュレーションB
ERである。
【０１２２】パイロットチャネル推定による下落は、微
々たるものであることが観察される。
【０１２３】数１式、数３式、数７式において、最大出
力電力標準に基づいたスマートアンテナとして、M=3ア
ンテナが使用された。
【０１２４】パイロットチャネル推定ウィンドウにおけ
るチップの数Npは、128に選択される。
【０１２５】スマートアンテナアレイがない場合、信号
対熱雑音入力比Eb/N0は、20dBに設定される。
【０１２６】L=2均等強度ジェイクフェージング多重経
路、すなわち、αl=1 2バー=αl=2 2バー=0.5である時、
移動速度が50km/hであると仮定してシミュレートされ
る。
【０１２７】ユーザーの数Nが30より小さいか同じであ
る場合、N-1個の他のユーザー入射角は、線形的に変わ
ると仮定される。すなわち、数式(40)において、左側の
実際干渉モデルが使用される。
【０１２８】ユーザーの数が30より大きい場合、全体干
渉は、入射角が均一に分布され、ゼロ(0)平均を有する
ガウス変数幅と与えられた干渉電力(N-1)とを有してシ
ミュレートされる。すなわち、数式(40)の右側の簡略化
された干渉モデルが使用される。
【０１２９】個別ユーザーのため、連続的に変わる入射
角モデルと全体他のユーザーのためのランダム入射角モ
デル間のBER差は、N>30である場合、無視できる。
【０１３０】望みのユーザーの入射角がスナップショッ
ト当たり0.01゜ずつ線形的に変わる。
【０１３１】収束パラメーターμ=0.0001は、シミュレ
ーションの間、続いて使用された。
【０１３２】図13Aは、M=3アンテナがL=2均等強度ジェ
イク多重経路フェージング下で使用される場合、4個の
スマートアンテナに対する相応するシミュレーションBE
R結果を示す。
【０１３３】（数３３式、数３５式を使用する）理論上
のスマートアンテナと(数３４式、数３５式を使用する)
従来のアレイアンテナBER結果を比較のため、示され
る。
【０１３４】ユーザーからの入射角は、セクター内で均
一に分布される。
【０１３５】4個のあらゆるスマートアンテナアルゴリ
ズムがほとんど同一に遂行されることがわかる。
【０１３６】最大出力電力標準は、最上の性能を導く。
【０１３７】固有ベクトル探索なしに、最大SINR標準に
基づいた簡略化されたアンテナの性能が最も悪い。
【０１３８】全てのスマートアンテナアルゴリズムのBE
R結果は、理論的なことに近い、従来のアレイアンテナ
と比較して相当な性能改善を示している。
【０１３９】例えば、M=3の従来のアンテナアレイがL=2
均等強度ジェイク多重経路フェージング下で3×10-2BER
で単に10個のユーザーのみを支援できる反面、M=3スマ
ートアンテナプロセシングを有するCDMAは、24個のユー
ザーを支援し得る。
【０１４０】図20は、図13A及び13BにおけるBER結果に
相応するシミュレーション及び理論的BER結果を示す。
【０１４１】図13Bは、M=10アンテナが使用される場
合、4個のスマートアンテナアルゴリズムに相応するシ
ミュレーションBER結果を示す。
【０１４２】従来のアレイアンテナと比較して、相当に
性能が改善されたことが分かる。
【０１４３】例えば、M=10の従来のアンテナアレイがL=
2均等強度ジェイク多重経路フェージング下で、3×10-2
BERにおいて、単に10個のユーザーのみを支援し得るの
に対し、M=10スマートアンテナプロセシングを有するCD
MAは、57個のユーザーを支援し得る。
【０１４４】図20は、図13A及び13BにおけるBER結果に
相応するシミュレーション及び理論的BER結果を示す。
【０１４５】図14Aは、M=3である場合αl=1 2バー=0.9及
びαl=2 2バー=0.1を有する非均等強度多重経路下におい
て、スマートアンテナアルゴリズムに相応するシミュレ
ーションBER結果を示す。
【０１４６】理論上のスマートアンテナBER結果は、(M=
3、L=1)及び(M=3、L=2)を有する均等強度に関する。
【０１４７】(M=3、L=1)を有する従来のアレイアンテナ
は、比較のため、図示される。
【０１４８】非均等強度フェージング下における4個の
スマートアンテナシミュレーションBER結果全部がL=1経
路フェージング及び理論上のスマートアンテナBER結果
に近接していることが分かる。これは、弱い経路フィン
ガーと比較してみれば、強度0.9を有する強い経路から
のフィンガー出力が優勢であるため合理的である。
