KR20010051613A - 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트안테나에서의 가중 벡터 생성 방법 - Google Patents

차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트안테나에서의 가중 벡터 생성 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20010051613A
KR20010051613A KR1020000066874A KR20000066874A KR20010051613A KR 20010051613 A KR20010051613 A KR 20010051613A KR 1020000066874 A KR1020000066874 A KR 1020000066874A KR 20000066874 A KR20000066874 A KR 20000066874A KR 20010051613 A KR20010051613 A KR 20010051613A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
vector
weight vector
smart antenna
wireless communication
generation method
Prior art date
Application number
KR1020000066874A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100735813B1 (ko
Inventor
권혁문
송유승
Original Assignee
조정남
에스케이 텔레콤 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 조정남, 에스케이 텔레콤 주식회사 filed Critical 조정남
Publication of KR20010051613A publication Critical patent/KR20010051613A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100735813B1 publication Critical patent/KR100735813B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

1. 청구범위에 기재된 발명이 속한 기술분야
본 발명은 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법 및 그를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 관한 것임.
2. 발명이 해결하려고 하는 기술적 과제
본 발명은, 스마트 안테나 시스템에서 사용하기 위한 것으로, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사 잡음(PN) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위한 가중 벡터 생성 방법 및 그를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공하고자 함.
3. 발명의 해결방법의 요지
본 발명은, 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 초기 가중 벡터(w(0)) 및 초기 고유치(λ(0))를 설정하는 제 1 단계; 새로운 포스트-PN 프로세싱 데이터(y(k))를 수신하는 제 2 단계; 및 스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 단계를 포함함.
4. 발명의 중요한 용도
본 발명은 IMT-2000 무선 통신용 스마트 안테나 등에 이용됨.

Description

차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법{Method of generating weighted vector in the development of smart antennas for IMT-2000 CDMA wireless communication}
본 발명은 무선 통신에 관한 것으로서, 특히 IMT-2000 등과 같은 코드분할다중접속(CDMA : Code Division Multiple Access) 무선 통신을 위한 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법 및 그를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 관한 것이다.
빔을 형성하는 기술 중 대부분은 GSM(Global systems for Mobile communications) 및 시간분할다중접속(TDMA) 기반 셀룰라 시스템(cellular systems)을 위한 것이며, 다음과 같은 이유 때문에 직접 확산(DS : direct sequence) 코드분할다중접속(CDMA) 시스템에 적합치 않다.
첫째로, CDMA 무선 시스템에서의 모든 사용자들은 공동 채널을 가지고 있으며, 사용자 수는 안테나의 수를 쉽게 능가할 수 있었다. 더욱이, 다중경로 전파 및 각각의 송신 경로가 다양한 지연 시간을 갖는 직접 경로, 반사 경로 및 회절 경로를 포함할 수 있다는 사실 때문에, 복잡한 어레이는 정의되기 어렵다. 그러므로, 방향-탐색(finding) 기반 빔 형성 기술은 적용하기 어려울 수 있다. 또한, 어떠한 트레이닝(training)이나 기준 신호도 이동국 대 기지국 링크에 존재하지 않는다. 그러므로, 기준 신호 기반 기술들은 사용될 수 없다.
스마트 안테나(smart antenna)는 블라인드 기술(blind technique)을 이용하는 적응 안테나 어레이로 정의될 수 있다. 스마트 안테나는 트레이닝 신호나 이전 공간 정보를 요구하지 않는다. 최근에, 벡터 채널 및 상응되는 적응 빔형성기(adaptive beamformer)를 추정하기 위한 기술이 CDMA 무선 시스템을 위해 개발되어왔다. 이 기술에서, 코드-필터링(code-filtering)은 각각의 핑거(finger)(시스템에서 다중경로 구성요소들을 원하는 사용자 신호로부터 분리시키는 병렬 수신기)를 위한 각각의 안테나에서 실행된다. 전,후 상관관계 어레이 공분산 행렬의 고유구조는 채널 벡터를 추정하고 대응하는 적응 빔형성기를 유도하는데 사용되고 있다, 이러한 기술은 레이크 핑거(RAKE finger)를 사용하는 다중경로 전파의 경우에까지 확장된다. 결국, 전체 수신기 구조는 빔형성기-레이크(Beamformer-RAKE)라고 불리운다. 빔형성기-레이크는 각각의 사용자의 핑거를 위한 확산된 코드에 대한 완벽한 정보를 가지고 있다고 가정하지만, 어떠한 트레이닝 신호도 요구하지 않기 때문에, 빔형성기-레이크는 블라인드 기술이다. 빔형성기-레이크는 신호 전파에 대한 어떠한 가정도 요구하지 않으므로 다양한 전파 설정에 적합하다.
희망 및 비희망 비정지 신호들 때문에 신호 환경이 수시로 변할 때, 적응 빔형성기는 변화하는 환경과 조화를 이루기 위해 가중 벡터(weight vector)를 끊임없이 갱신한다. Ayman F. Naguib의 논문 (Ayman F. Naguib, Arogyaswami Paulraj, "Performance of Wireless CDMA with M-ary Orthogonal Modulation and Cell Site Antenna Arrays," IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 14, No. 9, pp.770-1783, 1996년 12월)에 개시된 적응 알고리즘은 일반화된 고유벡터와 고유가치 탐색(finding)을 기초로 하고 있으며, 신호대-간섭-잡음 전력비(SINR0)를 최대화하도록 설계되어 있다. Ayman F. Naguib의 논문에서 제안된 스마트 안테나가 또 다른 종래의 스마트 안테나와 비교해볼 때 비트 에러율(BER)이 상당히 개선되었지만, 아주 많은 양의 연산을 필요로 하므로 실제 분야에서 적용하기가 매우 어렵다. 과도한 연산은 안테나 어레이 출력을 위한 MxM 자동 공분산 행렬의 고유치 및 고유벡터의 계산으로 인한 것이다.
범위 T3 및 무선 통신의 범위를 넘어서, Dunham의 논문(Maggie Dunham et al., "Tetherless T3 and Beyond," Interim Report, National Science Foundation Workshop on November 19-20, 1998, http://www.cudenver.edu/public/engineer/ T3-Workshop/T3Report-12-98.html에서 찾아볼 수 있음)에서 언급된 것처럼, "패스트 프로토콜/알고리즘(Fast Protocols/Algorithms)"은 "시간적으로-공간적으로 다양하게 변하는 채널(temporally-spatially varying channels)"을 필요로 한다. 최대 SINR0대신에 최대 출력 전력을 기반으로 하여 계산 횟수를 상당히 감소시키는 간단한 스마트 안테나가 shim 등의 논문(D. Shim and S. Choi, "A New Blind Adaptive Algorithm Based on Lagrange's Formula for a Smart Antenna System in CDMA Mobile Communications," IEEE Vehicular Technology Conference, pp.1160-1164, Ottawa, 1998년 5월) 및 Song 등의 논문(Yoo S. song and Hyuck M. Kwon, "Simple Analysis of a Simple Smart Antenna for CDMA Wireless Communications," IEEE Vehicular Technology Conference, Houston, TX, pp. 254-258, 1999년 5월 16-20일)(Yoo S. song and Hyuck M. Kwon, "Analysis of a Simple Smart Antenna for Code Division Multiple Access Wireless Communications," IEEE Journal on Selected Area in Communications, 1999년 6월)에서 도입되었다. Shim 등의 논문의 연구결과는 Song 등의 논문에서의 결과와 유사한 동작을 보여주고 있다. 하지만, Shim 등의 논문에서 최대 출력 표준은 라그랑제(Lagrange) 곱셈기 방식을 적용하고 있으며, 조금 더 높은 연산 로드(Song 등의 논문 결과에서의 4M과 비교하여 5.5M)를 도입하고 있다. 만일 확산 스펙트럼 처리 이득(processing gain)이 아주 높다면(예를 들어, IS-95 CDMA 시스템에서 21dB), 최대 출력 전력 표준은 적응 가능하며 효과적인 안테나 가중 벡터를 산출할 수 있다. 수신된 다중경로 강도는 실제로는 동일하지 않을 수 있다. 이러한 알고리즘의 약점은 만일 PN 역확산후에 원하지 않는 신호의 전력이 강하거나 신호대-간섭 입력비(SIRi)가 낮으면, 약한 경로 신호에 대한 최적 가중 벡터가 원하지 않는 사용자 또는 강한 경로 신호 방향을 찾아낼 수 있다.
미래의 CDMA 무선 통신 시스템에 있어서, 낮은 SIRi동작은 높은 SIRi보다 더 중요하다. 그러므로, SINR을 최대화하는 것 뿐만 아니라 더 작은 연산 로드를 갖는 스마트 안테나 알고리즘의 개발이 바람직하다. 본 실시예에서는 이러한 두 스마트 안테나 알고리즘이 개시되어 있으며, Naguib 등의 논문에서의 고유벡터 탐색 기능을 갖는 기존의 스마트 안테나와 비교되어 있으며, 그 중 하나는 Song 등의 논문에서 제안된 최대 출력 전력 표준에 기반을 두고 있다. 4개의 알고리즘 중 2개만이 스냅샷 당 4M 계산량(order)만큼의 연산 로드를 요구한다. 여기서, M은 기지국에서의 섹터 안의 안테나 수이다. 또 다른 알고리즘은 4M+2M2계산량 만큼의 연산 로드를 요구하고 있으며, 최대 SINR0표준에 기반을 두고 있다. 3개의 알고리즘 모두 고유치와 고유벡터에 대한 어떠한 연산도 요구하지 않는다. 3개의 스마트 안테나 가중 벡터들은 모두 다른 시간분할다중접속(TDMA)이나 주파수분할다중접속(FDMA) 시스템을 넘어서 DS-CDMA 시스템의 이점을 개발하기 위해, Naguib 등의 논문에서 처럼 포스트-PN 프로세싱 후에 적용된다. 비트 에러율(BER) 대 사용자의 수가 분석되며, 시뮬레이트(simulate)된다.
상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 본 발명은, 스마트 안테나 시스템에서 사용하기 위한 것으로, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사 잡음(PN) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위한 가중 벡터 생성 방법 및 그를 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 스마트 안테나 시스템에 사용되기 위한 것으로, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비 (SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사 잡음(PN) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하는데 다른 목적이 있다.
또한, 본 발명은 스마트 안테나 시스템에 사용되기 위한 것으로, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비 (SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사 잡음(PN) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하는데 또 다른 목적이 있다.
도 1 은 CDMA2000 역방향 링크의 구성 3에 기반을 둔 복소수 PN-확산을 나타내는 블록 구성도.
도 2 는 CDMA2000 역방향 링크용 스마트 안테나 프로세서를 갖는 수신기의 전체 블록 구성도.
도 3 은 CDMA2000 무선 구성 3에서의 역방향 트래픽 채널용 복소수 PN-역확산을 나타낸 설명도.
도 4 는 전(pre)-PN 역확산 어레이 샘플 벡터 x(k)의 자동-상관 행렬 추정기 Rxx(k)를 나타낸 설명도.
도 5 는 후(post)-PN 역확산 어레이 샘플 벡터 y(k)의 자동-상관 행렬 추정기 Ryy(k)를 나타낸 설명도.
도 6 은 본 발명의 일실시예에 따른 라그랑제(Lagrange) 곱셈기 없이 최대 출력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나의 동작을 나타내는 흐름도.
도 7 은 본 발명의 다른 실시에에 따른 고유벡터 탐색을 갖는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나의 동작을 나타내는 흐름도.
도 8 은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고유벡터 탐색없이 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나의 동작을 나타내는 흐름도.
도 9 는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고유벡터 탐색없이 최대 SINR 표준에 기반을 둔 더 간략화된 스마트 안테나의 동작을 나타내는 흐름도.
도 10a 는 실제 간섭 모델이 N=10 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균 및 분산을 평균 및 분산을 나타낸 그래프.
도 10b 는 실제 간섭 모델이 N=30 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균 및 분산을 나타낸 그래프.
도 10c 는 실제 간섭 모델이 N=70 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균 및 분산을 나타낸 그래프.
도 10d 실제 간섭 모델이 N=70 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 합계를 나타낸 그래프.
도 10e 는 간략화된 간섭 모델이 N=10 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균 및 분산을 나타낸 그래프.
도 10f 는 간략화된 간섭 모델이 N=30 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균 및 분산을 나타낸 그래프.
도 10g 는 간략화된 간섭 모델이 N=70 사용자를 위해 사용될 때 안테나 어레이 벡터의 두 번째 요소의 실수 및 허수 성분의 평균과 분산을 나타낸 그래프.
도 11 은 시뮬레이션 BER 결과 대 간략화 및 실제 간섭 모델에 대한 신호의 수 N을 나타낸 그래프.
도 12 는 CDMA2000 역방향 링크에서 파일롯-보조 채널 추정을 채택함으로써 BER 저하를 보여주는 그래프.
도 13a 는 균등 강도 다중경로 페이딩, M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB라는 가정 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 13b 는 균등 강도 다중경로 페이딩, M=10 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB라는 가정 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 14a 는및를 갖는 불균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 14b 는및를 갖는 불균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 15a 는 일단의 간섭 및및를 갖는 불균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 15b 는 일단의 간섭 및및를 갖는 불균등 강도 다중경로페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 BER 결과를 나타낸 그래프.
도 16 은 일단의 간섭 및및를 갖는 불균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 약한 경로의 각도 추적 동작을 나타낸 설명도.
도 17 은 일단의 간섭 및및를 갖는 불균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 스마트 안테나에 대한 강한 경로의 각도 추적 동작을 나타낸 설명도.
도 18 은 희망 신호의 입사각 θ1에 대한 평균 각이득을 나타낸 표.
도 19 는 실제 및 간략화된 간섭 모델의 비교를 나타낸 표.
도 20 은 균등 강도 채널 (0.5, 0.5), L=2, Eb/N0=20 dB 하에서의 BER을 나타낸 표.
도 21 은 불균등 강도 채널 (0.9, 0.1), L=2, Eb/N0=20 dB 하에서의 BER을 나타낸 표.
도 22 는 불균등 강도 채널 (0.9, 0.1), L=2, Eb/N0=20 dB 및 일단의 간섭하에서의 BER을 나타낸 표.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
11~16 : 곱셈기 17,18 : 기저대역 필터(H(f))
19,20 : 곱셈기 21 : 덧셈기
22 : 안테나 30-1~30-M,31-1~31-M : 로컬 믹서
37,39 : PN 역확산부 38 : 스마트 안테나 프로세서
42,44 : 파일롯 채널 추정부 40,41,45,46 : 곱셈기
43 : 왈시 코드 발생기 47,48,49,50 : 누적기
51 : 비터비 연식 판정 복호기 52 : 경식 판정 복호기(52)
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일실시예는, 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 초기 가중 벡터(w(0)) 및 초기 고유치(λ(0))를 설정하는 제 1 단계; 새로운 포스트-PN 프로세싱 데이터(y(k))를 수신하는 제 2 단계; 및 스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
그리고, 본 발명의 다른 실시예는, 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 1 단계; 스냅샷(k)에서 사용자의 핑거에 대한 포스트-PN 상관 신호 벡터(y)를 설정하는 제 2 단계; 및 최적 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 또 다른 실시예는, 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 초기 가중 벡터(w(0)) 및 분산 파라미터를 설정하는 제 1 단계; 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 2 단계; 현재 스냅샷 간격에 샘플을 기반으로 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터(x(k))의 자동상관 행렬(Rxx(k))를 획득하는 제 3 단계; 및 가중 벡터(w(k))에 대하여 신호대 잡음비(SINR)의 경사 벡터 ∇(k)를 취함으로써 최적 가중 벡터를 반복적으로 생성하는 제 4 단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 기록매체는, 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 초기 가중 벡터(w(0)) 및 초기 고유치(λ(0))를 설정하는 제 1 기능; 새로운 포스트-PN 프로세싱 데이터(y(k))를 수신하는 제 2 기능; 및 스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 기능을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.
그리고, 본 발명은 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 1 기능; 스냅샷(k)에서 사용자의 핑거에 대한 포스트-PN 상관 신호 벡터(y)를 설정하는 제 2 기능; 및 최적 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 기능을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.
또한, 본 발명은 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에, 최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여, 초기 가중 벡터(w(0)) 및 분산 파라미터를 설정하는 제 1 기능; 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 2 기능; 현재 스냅샷 간격에 샘플을 기반으로 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터(x(k))의 자동상관 행렬(Rxx(k))를 획득하는 제 3 기능; 및 가중 벡터(w(k))에 대하여 신호대 잡음비(SINR)의 경사 벡터 ∇(k)를 취함으로써 최적 가중 벡터를 반복적으로 생성하는 제 4 기능을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 제공한다.
CDMA2000 역방향 링크에서 상호 의사잡음(cross pseudo noise) 확산 및 역확산 그리고 파일롯-보조(pilot-aided) 채널 추정은 IS-95 코드분할다중접속(CDMA) 무선 통신 시스템과 다른 몇 가지 중요한 특성들을 가지고 있다. 이러한 다른 특성들은 본 발명에 포함되어 있다. 그리고, 고유벡터 탐색을 포함하지 않는 3개의 간단한 스마트 안테나 알고리즘이 미래의 초고속 고성능 저비용 DS-CDMA 무선 통신 시스템을 위해 제시되고 있으며, 고유벡터를 탐색하는 종래의 스마트 안테나와 비교된다. 두 개의 스마트 안테나만이 스냅샷 당 4M 계산량의 연산 로드를 요구하고 있다. 또 다른 알고리즘은 4M+2M2계산량의 명령 연산 로드를 요구하고 있다. 그들 중 2개는 종래의 알고리즘으로서 최대 신호대-간섭-잡음 출력비(SINR0)에 기반을 두고 있다. 3개의 간단한 스마트 안테나 모두 시간적으로, 공간적으로 변화하는 채널을 위한 것이다. 종래의 스마트 안테나는 일반화된 고유벡터 탐색으로 인해 M2보다 더 많은 계산량을 요구하며, 구현이 어렵고 비용이 많이 소모된다. 균등 강도 제이크 페이딩 채널(Jake fading channel) 및 불균등 강도 제이크 페이딩 채널 모두에 적용된다. 또한, 산란(scattered) 간섭 모델 및 일단의(cluster) 간섭 모델 모두 고려된다. 스마트 안테나를 갖는 CDMA 시스템의 비트(코드 심볼) 에러율(BER)이 분석되고, 시뮬레이트되며, 종래 기술과도 비교된다. 4M 계산량을 갖는 2개의 간단한 스마트 안테나가 불균등 강도 페이딩 환경 및/또는 일단의 간섭 사용자하에서 종래 기술에 따른 안테나보다 더 잘 수행하는 것이 관찰된다. 일반적으로, 고유벡터를 탐색하지 않는 최대 SINR 표준에 기반한 2M2+4M 계산량을 갖는 다른 간단한 스마트 안테나 알고리즘은, 고려된 4개의 스마트 안테나 중에서 가장 최상의 성능을 보여준다.
상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명한다.
도 1 은 CDMA2000 역방향 링크의 구성 3에 기반을 둔 복소수 PN-확산을 나타내는 블록도로서, CDMA2000(즉, 3G CDMA) 역방향 링크의 구성 3에 기반을 둔 복잡한 PN 확산을 도시한 것이다.