【０１４９】また、ユーザーの数が増加することによっ
て、ラグランジュかけ算器なしに、数１式、数１７式を
使用する最大出力電力標準に基づいたスマートアンテナ
が他のスマートアルゴリズムより、少し優秀であること
が観察される。
【０１５０】ユーザーの数が減少することによって、固
有ベクトル探索を有し、数５式、数２０式〜数２２式、
数２４式を使用する最大SINR標準に基づいたスマートア
ンテナは、他のスマートアルゴリズムよリ、少し優秀で
ある。
【０１５１】他のスマートアンテナアルゴリズムが瞬時
更新、すなわち、スナップショット当たり一つのシンボ
ルを使用するのに対し、固有ベクトル探索を有する最大
SINR標準に基づいたスマートアンテナアルゴリズムは、
スナップショット当たり8個のシンボルを取る。
【０１５２】図14Bは、M=10である場合αl=1 2バー=0.9
及びαl=2 2バー=0.1を有する非均等強度多重経路下にお
いて、スマートアンテナアルゴリズムに相応するシミュ
レーションBER結果を示す。
【０１５３】ユーザーの数が増加することによって、固
有ベクトル探索なしに数７式、数２５式を使用する最大
出力電力標準に基づいたスマートアンテナが他のスマー
トアルゴリズムより、少し優秀であることが観察され
る。
【０１５４】図21は、図14A及び14Bにおける結果に相応
するシミュレーション及び理論上のBER結果を示す。
【０１５５】図15Aは、他の全てのユーザーが一群の領
域内に位置し、ユーザーの入射角が25゜から±5゜内で
あると仮定することにより、M=3に対する相応するシミ
ュレーションBER結果を示す。4個のスマートアンテナア
ルゴリズムは、αl=1 2バー=0.9及びαl=2 2バー=0.1有す
る非均等強度多重経路下において考慮される。
【０１５６】(M=3、L=2)を有するが、スマートアンテナ
アルゴリズムがない従来のアンテナの比較のため、示
す。
【０１５７】(M=3、L=1)及び(M=3、L=2)を有する理論上
のスマートアンテナBER結果が、均等強度フェージング
に対して示される。
【０１５８】固有ベクトル探索なしに、数５式、数２０
式〜数２４式を使用する最大SINR標準に基づいたスマー
トアンテナは、ユーザーの数が増加することによって、
L=1である理論的なスマートアンテナBER結果及び(M=3、
L=2)を有する従来のアンテナより悪い可能性もあり得
る。
【０１５９】固有ベクトル探索なし数７式、数２５式を
使用する最大SINR標準に基づいたスマートアンテナは、
他のアルゴリズムより、優秀なBER結果を導くことがで
きる。
【０１６０】図15Bは、他のあらゆるユーザーが一群の
領域内に位置し、ユーザー等の入射角が25゜から±5゜
内と仮定することにより、M=10に対し相応するシミュレ
ーションBER結果を示す。
【０１６１】固有ベクトルを探索し、数５式、数２０式
〜数２４式を使用する最大SINR標準に基づいたスマート
アンテナは、(M=10、L=2)を有する従来のアンテナより
悪い可能性もありえる。
【０１６２】最大SINR標準に基づいたスマートアンテナ
は、最上である。
【０１６３】図22は、図15A及び15Bにおける結果と相応
するシミュレーション及び理論的BER結果を示す。
【０１６４】図16及び17は、望みの経路信号の入射角が
0゜から60゜の間で線形に変わり、あらゆる干渉入射角
が25゜から±5゜内にある場合、弱い経路と強い経路に
対するアンテナ追跡角度の相応行為を各々示す。
【０１６５】固有ベクトル探索を有し、最大SINR出力標
準に基づいたスマートアルゴリズムと固有ベクトル探索
なしに、最大SINR出力標準に基づいたスマートアルゴリ
ズム全部が使用される。
【０１６６】上記図面は、3個の創造的なアルゴリズム
が固有ベクトルを有する最大SINRに基づいた他の創造的
なアルゴリズムより、優秀なBER結果を導くことができ
るのかを示す。
【０１６７】図16及び17は、固有ベクトル探索なしに、
最大SINRに基づいた創造的なアルゴリズムの角度追跡能
力が干渉信号の入射角が所望する信号の入射角、すなわ
ち、図16と17において、2000から3000までのスナップシ
ョットインデックスに近い場合、固有ベクトル探索を有
したものより優秀であることを示す。
【０１６８】これは、Naguibの論文と同じ固有ベクトル
探索を有するもう一つの創造的なアルゴリズムが、いか
なる収束パラメーターも使用しない反面、固有ベクトル
探索がない創造的なアルゴリズムが、小さな収束パラメ