CDMA2000 역방향 링크의 구성 3은 TIA의 표준안(TIA, Interim V＆V Text for CDMA2000 Physical layer(Revision 8.3), 1999년 3월 16일)에 상세히 설명되어 있다. 파일럿 채널에서 입력 데이터 스트림 dn i(k)은 1이고, 트래픽 채널에서 입력 데이터 스트림 dn q(k)은 ±1의 랜덤 시퀀스이다. 여기서, k는 코드 심볼 인덱스를 나타낸다. 심볼 비율은 스마트 안테나 가중 벡터 적용비율(즉, 스냅샷 비율)과 같다고 가정한다. 파일롯 진폭 A0은 TIA의 표준안의 스펙(specification)에 따르면 역방향 트래픽 채널의 진폭의 root8 배가 선택된다. 파일롯 채널과 트래픽 채널에는 직교 왈시(Walsh) 코드 bn I(i)=1 및 bn Q(i)=±1 선택적인 시퀀스가 곱해진다. 동위상(I) 및 직교위상(Q) 데이터는 곱셈기(11-16)를 이용하여 an(i)=an I(i)+ jan Q(i)로 PN 확산된다. PN 확산 신호는 "{" A_0 d_n^I (i)b_n^I +jd_n^Q (k) b_n^Q (i) "}" (a_n^I (i) +ja_n^Q (i))="{"A_0 + jd_n^Q (k)b_n^Q (i) "}"(a_n^I (i) +ja_n^Q (i))로 쓸 수 있다. 여기서, i 및 k는 각각 칩 및 코드 심볼 (혹은 스냅샷) 인덱스를 나타낸다. 기저대역 필터(baseband filter) H(f)(17, 18) 다음의 등가 저역통과(lowpass) I 및 Q 성분은 sn I(t)+ jsn Q(t)로 나타내어진다. 두 개의 곱셈기(19, 20) 및 안테나(22)를 통하여 사용자 n으로부터 전송된 신호 sn(t)는 다음의 (수학식 1)과 같이 나타낼 수 있다.
(k-1) T_c ≤t≤kT_c
여기서, P는 송신 전력이다. 제이크 페이딩 모델은 주어진 이동 속도와 반송파 주파수에 대한 각각의 다중 경로를 위해 사용된다. 제이크 페이딩 모델의 상세한 내용은 Jake의 논문(W. C. Jakes, Jr. Ed., Microwave Mobile Communications, Wiley, 1974)에 설명되어 있다.
도 2 는 CDMA2000 역방향 링크를 위한 스마트 안테나 프로세서를 갖는 수신기를 나타내는 전체 블록 구성도이다.
사용자 N으로부터의 도달 각도 방향(DOA : direction of arrival angle, 이하 'DOA'라 칭함)은 독립적인 랜덤 변수이며, 또한 동일한 이동 사용자로부터의 L개의 다중경로 신호의 DOA는 독립적이라고 가정한다. M개의 안테나 선형 어레이에서 안테나 간격 d는 λ/2가 되도록 선택된다. 여기서, λ는 주어진 반송파 주파수 fc및 광속 c=3×108m/s를 위한 c/fc와 동일한 파장이다. 어레이 안테나는 동일하며 어떠한 방향으로도 동일한 응답을 갖는다고 가정한다. 동일한 신호가 모든 안테나에 의해 수신되며, M개의 안테나 출력 신호는 공간 위상차, m=1, ..., M을 제외하고는 동일하다. 여기서, 원하던 신호로부터의 평면파는 어레이 모형에 따라 각도 θ에서 어레이에 부딪친다. 안테나 어레이 응답 벡터 a(θ)는 다음의 (수학식 2)와 같이 나타낼 수 있다.
여기서, T는 교차각이며, θ는 입사각이다. m번째 안테나에 수신된 신호는 다음의 (수학식 3)과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, τ1,n, α1,n(t), φ1,n(t) 및 θ1,n(t)는 각각 다중경로 지연, 진폭, 위상 및 사용자 n으로부터의 1번째 경로의 입사각이며, nm(t)는 양면 전력 스펙트럼 밀도 N0/2를 갖는 열 잡음이다. 더 낮은 경우 1=1, ..., L, m=1, ..., M 및 n=1, ..., N은 핑거 (또는 경로), 안테나, 이동 사용자에 대한 인덱스를 각각 나타내고 있다.
도 2에서 각각의 안테나의 출력은 로컬 믹서(local mixer)(30-1, ..., 30-M, 31-1, ..., 31-M)에 의해 개별적으로 하향 주파수 변환된다. 로컬 믹서(30-1, ..., 30-M, 31-1, ..., 31-M)로부터의 위상 왜곡이 동일하도록 로컬 믹서가 측정된다. 평균 0 및 분산 N0/2를 갖는 가우시안(Gaussian)인 독립적인 기저대역 열 잡음에 각각의 안테나 출력에서의 I 및 Q 성분이 더해진다. IS-95에 명시된 기저대역 필터 H(f) 또는 다이렉 델타 임펄스(Dirac delta impulse)가 사용된다. 두 개의 서로 다른 기저대역 필터를 사용함으로 인해 BER의 차이는 미비하게 된다. 기저대역 필터의 출력신호는 각 칩 간격 Tc마다 샘플링??, x1,m(i)로 나타내어진다. 여기서, i는 칩 인덱스를 나타낸다. 원하는 사용자는 n=1이 되도록 선택되고, 사용자 인덱스는 표기의 간결함을 위해 생략된다. 다중 경로 지연 δ1은 1과 10 사이의 랜덤 정수 (각각 Tc와 10Tc를 포함)가 되도록 선택된다. 이것은 Tc가 1/1.2288 M=0.813 ㎲이고 심볼 비율이 19.2 ksps 일 때의 실제 다중경로 지연을 나타낸다. PN 코드 포착 장치가 다중경로 지연 δ1정보를 제공하는 경우에 PN 역확산부(37, 39)를 통해 수신된 샘플은 an(i)=an I(i-δ1)+ jan Q(i-δ1)으로 복소수 PN 역확산된다.
도 3 은 복소수 PN 역확산의 세부사항을 보여주고 있다. PN 역확산의 출력은 ylm(i)=ylm I(i)+ jylm Q(i)로 표현된다. 도 2에서의 핑거 1을 위한 스마트 안테나 프로세서(38)는 프리-PN 프로세싱 벡터 xl(i)=(xl,m=1(i), ..., xl,m=M(i))T및 포스트-PN 프로세싱 벡터 yl(i)=(yl,m=1(i), ..., yl,m=M(i))T, k번째 스냅샷에 대해서 i=(k-1)G, ..., kG 를 취한다. 여기서, G는 심볼당 PN 칩의 숫자이며, 처리 이득 (64와 동일)이라 부른다. 그 후에, 도 2에서의 스마트 안테나 프로세서(38)는 핑거 1을 위한 가중 벡터 wl(k)=(wl,m=1(k), ..., wl,m=M(k))T를 발생시킨다. 이때, 가중 벡터 w1(k)는 채널 추정과 데이터 심볼 복조를 위한 수신기 전단 대신에 PN 역확산된 후 적용된다. 도 2에서 m번째 안테나(AntM)에서 각각의 파일롯 채널 추정부(42, 44)에서 파일롯-보조 채널 추정은 다음의 (수학식 4)와 같이 나타낼 수 있다.
핑거 1에 있어서, *는 켤레 연산을 나타내며, Np는 추정 윈도우에서의 칩의 수이다. 트래픽 심볼 복조에 있어서, 곱셈기(40, 41)로부터 출력된 가중 PN 역확산 신호 yl,m(i)wl,m *(k)는 곱셈기(45, 46)에서 왈시 코드 발생기(43)에 의해 발생된 왈시 코드의 켤레 복소수 bl *(i)=b*(i-δ1) 및 채널 추정와 곱해지고, 그후에 누적기(47, 48)에서 심볼 간격 동안에 누적된다. 각 누적기로부터의 출력은 u1,m(k)에 의해 나타내어지고, 다음의 (수학식 5)와 같이 나타낼 수 있다.
공간 및 시간 레이크 결합은 누적기(49, 50)에서 각각 m 및 1에 대해서 수행되며, 다음의 (수학식 6)과 같이 나타낼 수 있다.
연식 판단 변수 u(k)는 비터비 연식 판정 복호기 (Viterbi soft decision decoder)(51)나 또는 경식 판정 복호기(52)로 제공될 수 있다. 본 발명은 경식 판정(52)을 적용하고, 코드 심볼 (비트) 에러 확률을 분석 및 시뮬레이트한다.
이제, 스마트 안테나 알고리즘에 대해 보다 상세히 설명한다.
도 2에서 스마트 안테나 프로세서는(38) 프리-PN 프로세싱 데이터 x1(i)와 포스트-PN 프로세싱 데이터 y1(i)의 자동-상관 행렬 Rxx(k) 및 Ryy(k)를 요구한다. 도 4 및 5는 핑거 1에 대하여 자동-상관 행렬 Rxx(k) 및 Ryy(k)를 각각 어떻게 적합하게 추정하는지를 보여준다. 도 4에서 행렬 연산은 다음의 (수학식 7)과 같다.
여기서, H는 켤레 치환을 나타낸다. 도 5에서, PN 확산 샘플 y1,m(i)는 Ryy(k)를 추정하기 위한 심볼 간격동안 합산된다. 트래픽 채널 구성요소는 억제되고, 파일롯 채널 정보는 직교 왈시 코드로 인해 합산된 후에 통과된다. 자동-상관 행렬Ryy(k)는 다음의 (수학식 8)과 같이 추정될 수 있다.
이하에서는 4개의 스마트 안테나 알고리즘이 설명된다. 그 중 2개의 스마트 안테나는 새로이 발명되었으며, 하나는 Song 등에 의해 최근에 발명되었다. 또 하나는 Naguib 등의 논문에 기재된 최대 SINR 출력 표준에 기반을 두고, 변형된 스마트 알고리즘이다.