ーターμ=0.0001を適用し、加重ベクトルの更新増加量
が小さいためである。
【０１６９】更新増加量は、大きくなることができ、結
果角度は、追跡から抜け出ることができる。
【０１７０】結論 複素数(交差)PN拡散及び逆拡散は、CDMA2000逆方向リン
ク構成によって移動送信機と基地局受信機で使用され
る。その上、パイロットチャネルは、CDMA2000逆方向リ
ンクで説明されたことのように使われた。
【０１７１】推定ウィンドウの大きさが、L=2均等強度
多重経路フェージング下において、M=3アンテナのスマ
ートアンテナにおいてシンボル当たり128個のチップで
ある場合、パイロットチャネルによるBER下落は、完壁
なチャネル推定を有するBERと比較して、微々たるもの
であることが観察される。
【０１７２】4個の創造的なスマートアンテナアルゴリ
ズムは、交差PN拡散及び逆拡散を有するパイロット-補
助CDMAシステムに対して使われた；(1)ラグランジュか
け算器なしに、最大出力電力標準に基づいたスマートア
ンテナ、(2)Naguibの論文のように少ない演算を要求す
るが、等価BERの固有ベクトル探索を有する最大出力SIN
R標準に基づいたスマートアンテナ、(3)固有ベクトル探
索なしに最大出力SINR標準に基づいたスマートアンテ
ナ、及び(4)固有ベクトル探索なしに最大出力SINR標準
に基づいたさらに簡略化されたスマートアンテナ。
【０１７３】実際チャネルモデルに対し、均等及び非均
等強度多重経路フェージングは、ジェイクモデルを有す
ることが使われた。また、一群の干渉ユーザー及び散在
した干渉ユーザー全部が考慮された。理論的及びシミュ
レーションBER結果全部が比較のため獲得された。
【０１７４】ラグランジュかけ算器を有するdskgは、最
大出力電力標準に基づいたスマートアンテナと固有ベク
トル探索なしに最大出力SINR標準に基づいたスマートア
ンテナが全部がほかアンテナより優秀に遂行される。
【０１７５】その上、干渉ユーザーが群がっていたり、
チャネルが非均等強度フェージングである場合、3個の
創造的なスマートアンテナアルゴリズムのBER性能がNag
uibの論文におけるBER性能よりさらに優秀であることが
わかる。
【０１７６】さらに、3個の創造的なアルゴリズムのス
ナップショット当たり演算ロードは、既存のことより相
当に小さい。従って、3個の創造的なスマートアンテナ
アルゴリズムは、合理的かつ実際的な演算ロードを有す
し、容量を増加させる3G及び未来のCDMAシステムのため
に勧告される。
【図面の簡単な説明】
【図１】 CDMA2000逆方向リンクの構成3に基づいた複
素数PN-拡散を示すブロック図。
【図２】 CDMA2000逆方向リンク用スマートアンテナプ
ロセッサを有する受信機の全体ブロック図。
【図３】 CDMA2000無線構成3における逆方向トラフィ
ックチャネル用複素数PN-逆拡散を示す図面。
【図４】 前(pre)-PN逆拡散アレイサンプルベクトルx
(k)の自動-相関行列推定器Rxx(k)を示す図面。
【図５】 後(post)-PN逆拡散アレイサンプルベクトルy
(k)の自動-相関行列推定器Ryy(k)を示す図面。
【図６】 本発明の一実施例にかかるラグランジュ(Lag
range)かけ算器なしに、最大出力標準に基づいたスマー
トアンテナの動作を示すフローチャート。
【図７】 本発明の他の実施にかかる固有ベクトル探索
を有する最大SINR標準に基づいたスマートアンテナの動
作を示すフローチャート。
【図８】 本発明の他の実施例にかかる固有ベクトル探
索なしに、最大SINR標準に基づいたスマートアンテナの
動作を示すフローチャート。
【図９】 本発明の他の実施例にかかる固有ベクトル探
索なしに最大SINR標準に基づいたさらに簡略化されたス
マートアンテナの動作を示すフローチャート。
【図１０Ａ】 実際干渉モデルが、N=10ユーザーのた
め、使用される場合、アンテナアレイベクトルの２番目
要素の実数及び虚数成分の平均及び分散を平均及び分散
を示すグラフ。
【図１０Ｂ】 実際干渉モデルが、N=30ユーザーのた
め、使用される場合、アンテナアレイベクトルの２番目
要素の実数及び虚数成分の平均及び分散を示すグラフ。
【図１０Ｃ】 実際干渉モデルがN=70ユーザーのため、
使用される場合、アンテナアレイベクトルの２番目要素
の実数及び虚数成分の平均及び分散を示すグラフ。
【図１０Ｄ】 実際干渉モデルが、N=70ユーザーのた
め、使用される場合、アンテナアレイベクトルの２番目