첫 번째로, 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력에 기반을 둔 스마트 안테나를 살펴보면 다음과 같다.
도 6 은 Yoo S. Song 및 Hyuck M. Kwon에 의해 발명된 스마트 안테나의 동작 흐름도로서, SINR을 최대화하는 대신에 B. Yang의 논문(B. Yang, "An Extended of Signal Processing Letter, vol.2, no. 9, pp.179-182, 1995년 9월)에 개시된 디플레이션을 이용한 전사 근사 부공간 추적(PASTd : projection approximation subspace tracking with deflation)을 사용함으로써 평균 제곱 에러(MMSE : mean square error)를 최소화한다. 라그랑제 곱셈기는 사용되지 않는다. 최적 어레이 가중 벡터 w(k)는 SINR이 충분할 때, 단계 "51" 및 "52"에서 y(k) 자동상관 행렬의 주요한 고유벡터로 접근한다. tr이 추적 연산인 경우에 높은 SINR에 대해서 비용 함수는 다음의 (수학식 9)와 같이 나타낼 수 있다.
핑거 인덱스 1은 표기의 간결함을 위해 생략한다. 스냅샷 인덱스 k에서 갱신된 가중 벡터 w(k)는 다음의 (수학식 10) 및 (수학식 11)과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, ▽(k)는 상기 (수학식 9)에서 비용 함수의 Mx1 경사 벡터이며, *는 켤레 연산, λ(k)는 자동-공분산 행렬 Ryy(k)의 고유치이고, w1(k)는 w(k)의 첫 번째 요소이며, 단계 "53"에서 z(k)는 어레이 출력이다. 이는 다음의 (수학식 12)와 같이 나타낼 수 있다.
초기의 가중 벡터 w(0)은 (1, ..., 1)T로 설정된다. 고유치 λ(k)는 다음의 (수학식 13)과 같이 갱신된다.
여기서, 상실 계수(forgetting factor) f는 0.9로 설정되고, 초기 고유치 λ(0)은 M으로 설정된다. 따라서, 상기 (수학식 10) 내지 (수학식 13)을 이용함으로써 기존의 알고리즘보다 상당히 작은 스냅샷 당 4M의 연산 주기만이 소요된다. 상기 (수학식 9)에서 y(k)에 대한 w(k)wH(k) 연산은 항등 행렬은 아니라도 y(k)부터 y(k)로의 항등 사상이 되고, 가중 벡터가 최적이 될 때, 즉 가중 벡터 w(k)가 도달 채널 벡터 a(k)에 비례한다면, 평균 제곱 에러는 0이 된다는 것에 주목하자. 또한, 상기 (수학식 9)에서 첫 번째 항은 최적화와 아무런 관계가 없으며, 두 번째와 세 번째 항의 합계는 -wH(k)Ryy(k)w(k)=-|z(k)|2이 되고, -wH(k)w(k)=1 일 때 음수의 (negative) 어레이 출력 |z(k)|2이 된다. 즉, 가중 벡터 w(k)가 상기 (수학식 9)에서 비용 함수를 최소화하면 어레이 출력 전력z(k)은 최대가 된다. 확산이득이 원하는 사용자 신호가 어레이 출력 전력을 부여하는데에서 우위를 차지할 수 있고, 가중 벡터의 빔 패턴이 원하는 사용자 신호의 방향을 추적할 수 있도록 허용하는 것을 대개 충족시키기 때문에, 이 알고리즘은 2G나 3G CDMA 시스템에서 효과적이다. 이 알고리즘의 약점은 다른 사용자의 수가 적을 때, PN 역확산 후 원하지 않는 사용자 신호의 전력이 강하다면, 최적 가중 벡터가 원하지 않은 사용자 신호 방향을 찾아낼 수 있다는 것이다. Shim 등의 논문에서도 최대 어레이 출력 전력 표준의 한 종류가 사용되며, 본 발명에서의 결과와 유사한 성능을 보여주고 있다. 하지만, Shim 등의 논문에서 최대 출력 전력 표준은 라그랑제 곱셈기 방식을 사용하며, 4M가 아니라 5.5M의 약간 큰 비트 연산 로드를 도입하고 있다.
두 번째로, 고유벡터를 추적하는 최대 SINR 출력에 기반을 둔 스마트 안테나를 살펴보면 다음과 같다.
도 7 은 Naguib 등의 논문에서의 최대 SINR 출력 표준에 기반을 두고, 변형된 스마트 알고리즘의 흐름도를 나타낸다.
단계 "61"에서, 사용자의 핑거에 대한 포스트-PN 상관 신호 벡터 y는 스냅샷 k에서 다음의 (수학식 14)와 같이 나타낼 수 있다.
여기서, s(k)는 페이딩 채널을 통한 M×1 원하는 사용자 신호 벡터이며, i(k)는 M×1 PN-확산 간섭 신호 벡터이고, n(k)는 M×1 열 잡음 벡터이고, v(k)=i(k)+n(k)는 간섭 및 잡음 벡터이다.
단계 "62"에서, 스마트 안테나 빔형성기의 출력에서 SINR은 다음의 (수학식 15)와 같이 나타낼 수 있다.
단계 "64"에서, 최적 가중 벡터는 다음의 (수학식 16) 및 (수학식 17)과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, Ryy(k)는 다음의 (수학식 18)과 같이 나타낼 수 있다.
G=PN 확산 처리 이득, M×1 x(i)의 Rxx(k)=M×M 자동상관 행렬, 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터, M×1 y(k)의 Ryy(k)=M×M 자동상관 행렬, 포스트-PN 역확산 어레이 샘플 벡터, 및 v(t)는 원하지 않은 신호이다. 상기 (수학식 16)에서 상수 ζ는 빔형성기 SINR 출력에 영향을 미치지 않는다. Naguib 등의 논문에서, 채널 벡터 a(k)는 일반화된 고유치 문제점의 주요한 고유벡터로서 추정된다.
단계 "63"에서, 본 발명에서의 채널 벡터 a(k)가 다음 등식을 만족시키므로 행렬 Ryy(k)-Rxx(k)의 최대 고유치를 갖는 고유벡터로서 간단히 추정된다.
상기 (수학식 20)을 사용함으로써 획득된 가중 벡터가 출력 SINR을 최대화하는 것도 쉽게 알 수 있다. 상기 (수학식 19)를 사용하는 Naguib 등의 논문에서의 스마트 안테나 알고리즘이 스냅샷 당 M2이상의 계산량을 갖는 반면에, 상기 (수학식 20)을 사용하는 스마트 안테나의 연산 로드는 스냅샷 당 M2의 계산량이다. 채널 벡터의 반복적인 추정은 Golub 등의 저서(G. H. Golub and C. F. Loan, Matrix Computations, Baltimore and London, Johns Hopkins University Press, second edition, 1989)에 기재된 전력 방식 반복과 함께 각각의 사용자의 핑거를 위해 Naguib 등의 논문에서 사용된다.,,에 대한 시간-갱신 등식은 다음의 (수학식 21) 내지 (수학식 23)과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, f는 상실 계수(forgetting factor)이다.
세 번째로, 고유벡터 탐색없이 최대 SINR 출력에 기반을 둔 스마트 안테나를 살펴보면 다음과 같다.
도 8 은 Naguib 등의 논문에서의 최대 SINR 표준에 기반을 두고, 간략화된 스마트 알고리즘을 나타낸 것이다. 스마트 안테나 가중 벡터는 다른 TDMA나 FDMA를 떠나 DS-CDMA 시스템의 이점을 개발하기 위해 Naguib 등의 논문에서와 같이 포스트-PN 프로세싱 후에 적용된다. 단계 "73"에서, 포스트-PN 역확산 어레이 샘플 벡터 x(k)의 자동상관 행렬 Rxx(k)는 통상적으로 현재의 스냅샷 간격에서의 샘플을 이용하여 획득될 수 있다. SINR을 최대화하는 최적 가중 벡터는, w(k)에 관해서 SINR의 경사 벡터 ▽(k)를 취함으로써 반복적으로 갱신될 수 있다. 그리고, 단계 "74" 및 "75"에서, 새로운 최적 가중 벡터는 다음의 (수학식 24) 및 (수학식 25)와 같이 획득될 수 있다.
여기서, μ는 수렴 파라미터이고, G는 심볼당 칩의 수와 동일한 PN 처리 이득이며, z(k)는 어레이 출력이다.
상기 (수학식 12), (수학식 24) 내지 (수학식 26)은 어떠한 고유치나 고유벡터의 연산, 행렬의 역함수 계산도 요구하지 않지만, 스칼라와 벡터간의 곱셈(multiplication) 및 행렬과 벡터간의 곱(product)을 요구할 뿐이다. 따라서, 본 알고리즘에서 어레이 출력 z(k)를 얻기 위한 전체 연산 로드는 스냅샷 당 2M2+4M이며, 이는 Naguib 등의 논문에서의 기존의 알고리즘의 연산 로드보다 훨씬 작다.
네 번째로, 고유벡터 탐색없이 최대 SINR 출력에 기반을 둔 더 간략화된 스마트 안테나를 살펴보면 다음과 같다.
도 9 는 (수학식 27)에서 같은 Rxx(k)의 근사치를 취함으로써 상기 (수학식 24) 내지 (수학식 26)의 간략화를 도시한다.
이는 단계 "82"에서 스칼라 g(k)를 다음의 (수학식 28)과 같이 정의함으로써 통상적으로 유효하다.
단계 "82" 및 "83"에서, 상기 (수학식 24) 및 (수학식 26)은 다음의 (수학식 29) 및 (수학식 30)과 같이 된다.