要素の実数及び虚数成分の和を示すグラフ。
【図１０Ｅ】 簡略化された干渉モデルが、N=10ユーザ
ーのため、使用される場合、アンテナアレイベクトルの
２番目要素の実数及び虚数成分の平均及び分散を示すグ
ラフ。
【図１０Ｆ】 簡略化された干渉モデルが、N=30ユーザ
ーのため、使用される場合、アンテナアレイベクトルの
２番目要素の実数及び虚数成分の平均及び分散を示した
グラフ。
【図１０Ｇ】 簡略化された干渉モデルが、N=70ユーザ
ーのため、使用される場合、アンテナアレイベクトルの
２番目要素の実数及び虚数成分の平均と分散を表したグ
ラフ。
【図１１】 シミュレーションBER結果対簡略化及び実
際干渉モデルに対する信号の数Nを示すグラフ。理論上
のスマートアンテナBER結果は、M=3アンテナである場
合、L=2均等強度ジェイクフェージング多重経路、移動
速度=50km/h、Eb/N0=20dBを示す。ラグランジュかけ算
器なしに、最大出力電力標準が使用される。
【図１２】 CDMA2000逆方向リンクにおけるパイロット
-補助チャネル推定を採択することによって、BER低下を
示すグラフ。均等強度多重経路フェージング、M=3アン
テナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを仮定する。
【図１３Ａ】 均等強度多重経路フェージング、M=3ア
ンテナ、L=2経路、Eb/N0=20dBという仮定下で、スマー
トアンテナに対するBER結果を示すグラフ。
【図１３Ｂ】 均等強度多重経路フェージング、M=10ア
ンテナ、L=2経路、E b/N0=20dBという仮定下で、スマー
トアンテナに対するBER結果を示すグラフ。
【図１４Ａ】 αl=1 2バー=0.9及びαl=2 2バー=0.1を有
する非均等強度多重経路フェージング下において、スマ
ートアンテナに対するBER結果を示すグラフ。M=3アンテ
ナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを仮定する。
【図１４Ｂ】 αl=1 2バー=0.9及びαl=2 2バー=0.1を有
する非均等強度多重経路フェージング下でスマートアン
テナに対するBER結果を示したグラフ。M=10アンテナ、L
=2経路、Eb/N0=20dBを仮定する。
【図１５Ａ】一群の干渉及びαl=1 2バー=0.9及びαl=2 2
バー=0.1を有する非均等強度多重経路フェージング下に
おいて、スマートアンテナに対するBER結果を示すグラ
フ。M=3アンテナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを仮定する。
【図１５Ｂ】 一群の干渉及びαl=1 2バー=0.9及びα
l=2 2バー=0.1を有する非均等強度多重経路フェージング
下において、スマートアンテナに対するBER結果を示す
グラフ。M=10アンテナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを仮定す
る。
【図１６】 一群の干渉及びαl=1 2バー=0.9及びαl=2 2
バー=0.1を有する非均等強度多重経路フェージング下に
おいて、スマートアンテナに対する弱い経路の角度追跡
動作を示す図面。M=3アンテナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを
仮定する。
【図１７】 一群の干渉及びαl=1 2バー=0.9及びαl=2 2
バー=0.1を有する非均等強度多重経路フェージング下に
おいて、スマートアンテナに対する強い経路の角度追跡
動作を示す図面。M=3アンテナ、L=2経路、Eb/N0=20dBを
仮定する。
【図１８】 希望信号の入射角θ1に対する平均各利得
を示す表。
【図１９】 実際及び簡略化された干渉モデルの比較を
表した表。
【図２０】 均等強度チャネル(0.5、0.5)、L=2、Eb/N0
=20dB下におけるBERを示す表。
【図２１】 非均等強度チャネル(0.9、0.1)、L=2、Eb/
N0=20dB下におけるBERを示す表。
【図２２】 非均等強度チャネル(0.9、0.1)、L=2、Eb/
N0=20dB及び一群の干渉下におけるBERを示す表。
【符号の説明】
37、39 拡散ブロック 42、46 パイロットチャネル推定ブロックパイロッ
トチャネル推定ブロック 43 ウォルシュコード発生器 151 ビーター比軟式判定ブロック 152 硬式判定ブロック復調ビット

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 スマートアンテナシステムで使用するた
    めのものとして、ラグランジュかけ算器なしに、最大出
    力電力標準に基づいて、チャネル推定及びデータシンボ
    ル復調のため、受信機の前端の代りに擬似雑音(PN)逆拡
    散の後印加される加重ベクトルを生成するための方法に
    おいて、 初期加重ベクトルw(0)及び初期固有値λ(0)を設定する
    ステップと、 新しいポスト-PNプロセシングデータy(k)を受信するス
    テップと、 スナップショットインデックスkで加重ベクトルw(k)を 【数１】 下記のように更新するステップとを含み、 ここで、▽(k)は、 【数２】 で費用関数のMx1傾斜ベクトルであり、＊は、共役演
    算、λ(k)は、自動-共分散行列Ryy(k)の固有値であり、
    w1(k)は、w(k)の第一番目の要素であり、z(k)は、(12)
    のようなアレイ出力であり、ここでHは、共役置換を示
    す加重ベクトル生成方法。
  2. 【請求項2】 初期加重ベクトルw(0)が(1、 ...、 l)T
    に設定されれば、固有値λ(k)は、 【数３】 のように更新され、ここで、喪失係数fは、0.9に設定さ
    れ、初期固有値λ(0)は、Mに設定される請求項1に記載
    の加重ベクトル生成方法。
  3. 【請求項3】 最適アレイ加重ベクトルw(k)は、SINRが
    十分である場合、y(k)の自動相関行列の固有ベクトルに
    近接し、費用関数は、 【数２】 の通りであり、ここで、trは、追跡演算であり、Ryy(k)
    は、自動相関行列である請求項2に記載の加重ベクトル
    生成方法。
  4. 【請求項4】 自動相関行列は、 【数４】 である請求項3に記載の加重ベクトル生成方法。
  5. 【請求項5】 加重ベクトルw(k)が到達チャネルベクト
    ルa(k)に比例すれば、加重ベクトルが最適である時、平
    均自乗エラーE[||y(k)-w(k)wH (k)y(k)||2]は、ゼロ(0)
    となる請求項4に記載の加重ベクトル生成方法。
  6. 【請求項6】 加重ベクトルw(k)が費用関数を最小化さ
    せれば、アレイ出力z(k)の電力が最大となる請求項5に
    記載の加重ベクトル生成方法。
  7. 【請求項7】 スマートアンテナシステムに用いられる
    ためのものとして、最大信号対干渉-プラス雑音出力電
    力比(SINRo)標準に基づいて、チャネル推定及びデータ
    シンボル復調のため、受信機の前端の代りに擬似雑音(P
    N)逆拡散の後に印加される加重ベクトルを生成するため
    の方法において、 新しいポスト-PNプロセシングベクトルy(i)と新しいポ
    スト-PNプロセシングベクトルx(i)とを受信するステッ
    プと、 スナップショットkでユーザーのフィンガーに対するポ
    スト-PN相関信号ベクトルyをy(k)=s(k)+i(k)+n(k)=s(k)
    +v(k)のように設定するステップ（ここで、s(k)は、フ
    ェージングチャネルを介したM×l個の所望のユーザー信