여기서, f는 상실 계수(forgetting factor)이다. 상기 (수학식 12), (수학식 27) 내지 (수학식 30)은 어떠한 고유치나 고유벡터의 연산, 행렬의 역함수, 행렬과 벡터간의 곱(product)도 요구하지 않고, 단지 스칼라와 벡터간의 곱셈(multiplication)만을 요구할 뿐이다. 그러므로, 상기 (수학식 12), (수학식 29), (수학식 30)에서 간략화된 알고리즘을 갖는 어레이 출력 z(k)를 얻기 위한 전체 연산 로드는 기존의 알고리즘의 연산 로드보다 훨씬 작은 스냅샷 당 단지 4M의 계산량을 갖는다.
다중경로 페이딩의 위상은, 페이딩 비율이 스냅샷 (심볼) 비율에 비해 낮을 때 스마트 안테나 가중 벡터 갱신 프로세스에 영향을 미치지 않는데, 이는 대부분의 실제 적용에서 사실이다. 다중경로 페이딩의 절대값만이 가중 갱신 프로세싱에 영향을 미친다. 이러한 사실은 이하에서 증명될 수 있다. 스냅샷 K-1에서 정상 상태 가중 벡터는 채널 벡터 a(k)에 비례하며, 다음의 (수학식 31)과 같이 나타낼 수 있다.
도 5에서 파일럿 채널로부터의 포스트-PN 역확산 신호 y(k)는 다음의 (수학식 32)와 같이 나타낼 수 있다.
안테나 어레이 출력 z(k)는 다음의 (수학식 33)과 같이 나타낼 수 있다.
예를 들어, 최대 출력 전력 표준이 스마트 안테나 프로세서를 위해 취해진다면, 상기 (수학식 10)에서 갱신된 가중 벡터는 다음의 (수학식 44)와 같이 나타낼 수 있다.
여기서, c(k)={1-|z(k)|2/λ(k)}이고 상기 (수학식 34)의 우측은 공액 곱셈으로 인해 페이딩 위상 φ(k)와 독립이다. 이러한 사실은 시뮬레이션에 유용하다. 또한, 개개의 사용자 n으로부터의 입사각 θ_n (k)이 연속적으로 변화된다고 하여도, 스냅샷 간격에서 원하지 않는 신호 전체의 위상은 균일 랜덤 변수(uniform random variable)로 모델링(modeling) 될 수 있다. 이러한 사실은 시뮬레이션 시간을 감소시키는데 유용하다.
GaVg(θ1)를 원하는 사용자로부터의 입사각이 θ1일 때, 스마트 안테나에 의해 획득된 간섭에 반한 억압 이득을 나타낸다. 이러한 내용은 Yoo S. Song 및 Hyuck M. Kwon의 논문에 상세히 설명되어 있다. 그러면, GaVg(θ1)는 1보다 작거나 같고, 억압된 간섭 출력 전력은 스마트 안테나가 없는 경우의 간섭 전력이 I=(N-1)P 일 때, 스마트 안테나를 사용하면 GaVg(θ1)가 된다.
도 18 은 θ1에 대하여 3개의 평균 각도 이득, 즉, 실수 성분 GaVg,Re에 대한 각도 이득, 허수 성분 GaVg,Im에 대한 각도 이득 및 실수 성분과 허수 성분 각도 이득의 합 GaVg을 나타내고 있다. 만일 변조 방법이 직교 위상 쉬프트 키(QPSK : quadrature phase shift keying) 대신 이진 위상 쉬프트 키(BPSK : binary phase shift keying)이라면, 비트 결정이 실수 성분을 기반으로 하기 때문에 실수 성분 각도 이득 GaVg,Re이 사용되어야만 한다. 만일 변조방법이 CDMA2000에서 사용되는 것과 같은 QPSK라면, 실수 성분 및 허수 성분 각도 이득의 합 GaVg이 사용되어야 한다.
유사하게, M개의 안테나의 스마트 안테나 어레이가 적용될 때, 유효 출력 열 잡음 전력은 M에 의해 감소됨을 Yoo S. Song 및 Hyuck M. Kwon의 논문에서 알 수 있다. ρc를 1번째 다중경로의 평균 출력 SINR이라고 나타내자. 그러면 ρc는 다음의 (수학식 35)와 같이 나타낼 수 있다.
여기서,는 1번째 다중경로 페이딩의 평균전력이다.
만일 종래의 다중 안테나 어레이가 가중 처리없이 사용된다면, SINR 개선은 단지 열 잡음에 대해서만 획득될 수 있다. 간섭에 대한 어떠한 공간 억압 이득도 없다. 이것은 다음과 같이 설명될 수 있다. 열 잡음이 없다고 가정하자. 그리고 나서 모든 안테나는 동일한 간섭 신호를 수신한다. 종래의 어레이 안테나는 신호와 간섭 전력 모두를 인수 M만큼 증가시킨다. 그러므로, 어레이 안테나의 적용이 신호대-간섭 출력 전력비을 개선시키지 않는다. 이제, 어떠한 간섭도 없다고 가정하고, 단지 독립적인 열 잡음만이 각각의 안테나에 부가된다고 가정하자. 그러면 신호 출력 전력은 인수 M 만큼 증가된다. 그러면 ρc는 I0=(N-1)P/{W=1Tc}인 경우에 스마트 안테나가 없는 종래의 어레이 안테나에 대하여 다음의 (수학식 36)과 같이 나타낼 수 있다.
균등 이득 합성(EGC : Equal gain combining) 수신기는 스마트 안테나 다음에 사용되고, 독립적인 잡음이 각각의 다이버시티(diversity) 채널에 부가된다. 합성기의 출력에서 SINR은 채널 SINRs의 합이다. J. S. Lee 및 L. E. Miller의 저서 (J. S. Lee, L. E. Miller, "CDMA System Engineering Handbook, Artech House Publishers, 1998) 959페이지에 기재된 것과 같이, L개의 독립적인 레일리(Rayleigh) 페이딩 경로하에서 전체 BER 공식은 스마트 안테나 프로세서를 사용하는 CDMA에 적용될 수 있으며, 다음의 (수학식 37)과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, p는 l번째 다중경로 페이딩하에서 심볼 에러 확률이며, 다음의 (수학식 38)과 같이 나타낼 수 있다.
한편, 시뮬레이션에 있어서, 다른 사용자들은 각각 하나의 다중경로를 가지고 있으며, 원하는 사용자 신호에서 다른 다중경로들은 간섭으로 취급된다고 가정한다. 그러므로, 상기 (수학식 3)에 있어서 m번째 안테나에서의 수신 신호는 다음의 (수학식 39)와 같이 근사화된다.
상기 (수학식 39)에서 첫 번째 항은 원하는 사용자 (n=1,1=1)로부터의 원하는 핑거 신호를 나타낸다. 고속 시뮬레이션을 위해, 간섭, 즉 상기 (수학식 39)에서의 두 번째 항은 다음의 (수학식 40)과 같이 간략화된다.
I(t)는 평균 0 및 (N-1)와 동일한 분산을 갖는 백색 가우시안 랜덤 프로세스이고, θ(t)는 -π/2부터 π/2까지 균일하게 분배된 랜덤 프로세스이다. 단위 시간 t는 PN 칩 간격으로 설정된다.
도 10a 내지 10c는 상기 (수학식 40)의 좌측을 사용함으로써, 다른 신호들의 수(N-1)가 각각 10, 30, 70일 때, 안테나 어레이의 두 번째 요소에서의 실제 간섭 모델에 대한 실수 성분 및 허수 성분의 평균 및 분산을 보여주고 있다. 수평축은 프레임 인덱스(frame index)를 나타낸다. 도 10d는 다른 신호의 수가 70일 때, 실제 모델에 대한 실수 성분 및 허수 성분의 합을 보여준다. 도 10e 내지 10g는 다른 신호들의 수(N-1)가 각각 10, 30, 70 일 때, 상기 (수학식 40)의 우측을 사용함으로써, 안테나 어레이의 두 번째 요소에서의 간략화된 간섭 모델에 대한 실수 성분 및 허수 성분의 상응 평균 및 분산을 보여주고 있다. 도 10h는 다른 신호의 수가 70일 때, 간략화된 모델에 대한 실수 성분의 분산과 허수 성분의 분산의 합을 보여준다. 간략화된 간섭 모델의 샘플이 백색 가우시안 모델로 인해 상관성이 없는데 반해서, 실제 간섭 모델의 샘플은 사용자들의 끊임없는 움직임으로 인해 상관되는 것이 관측된다. 도 19는 실제 및 간략화된 간섭의 평균과 분산과 그들의 차를 나타내고 있다. 다른 신호들의 수가 증가하면 두 모델간의 분산의 차는 감소된다.
도 11은 실제 및 간략화된 간섭 모델에 대한 신호의 수(N) 대 시뮬레이션 BER 결과를 나타내고 있다. 여기에서는 이론상의 스마트 안테나 BER 결과는 M=3 안테나일 때, L=2 균등 강도 제이크 페이딩 다중경로, 이동 속도=50km/h, Eb/N0=20 dB를 보여준다. 라그랑제 곱셈기 없이 최대 출력 전력 표준이 사용된다. 스마트 안테나의 이론상 BER 결과는, M=3 안테나와 L=2 균등 강도 제이크 페이딩 다중경로, 즉일 때, 50km/h와 동일한 이동 속도라고 가정할 때의 비교를 보여주고 있다. 비트 에너지대-열 잡음-밀도 비(Eb/N0)가 20dB이 되도록 선택된다. 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준이 사용된다. 실제 간섭 모델과 간략화된 간섭 모델간의 BER 차이는 미비하며, 두 개 모두 이론상의 BER 결과에 가깝다.