    号ベクトルであり、i(k)は、M×l個のPN-拡散干渉信号
    ベクトルであり、n(k)は、M×l個の熱雑音ベクトルであ
    り、v(k)=i(k)+n(k)である）と、最適加重ベクトルw(k)
    を次のように計算するステップと、 【数５】 であり、 Gは、PN拡散処理利得であり、Rxx(k)は、M×1 x(i)のM
    ×M自動相関行列及びフリーPN逆拡散アレイサンプルベ
    クトルであり、Ryy(k)は、M×1 y(k)のM×M自動相関行
    列及びポスト-PN逆拡散アレイサンプルベクトルであ
    り、a(k)は、チャネルベクトルであり、加重ベクトルを
    生成する加重ベクトル生成方法。
  8. 【請求項8】 上記チャネルは、チャネルベクトルa(k)
    が 【数６】 により獲得されるため、行列Ryy(k)-Rxx(k)の最大固有
    値を有する固有ベクトルに推定される請求項7に記載の
    加重ベクトル生成方法。
  9. 【請求項9】 スマートアンテナシステムに,用いられる
    ためのものとして、 最大信号対干渉-プラス-雑音出力電力比(SINRo)標準に
    基づいて、チャネル推定及びデータシンボル復調のた
    め、受信機の前端の代りに擬似雑音(PN)逆拡散の後に印
    加される加重ベクトルを生成するための方法において、 初期加重ベクトルw(0)及び分散パラメーターを設定する
    ステップと、 新しいポスト-PNプロセシングベクトルy(i)及び新しい
    ポスト-PNプロセシングベクトルx(i)を受信するステッ
    プと、 現在スナップショット間隔にサンプルに基づいてフリー
    PN逆拡散アレイサンプルベクトルx(k)の自動相関行列Rx
    x(k)を獲得するステップと、w (k)に対して、信号対雑音比(SINR）の傾斜ベクトル▽
    (k)を取ることによって、最適加重ベクトルを繰り返し
    的に更新するステップとを含み、 新しい最適加重ベクトルは、 【数７】 により獲得され、ここで、μは、収束パラメーターであ
    り、Gは、シンボル当たりチップの数と同じPN処理利得
    であり、z(k)は、アレイ出力であり、D(k)=Gw H(k-1)Rxx
    (k)w(k-1)-|z(k)|2加重ベクトルを生成する加重ベクト
    ル生成方法。
  10. 【請求項10】 Rxx(k)の近似値がRxx(k)=x(k)x(k)Hであ
    り、スカラーg(k)がg(k)=w H(k-1)x(k)であり、新しい最
    適加重ベクトルが 【数８】 と、C(k)=fC(k-1)+G|g(k)|2-|z(k)|2により獲得され、f
    は、喪失因数である請求項9に記載の加重ベクトル生成
    方法。
JP2000344528A 1999-11-10 2000-11-10 Ｉｍｔ−２０００コード分割多重無線通信用スマートアンテナ Pending JP2001203527A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16455299P 1999-11-10 1999-11-10
US60/164552 1999-11-10

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2001203527A true JP2001203527A (ja) 2001-07-27

Family

ID=22595019

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000344528A Pending JP2001203527A (ja) 1999-11-10 2000-11-10 Ｉｍｔ−２０００コード分割多重無線通信用スマートアンテナ

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6587451B1 (ja)
EP (2) EP1401121A3 (ja)
JP (1) JP2001203527A (ja)
KR (1) KR100735813B1 (ja)
CN (1) CN1187924C (ja)
AT (1) ATE301889T1 (ja)
DE (1) DE60021832D1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7660561B2 (en) 2002-03-08 2010-02-09 Interdigital Technology Corporation Method and system for implementing smart antennas and diversity techniques
JP2017152829A (ja) * 2016-02-23 2017-08-31 三菱電機株式会社 信号処理装置及びアレーアンテナ装置

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1625281A (zh) * 2003-12-01 2005-06-08 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于具有多个天线阵元的移动终端的通信方法及装置
KR100651962B1 (ko) * 2000-09-02 2006-11-30 엘지전자 주식회사 적응 안테나 어레이 시스템에서의 신호처리 방법
JP3601598B2 (ja) * 2001-05-11 2004-12-15 日本電気株式会社 適応アンテナ受信装置
US7023931B2 (en) * 2001-11-05 2006-04-04 Texas Instruments Incorporated System and method for soft slicing
KR20030040655A (ko) * 2001-11-15 2003-05-23 주식회사 세스텍 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는 에레이 안테나시스템의 신호처리 방법 및 장치
KR20030039903A (ko) * 2001-11-16 2003-05-22 주식회사 세스텍 행렬처리방식의 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는에레이 안테나 시스템의 신호처리 방법 및 장치
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
KR20030050338A (ko) * 2001-12-18 2003-06-25 엘지전자 주식회사 가중치 갱신 방법
US6882833B2 (en) * 2002-02-22 2005-04-19 Blue7 Communications Transferring data in a wireless communication system
KR100478382B1 (ko) * 2002-04-23 2005-03-24 (주)텔레시스테크놀로지 오.에프.디.엠/에스.디.엠.에이 기반 스마트 안테나시스템에서 배열안테나의 가중치 벡터 갱신 방법
US7327800B2 (en) 2002-05-24 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for data detection in wireless communication systems
US7286513B2 (en) * 2002-06-05 2007-10-23 Sigma Designs, Inc. Wireless switch for use in wireless communications
EP1540832B1 (en) * 2002-08-29 2016-04-13 Callahan Cellular L.L.C. Method for separating interferering signals and computing arrival angles
KR100513598B1 (ko) 2002-11-27 2005-09-09 한국전자통신연구원 스마트 안테나 수신 시스템에서의 적응 빔형성을 위한정규화 장치
KR100830499B1 (ko) * 2002-12-31 2008-05-21 엘지전자 주식회사 스마트 안테나를 이용한 통신 시스템에서 가중치를추정하는 방법
US7327795B2 (en) 2003-03-31 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for wireless communication systems
KR100663442B1 (ko) * 2003-08-20 2007-02-28 삼성전자주식회사 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법
KR100955148B1 (ko) 2003-12-20 2010-04-28 엘지노텔 주식회사 안테나 배열을 사용하는 디에스-시디엠에이 시스템에서의사잡음코드 포착방법
JP2006025201A (ja) * 2004-07-08 2006-01-26 Funai Electric Co Ltd テレビジョン放送受信システム
JP4086833B2 (ja) * 2004-10-27 2008-05-14 日本電波工業株式会社 高周波無線機の制御方法及び高周波無線機システム
US20070021085A1 (en) * 2005-07-25 2007-01-25 Ibiquity Digital Corporation Adaptive Beamforming For AM Radio
US8055300B2 (en) * 2007-08-29 2011-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for indoor coverage of user equipment terminals
KR101297893B1 (ko) * 2011-07-27 2013-08-19 강원대학교산학협력단 신호 부공간 기반 가중벡터 계산 방법
US9325483B2 (en) 2013-03-15 2016-04-26 Wi-Lan Labs, Inc. Flexible MIMO resource allocation through cross-correlation nulling and frequency domain segmented receiver processing
US9326183B2 (en) 2013-03-15 2016-04-26 Wi-Lan Labs, Inc. Uplink interference resolution in a wireless communication system
US10069546B2 (en) * 2015-02-13 2018-09-04 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Enhanced pre-ordered pre-weighted transmission
US9780854B2 (en) 2015-03-30 2017-10-03 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Multi-layer wireless streaming with adaptive constellation mapping (ACM)
RU2701460C1 (ru) * 2018-06-05 2019-09-26 Геннадий Петрович Слукин Способ формирования приемных парциальных лучей для параллельного обзора пространства
CN111865398B (zh) * 2020-07-01 2022-06-03 哈尔滨工业大学（深圳） 一种大规模leo卫星部署下的星地传输方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100229094B1 (ko) * 1996-06-28 1999-11-01 최승원 수신신호에 대한 자기상관행렬의 최대고유치에 대응하는 고유벡터를 이용한 배열 안테나의 신호 처리 방법
US5930243A (en) * 1996-10-11 1999-07-27 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for estimating parameters of a communication system using antenna arrays and spatial processing
KR20000041526A (ko) * 1998-12-22 2000-07-15 최승원 공액기울기 방법에 의거한 적응 배열 안테나시스템의 최적의웨이트벡터 계산을 위한 신호처리 방법 및 장치
KR20000041527A (ko) * 1998-12-22 2000-07-15 최승원 라그랑제승수법에 의거한 적응 배열 안테나 시스템의 최적의 웨이트벡터 계산을 위한 신호처리 방법 및 장치
KR100713164B1 (ko) * 1999-01-30 2007-05-02 주식회사 세스텍 코드분할다중접속방식 이동통신망을 위한적응배열안테나시스템의 신호처리 방법 및 그 기록매체
US6434375B1 (en) * 2000-09-13 2002-08-13 Neoreach, Inc. Smart antenna with no phase calibration for CDMA reverse link