도 12는 CDMA2000 역방향 링크에서의 파일롯-보조 채널 추정으로 인한 BER 하락을 나타낸다. 여기에서는 균등 강도 다중경로 페이딩, M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준이 사용된다. 3개의 사용자의 수 N 대 BER 곡선이 도시된다. 3개의 곡선은 (a) 완벽한 채널 추정을 가정하는 상기 (수학식 35) 및 (수학식 37)을 사용하는 이론상의 BER 결과이고, (b)완벽한 채널 정보 α_l (i) e^{jψ_i (i)}를 갖는 시뮬레이션 BER이며, (c) 도 1에서의 파일롯-보조 채널 추정을 갖는 시뮬레이션 BER이다. 파일럿 채널 추정으로 인한 하락은 미미하다는 것이 관찰된다. 상기 (수학식 10) 내지 (수학식 13)에서 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는 M=3 안테나와 사용되었다. 파일롯 채널 추정 윈도우에서의 칩의 수 Np는 128로 선택된다. 스마트 안테나 어레이가 없을 때, 신호대-열 잡음 입력비 Eb/N0는 20 dB로 설정된다. L=2 균등 강도 제이크 페이딩 다중경로, 즉가 이동 속도가 50km/h 이라고 가정하고 시뮬레이트된다. 사용자의 수 N이 30보다 작거나 같을 때, N-1개의 다른 사용자 입사각은 선형적으로 변한다고 가정된다. 즉, 상기 (수학식 40)에서 좌측의 실제 간섭 모델이 사용된다. 사용자의 수가 30보다 클 때, 전체 간섭은 입사각이 균일하게 분포되고, 제로(0) 평균을 갖는 가우시안 변수진폭과 주어진 간섭 전력 (N-1)을 가지고 시뮬레이트된다. 즉, 상기 (수학식 40)의 우측의 간략화된 간섭 모델이 사용된다. 개별 사용자를 위한 연속적으로 변하는 입사각 모델과 전체 다른 사용자들을 위한 랜덤 입사각 모델간의 BER 차는 N〉30일 때 무시할 수 있다. 원하는 사용자의 입사각이 스냅샷 당 0.01°씩 선형적으로 변한다. 수렴 파라미터 μ=0.0001은 시뮬레이션 동안 내내 사용되었다.
도 13a는 M=3 안테나가 L=2 균등 강도 제이크 다중경로 페이딩 하에서 사용될 때, 4개의 스마트 안테나에 대한 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여주고 있다. 상기 (수학식 35) 및 (수학식 37)을 사용하는 이론상의 스마트 안테나와 상기 (수학식 36) 및 (수학식 37)을 사용하는 종래의 어레이 안테나 BER 결과가 비교를 위해서 보여진다. 사용자로부터의 입사각은 섹터 안에서 균일하게 분포된다. 4개의 모든 스마트 안테나 알고리즘이 거의 동일하게 수행됨을 볼 수 있다. 최대 출력 전력 표준은 최상의 성능을 가져온다. 고유벡터 탐색없이 최대 SINR 표준에 기반을 둔 간략화된 안테나의 성능이 가장 나쁘다. 모든 스마트 안테나 알고리즘의 BER 결과는 이론적인 것에 가깝고, 종래의 어레이 안테나와 비교하여 상당한 성능 개선을 보여주고 있다. 예를 들어, M=3인 종래의 안테나 어레이가 L=2 균등 강도 제이크 다중경로 페이딩 하에서 3×10-2BER에서 단지 10개의 사용자만을 지원할 수 있는 반면, M=3 스마트 안테나 프로세싱을 갖는 CDMA는 24개의 사용자를 지원할 수 있다. 도 20은 도 13a 및 13b에서의 BER 결과에 상응하는 시뮬레이션 및 이론적 BER 결과를 나타내고 있다.
도 13b는 M=10 안테나가 사용될 때, 4개의 스마트 안테나 알고리즘에 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여주고 있다. 종래의 어레이 안테나와 비교하여, 상당히 성능이 개선되었음을 알 수 있다. 예를 들어, M=10인 종래의 안테나 어레이가 L=2 균등 강도 제이크 다중경로 페이딩 하에서 3×10-2BER에서 단지 10개의 사용자만을 지원할 수 있는 반면, M=10 스마트 안테나 프로세싱을 갖는 CDMA는 57개의 사용자들을 지원할 수 있다. 도 20은 도 13a 및 13b에서의 BER 결과에 상응하는 시뮬레이션 및 이론적 BER 결과를 나타내고 있다.
도 14a는 M=3일 때및를 갖는 불균등 강도 다중경로 하에서 스마트 안테나 알고리즘에 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여주고 있다. 여기에서는 M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 이론상의 스마트 안테나 BER 결과는 (M=3, L=1) 및 (M=3, L=2)를 갖는 균등 강도에 관한 것이다. (M=3, L=1)를 갖는 종래의 어레이 안테나는 비교를 위해 도시된다. 불균등 강도 페이딩 하에서의 4개의 스마트 안테나 시뮬레이션 BER 결과 모두가 L=1 경로 페이딩 및 이론상의 스마트 안테나 BER 결과에 근접해 있음을 볼 수 있다. 이것은 약한 경로 핑거와 비교해 볼 때, 강도 0.9를 갖는 강한 경로로부터의 핑거 출력이 우세하기 때문에 합리적이다. 또한, 사용자의 수가 증가함에 따라, 라그랑제 곱셈기없이 상기 (수학식 10) 및 (수학식 11)을 사용하는 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나가 다른 스마트 알고리즘보다 약간 우수하다는 것이 관찰된다. 사용자의 수가 감소함에 따라, 고유벡터 탐색을 갖고 상기 (수학식 16) 내지 (수학식 23)을 사용하는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는 다른 스마트 알로리즘보다 약간 우수하다. 다른 스마트 안테나 알고리즘이 순시 갱신, 즉 스냅샷 당 한 개의 심볼을 사용하는 반면에, 고유벡터 탐색을 갖는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나 알고리즘은 스냅샷 당 8개의 심볼을 취한다.
도 14b는 M=10일 때및를 갖는 불균등 강도 다중경로 하에서 스마트 안테나 알고리즘에 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여주고 있다. 여기에서는 도 14b: M=10 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 사용자의 수가 증가함에 따라, 고유벡터 탐색없이 상기 (수학식 24) 내지 (수학식 26)을 사용하는 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나가 다른 스마트 알고리즘보다 약간 우수하다는 것이 관찰된다. 도 21은 도 14a 및 14b에서의 결과에 상응하는 시뮬레이션 및 이론상의 BER 결과를 나타내고 있다.
도 15a는 다른 모든 사용자가 일군의 영역내에 위치하고, 사용자들의 입사각이 25°로부터 ±5°내 라고 가정함으로써 M=3에 대한 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여준다. 여기에서는 M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 4개의 스마트 안테나 알고리즘은및를 갖는 불균등 강도 다중경로 하에서 고려된다. (M=3, L=2)를 갖지만 스마트 안테나 알로기즘없는 종래의 안테나를 비교를 위해 도시한다. (M=3, L=1) 및 (M=3, L=2)를 갖는 이론상의 스마트 안테나 BER 결과가 균등 강도 페이딩에 대해서 보여진다. 고유벡터 탐색없이 상기 (수학식 16) 내지 (수학식 23)을 사용하는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는, 사용자의 수가 증가함에 따라, L=1인 이론적인 스마트 안테나 BER 결과 및 (M=3, L=2)을 갖는 종래의 안테나보다 나쁠 수 있다. 고유벡터 탐색없이 상기 (수학식 24) 내지 (수학식 26)을 사용하는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는 또 다른 알고리즘보다 더 우수한 BER 결과를 가져올 수 있다.
도 15b는 다른 모든 사용자가 일군의 영역 내에 위치하고, 사용자들의 입사각이 25°로부터 ±5°내 라고 가정함으로써 M=10에 대한 상응하는 시뮬레이션 BER 결과를 보여주고 있다. 여기에서는 M=10 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 고유벡터를 탐색하고 상기 (수학식 16) 내지 (수학식 23)을 사용하는 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는 (M=10, L=2)를 갖는 종래의 안테나보다 나쁠 수 있다. 최대 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나는 최상이다. 도 22는 도15a 및 15b에서의 결과와 상응하는 시뮬레이션 및 이론적 BER 결과를 나타내고 있다.
도 16 및 17은 원하는 경로 신호의 입사각이 0°부터 60°에서 선형으로 변하고, 모든 간섭 입사각이 25°부터 ±5°내에 있을 때, 약한 경로와 강한 경로에 대한 안테나 추적 각도의 상응 행위를 각각 도시한다. 도 16에서는 M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 도 17에서는 M=3 안테나, L=2 경로, Eb/N0=20 dB를 가정한다. 고유벡터 탐색을 갖고 최대 SINR 출력 표준에 기반을 둔 스마트 알고리즘과 고유벡터 탐색 없이 최대 SINR 출력 표준에 기반을 둔 스마트 알고리즘 모두가 사용된다. 상기 도면들은 3개의 창조적인 알고리즘이 고유벡터를 갖는 최대 SINR에 기반을 둔 또 다른 창조적인 알고리즘보다 더 우수한 BER 결과를 가져올 수 있는지를 보여주고 있다. 도 16 및 17은 고유벡터 탐색없이 최대 SINR에 기반을 둔 창조적인 알고리즘의 각도 추적 능력이 간섭 신호의 입사각이 원하는 신호의 입사각, 즉 도 16과 17에서 2000부터 3000까지의 스냅샷 인덱스에 가까울 때, 고유벡터 탐색을 가진 것보다 더 우수하다는 것을 보여주고 있다. 이것은 Naguib의 논문에서와 동일한 고유벡터 탐색을 갖는 또 다른 창조적인 알고리즘이 어떠한 수렴 파라미터도 사용하지 않는 반면, 고유벡터 탐색이 없는 창조적인 알고리즘이 작은 수렴 파라미터 μ=0.0001을 적용하고, 가중 벡터의 갱신 증가량이 작기 때문이다. 갱신 증가량은 커질 수 있고 결과 각도는 추적을 벗어 날 수 있다.
결론적으로, 복소수 (교차) PN 확산 및 역확산은 CDMA2000 역방향 링크 구성에 따라 이동 송신기와 기지국 수신기에서 사용된다. 게다가, 파일롯 채널은 CDMA2000 역방향 링크에서 설명된 것과 같이 사용되었다. 추정 윈도우 크기가 L=2 균등 강도 다중경로 페이딩 하에서 M=3 안테나인 스마트 안테나에 있어서 심볼 당 128개의 칩일 때, 파일롯 채널로 인한 BER 하락은 완벽한 채널 추정을 갖는 BER과 비교하여 미미하다는 것이 관찰된다.
4개의 창조적인 스마트 안테나 알고리즘은 교차 PN 확산 및 역확산을 갖는 파일롯-보조 CDMA 시스템에 대해서 사용되었다. 즉, (1) 라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나, (2) Naguib의 논문에서와 같이 적은 연산을 요구하지만 등가 BER인 고유벡터 탐색을 갖는 최대 출력 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나, (3) 고유벡터 탐색없이 최대 출력 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나, 및 (4) 고유벡터 탐색없이 최대 출력 SINR 표준에 기반을 둔 보다 더 간략화된 스마트 안테나이다. 실제 채널 모델들에 대해서, 균등 및 불균등 강도 다중경로 페이딩은 제이크 모델을 갖는 것이 사용되었다. 또한, 일군의 간섭 사용자 및 흩어진 간섭 사용자 모두가 고려되었다. 이론적 및 시뮬레이션 BER 결과 모두가 비교를 위해 획득되었다. 라그랑제 곱셈기를 갖지 않는 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나와 고유벡터 탐색없이 최대 출력 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나가 모두 다른 것보다 우수하게 수행된다. 게다가, 간섭 사용자가 무리지어 있거나, 채널들이 불균등 강도 페이딩 일 때, 3개의 창조적인 스마트 안테나 알고리즘의 BER 성능이 Naguib의 논문에서의 BER 성능보다 더 우수하다는 것을 알 수 있다. 더욱이, 3개의 창조적인 알고리즘의 스냅샷 당 연산 로드는 기존의 것보다 상당히 작다. 그러므로, 3개의 창조적인 스마트 안테나 알고리즘은 합리적이고 실제적인 연산 로드를 갖고 용량을 증가시키는 3G 및 미래의 CDMA 시스템을 위해 권고된다.
상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체(씨디롬, 램, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 한정되는 것이 아니다.
상기한 바와 같은 본 발명은, 실제 채널 모델들에 대해서, 균등 및 불균등 강도 다중경로 페이딩은 제이크 모델을 갖는 것이 사용되었다. 또한, 일군의 간섭 사용자 및 흩어진 간섭 사용자 모두가 고려되었다. 이론적 및 시뮬레이션 BER 결과 모두가 비교를 위해 획득되었다. 라그랑제 곱셈기를 갖지 않는 최대 출력 전력 표준에 기반을 둔 스마트 안테나와 고유벡터 탐색없이 최대 출력 SINR 표준에 기반을 둔 스마트 안테나가 모두 다른 것보다 우수하게 수행된다. 게다가, 간섭 사용자가 무리지어 있거나, 채널들이 불균등 강도 페이딩 일 때, 3개의 창조적인 스마트 안테나 알고리즘의 BER 성능이 Naguib의 논문에서의 BER 성능보다 더 우수하다는 것을 알 수 있다. 더욱이, 3개의 창조적인 알고리즘의 스냅샷 당 연산 로드는 기존의 것보다 상당히 작다. 그러므로, 3개의 창조적인 스마트 안테나 알고리즘은 합리적이고 실제적인 연산 로드를 갖고 용량을 증가시키는 3G 및 미래의 CDMA 시스템에 적용될 수 있는 효과가 있다.

Claims (17)

  1. 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서,
    라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    초기 가중 벡터(w(0)) 및 초기 고유치(λ(0))를 설정하는 제 1 단계;
    새로운 포스트-PN 프로세싱 데이터(y(k))를 수신하는 제 2 단계; 및
    스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 단계
    를 포함하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 3 단계의 스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 갱신하는 과정은,
    하기의 수학식에 의해 갱신되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    (여기서, ▽(k)는
    에서 비용 함수의 Mx1 경사 벡터이며, *는 켤레 연산, λ(k)는 자동-공분산 행렬 Ryy(k)의 고유치이고, w1(k)는 w(k)의 첫 번째 요소이며, z(k)는와 같은 어레이 출력이며, H는 켤레 치환을 나타냄)
  3. 제 2 항에 있어서,
    초기 가중 벡터(w(0))가 (1, ..., l)T로 설정되면 고유치 λ(k)는,
    하기의 수학식에 의해 생성하는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    (여기서, 상실 계수 f는 0.9로 설정되고, 초기 고유치 λ(0)는 M으로 설정됨)
  4. 제 3 항에 있어서,
    최적 어레이 가중 벡터(w(k))는,
    신호대-간섭-잡음 전력비(SINR)가 충분할 때 프로세싱 데이터(y(k))의 자동 상관 행렬의 고유벡터에 근접하고, 비용함수는 하기의 수학식에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    (여기서, tr은 추적 연산, Ryy(k)는 자동 상관 행렬임)
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 자동 상관 행렬은,
    실질적으로, 하기의 수학식에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    가중 벡터(w(k))가 도달 채널 벡터(a(k))에 비례하면 가중 벡터가 최적일 때 평균 제곱 에러()는 제로(0)인 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    가중 벡터(w(k))가 비용 함수를 최소화시키면 어레이 출력(z(k))의 전력이 최대가 되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  8. 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서,
    최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 1 단계;
    스냅샷(k)에서 사용자의 핑거에 대한 포스트-PN 상관 신호 벡터(y)를 설정하는 제 2 단계; 및
    최적 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 단계
    를 포함하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 2 단계의 포스트-PN 상관 신호 벡터(y)는,
    하기의 수학식과 같이 설정되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    y(k)=s(k)+i(k)+n(k)=s(k)+v(k)
    (여기서, s(k)는 페이딩 채널을 통한 M×l 개의 원하는 사용자 신호 벡터, i(k)는 M×l 개의 PN-확산 간섭 신호 벡터, n(k)는 M×l 개의 열잡음 벡터, v(k)=i(k)+n(k)임)
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 3 단계의 최적 가중 벡터(w(k))는,
    하기의 수학식에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    (여기서, G는 PN 확산 처리 이득, Rxx(k)는 M×1 x(i)의 M×M 자동상관 행렬 및 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터, Ryy(k)는 M×1 y(k)의 M×M 자동상관 행렬 및 포스트-PN 역확산 어레이 샘플 벡터, a(k)는 채널 벡터임)
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 채널은,
    채널 벡터(a(k))가 하기의 수학식에 의해 획득되므로, 행렬(Ryy(k)-Rxx(k))의 최대 고유치를 갖는 고유벡터로 추정되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  12. 스마트 안테나 시스템에서의 가중 벡터 생성 방법에 있어서,
    최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    초기 가중 벡터(w(0)) 및 분산 파라미터를 설정하는 제 1 단계;
    새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 2 단계;
    현재 스냅샷 간격에 샘플을 기반으로 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터(x(k))의 자동상관 행렬(Rxx(k))를 획득하는 제 3 단계; 및
    가중 벡터(w(k))에 대하여 신호대 잡음비(SINR)의 경사 벡터 ∇(k)를 취함으로써 최적 가중 벡터를 반복적으로 생성하는 제 4 단계
    를 포함하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 4 단계의 최적 가중 벡터는,
    하기의 수학식에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
    (여기서, μ는 수렴 파라미터, G는 심볼당 칩의 수와 동일한 PN 처리 이득, z(k)는 어레이 출력임)
  14. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 행렬(Rxx(k))의 근사치가이고;
    스칼라 g(k)가이고;
    새로운 최적 가중 벡터가
    및
    에 의해 획득되고, f는 상실 인수인 것을 특징으로 하는 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트 안테나에서의 가중 벡터 생성 방법.