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7660561B2 (en) 2002-03-08 2010-02-09 Interdigital Technology Corporation Method and system for implementing smart antennas and diversity techniques
JP2017152829A (ja) * 2016-02-23 2017-08-31 三菱電機株式会社 信号処理装置及びアレーアンテナ装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN1187924C (zh) 2005-02-02
EP1401121A2 (en) 2004-03-24
EP1100214A3 (en) 2003-03-19
CN1317892A (zh) 2001-10-17
EP1100214B1 (en) 2005-08-10
EP1100214A2 (en) 2001-05-16
ATE301889T1 (de) 2005-08-15
KR20010051613A (ko) 2001-06-25
KR100735813B1 (ko) 2007-07-06
EP1401121A3 (en) 2004-05-06
US6587451B1 (en) 2003-07-01
DE60021832D1 (de) 2005-09-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2001203527A (ja) Ｉｍｔ−２０００コード分割多重無線通信用スマートアンテナ
Choi et al. A novel adaptive beamforming algorithm for a smart antenna system in a CDMA mobile communication environment
JP4421106B2 (ja) Ｃｄｍａ通信容量を改善するための実用的な空間−時間無線方法
JP3888189B2 (ja) 適応アンテナ基地局装置
KR100770875B1 (ko) 배열 안테나 시스템에서 간섭전력 추정을 이용한 빔 형성장치 및 방법
Choi et al. A novel adaptive beamforming algorithm for antenna array CDMA systems with strong interferers
US8064407B2 (en) Method and equipment for realizing smart antenna in WCDMA system
Song et al. Computationally efficient smart antennas for CDMA wireless communications
KR101519046B1 (ko) 수신된 신호의 처리 방법, 상응하는 수신기 및 이를 위한 컴퓨터 프로그램 제품
JP2004509534A (ja) Ｃｄｍａ逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ
KR100663442B1 (ko) 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법
Choi Pilot channel-aided techniques to compute the beamforming vector for CDMA systems with antenna array
Brunner et al. Space-time eigenRAKE and downlink eigenibeamformer: exploiting long-term and short-term channel properties in WCDMA
JP2001094488A (ja) 適応アンテナを用いた通信装置
Sanada et al. Performance of adaptive array antennas with multicarrier DS/CDMA in a mobile fading environment
Choi A receiver of simple structure for antenna array CDMA systems
Hew et al. Space-time estimation techniques for UTRA system
Kim et al. An adaptive beam-forming algorithm for smart antenna system in practical CDMA environments
Srikanth et al. Systematic comparison of performance of different Adaptive beam forming Algorithms for Smart Antenna systems
Chen et al. A RAKE receiver design for WCDMA FDD uplink with an RLS-based adaptive beamforming scheme
Falletti et al. A novel blind adaptive space-time receiver for multi-code DS-CDMA
Benyarou et al. Multi-user Detection by MMSE Adaptive Algorithm for Multi-Beam-MIMO-MC-CDMA using Sequences of References
Choi et al. A single beamformer for antenna array CDMA systems
Karakoc et al. Evaluation of smart antenna algorithms for CDMA2000 reverse link
Kim et al. Performance of antenna arrays with reverse-link synchronous transmission technique for DS-CDMA system in multipath fading channels

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20071010

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20080811

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20080811

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20080903

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20080903

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20090714

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090818

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20091118

A602 Written permission of extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602

Effective date: 20091124

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20100309