  15. 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에,
    라그랑제 곱셈기없이 최대 출력 전력 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    초기 가중 벡터(w(0)) 및 초기 고유치(λ(0))를 설정하는 제 1 기능;
    새로운 포스트-PN 프로세싱 데이터(y(k))를 수신하는 제 2 기능; 및
    스냅샷 인덱스(k)에서 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 기능
    을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  16. 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에,
    최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 1 기능;
    스냅샷(k)에서 사용자의 핑거에 대한 포스트-PN 상관 신호 벡터(y)를 설정하는 제 2 기능; 및
    최적 가중 벡터(w(k))를 생성하는 제 3 기능
    을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  17. 가중 벡터를 생성하기 위하여, 프로세서를 구비한 스마트 안테나 시스템에,
    최대 신호대 간섭-플러스-잡음 출력 전력비(SINRo) 표준을 기반으로 하여, 채널 추정 및 데이터 심볼 복조를 위해 수신기의 전단 대신에 의사잡음(PN, 이하 "PN"이라 함) 역확산 다음에 인가되는 가중 벡터를 생성하기 위하여,
    초기 가중 벡터(w(0)) 및 분산 파라미터를 설정하는 제 1 기능;
    새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(y(i)) 및 새로운 포스트-PN 프로세싱 벡터(x(i))를 수신하는 제 2 기능;
    현재 스냅샷 간격에 샘플을 기반으로 프리-PN 역확산 어레이 샘플 벡터(x(k))의 자동상관 행렬(Rxx(k))를 획득하는 제 3 기능; 및
    가중 벡터(w(k))에 대하여 신호대 잡음비(SINR)의 경사 벡터 ∇(k)를 취함으로써 최적 가중 벡터를 반복적으로 생성하는 제 4 기능
    을 실현시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
KR1020000066874A 1999-11-10 2000-11-10 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트안테나에서의 가중 벡터 생성 방법 KR100735813B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16455299P 1999-11-10 1999-11-10
US60/164,552 1999-11-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010051613A true KR20010051613A (ko) 2001-06-25
KR100735813B1 KR100735813B1 (ko) 2007-07-06

Family

ID=22595019

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020000066874A KR100735813B1 (ko) 1999-11-10 2000-11-10 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트안테나에서의 가중 벡터 생성 방법

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6587451B1 (ko)
EP (2) EP1401121A3 (ko)
JP (1) JP2001203527A (ko)
KR (1) KR100735813B1 (ko)
CN (1) CN1187924C (ko)
AT (1) ATE301889T1 (ko)
DE (1) DE60021832D1 (ko)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20030039903A (ko) * 2001-11-16 2003-05-22 주식회사 세스텍 행렬처리방식의 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는에레이 안테나 시스템의 신호처리 방법 및 장치
KR20030040655A (ko) * 2001-11-15 2003-05-23 주식회사 세스텍 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는 에레이 안테나시스템의 신호처리 방법 및 장치
KR100446025B1 (ko) * 2001-05-11 2004-08-30 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 안테나 웨이트의 수렴 시간의 단축이 가능한 적응 어레이안테나 수신 장치
US6861981B2 (en) 2002-11-27 2005-03-01 Electronics And Telecommunications Research Institute Normalizing apparatus for adaptive beamforming in smart antenna receiving system
KR100478382B1 (ko) * 2002-04-23 2005-03-24 (주)텔레시스테크놀로지 오.에프.디.엠/에스.디.엠.에이 기반 스마트 안테나시스템에서 배열안테나의 가중치 벡터 갱신 방법
KR100830499B1 (ko) * 2002-12-31 2008-05-21 엘지전자 주식회사 스마트 안테나를 이용한 통신 시스템에서 가중치를추정하는 방법
KR101297893B1 (ko) * 2011-07-27 2013-08-19 강원대학교산학협력단 신호 부공간 기반 가중벡터 계산 방법

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1625281A (zh) * 2003-12-01 2005-06-08 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于具有多个天线阵元的移动终端的通信方法及装置
KR100651962B1 (ko) * 2000-09-02 2006-11-30 엘지전자 주식회사 적응 안테나 어레이 시스템에서의 신호처리 방법
US7023931B2 (en) * 2001-11-05 2006-04-04 Texas Instruments Incorporated System and method for soft slicing
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
KR20030050338A (ko) * 2001-12-18 2003-06-25 엘지전자 주식회사 가중치 갱신 방법
US6882833B2 (en) * 2002-02-22 2005-04-19 Blue7 Communications Transferring data in a wireless communication system
US6714769B2 (en) 2002-03-08 2004-03-30 Interdigital Technology Corporation Method and system for implementing smart antennas and diversity techniques
US7327800B2 (en) 2002-05-24 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for data detection in wireless communication systems
US7286513B2 (en) * 2002-06-05 2007-10-23 Sigma Designs, Inc. Wireless switch for use in wireless communications
EP1540832B1 (en) * 2002-08-29 2016-04-13 Callahan Cellular L.L.C. Method for separating interferering signals and computing arrival angles
US7327795B2 (en) 2003-03-31 2008-02-05 Vecima Networks Inc. System and method for wireless communication systems
KR100663442B1 (ko) 2003-08-20 2007-02-28 삼성전자주식회사 적응 안테나 어레이 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법
KR100955148B1 (ko) 2003-12-20 2010-04-28 엘지노텔 주식회사 안테나 배열을 사용하는 디에스-시디엠에이 시스템에서의사잡음코드 포착방법
JP2006025201A (ja) * 2004-07-08 2006-01-26 Funai Electric Co Ltd テレビジョン放送受信システム
JP4086833B2 (ja) * 2004-10-27 2008-05-14 日本電波工業株式会社 高周波無線機の制御方法及び高周波無線機システム
US20070021085A1 (en) * 2005-07-25 2007-01-25 Ibiquity Digital Corporation Adaptive Beamforming For AM Radio
US8055300B2 (en) * 2007-08-29 2011-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for indoor coverage of user equipment terminals
US9326183B2 (en) 2013-03-15 2016-04-26 Wi-Lan Labs, Inc. Uplink interference resolution in a wireless communication system
US9325483B2 (en) 2013-03-15 2016-04-26 Wi-Lan Labs, Inc. Flexible MIMO resource allocation through cross-correlation nulling and frequency domain segmented receiver processing
US10069546B2 (en) * 2015-02-13 2018-09-04 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Enhanced pre-ordered pre-weighted transmission
US9780854B2 (en) 2015-03-30 2017-10-03 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Multi-layer wireless streaming with adaptive constellation mapping (ACM)
JP6422456B2 (ja) * 2016-02-23 2018-11-14 三菱電機株式会社 信号処理装置及びアレーアンテナ装置
RU2701460C1 (ru) * 2018-06-05 2019-09-26 Геннадий Петрович Слукин Способ формирования приемных парциальных лучей для параллельного обзора пространства
CN111865398B (zh) * 2020-07-01 2022-06-03 哈尔滨工业大学（深圳） 一种大规模leo卫星部署下的星地传输方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100229094B1 (ko) * 1996-06-28 1999-11-01 최승원 수신신호에 대한 자기상관행렬의 최대고유치에 대응하는 고유벡터를 이용한 배열 안테나의 신호 처리 방법
US5930243A (en) * 1996-10-11 1999-07-27 Arraycomm, Inc. Method and apparatus for estimating parameters of a communication system using antenna arrays and spatial processing
KR20000041527A (ko) * 1998-12-22 2000-07-15 최승원 라그랑제승수법에 의거한 적응 배열 안테나 시스템의 최적의 웨이트벡터 계산을 위한 신호처리 방법 및 장치
KR20000041526A (ko) * 1998-12-22 2000-07-15 최승원 공액기울기 방법에 의거한 적응 배열 안테나시스템의 최적의웨이트벡터 계산을 위한 신호처리 방법 및 장치
KR100713164B1 (ko) * 1999-01-30 2007-05-02 주식회사 세스텍 코드분할다중접속방식 이동통신망을 위한적응배열안테나시스템의 신호처리 방법 및 그 기록매체
US6434375B1 (en) * 2000-09-13 2002-08-13 Neoreach, Inc. Smart antenna with no phase calibration for CDMA reverse link

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100446025B1 (ko) * 2001-05-11 2004-08-30 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 안테나 웨이트의 수렴 시간의 단축이 가능한 적응 어레이안테나 수신 장치
KR20030040655A (ko) * 2001-11-15 2003-05-23 주식회사 세스텍 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는 에레이 안테나시스템의 신호처리 방법 및 장치
KR20030039903A (ko) * 2001-11-16 2003-05-22 주식회사 세스텍 행렬처리방식의 일반화된 온-오프 알고리즘을 이용하는에레이 안테나 시스템의 신호처리 방법 및 장치
KR100478382B1 (ko) * 2002-04-23 2005-03-24 (주)텔레시스테크놀로지 오.에프.디.엠/에스.디.엠.에이 기반 스마트 안테나시스템에서 배열안테나의 가중치 벡터 갱신 방법
US6861981B2 (en) 2002-11-27 2005-03-01 Electronics And Telecommunications Research Institute Normalizing apparatus for adaptive beamforming in smart antenna receiving system
KR100830499B1 (ko) * 2002-12-31 2008-05-21 엘지전자 주식회사 스마트 안테나를 이용한 통신 시스템에서 가중치를추정하는 방법
KR101297893B1 (ko) * 2011-07-27 2013-08-19 강원대학교산학협력단 신호 부공간 기반 가중벡터 계산 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US6587451B1 (en) 2003-07-01
ATE301889T1 (de) 2005-08-15
DE60021832D1 (de) 2005-09-15
KR100735813B1 (ko) 2007-07-06
EP1100214B1 (en) 2005-08-10
JP2001203527A (ja) 2001-07-27
EP1401121A2 (en) 2004-03-24
EP1100214A3 (en) 2003-03-19
EP1401121A3 (en) 2004-05-06
CN1317892A (zh) 2001-10-17
CN1187924C (zh) 2005-02-02
EP1100214A2 (en) 2001-05-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100735813B1 (ko) 차세대 코드분할다중접속 무선 통신용 스마트안테나에서의 가중 벡터 생성 방법
Choi et al. A novel adaptive beamforming algorithm for a smart antenna system in a CDMA mobile communication environment
JP4421106B2 (ja) Ｃｄｍａ通信容量を改善するための実用的な空間−時間無線方法
Choi et al. A novel adaptive beamforming algorithm for antenna array CDMA systems with strong interferers
US8064407B2 (en) Method and equipment for realizing smart antenna in WCDMA system
KR100770875B1 (ko) 배열 안테나 시스템에서 간섭전력 추정을 이용한 빔 형성장치 및 방법
CN100544231C (zh) 基于软件无线电的智能天线实现方法及智能天线实现系统
Song et al. Computationally efficient smart antennas for CDMA wireless communications
JP4823469B2 (ja) 適応収束パラメータを用いたスマートアンテナ
JP2004509534A (ja) Ｃｄｍａ逆方向リンクのための位相較正を用いないスマートアンテナ
Choi Pilot channel-aided techniques to compute the beamforming vector for CDMA systems with antenna array
KR20020049358A (ko) 적응 안테나 어레이를 이용한 이동통신 시스템에서의빔형성 방법
Choi A receiver of simple structure for antenna array CDMA systems
Hew et al. Space-time estimation techniques for UTRA system
Lim et al. Performance evaluation of adaptive beamforming using pilot and traffic channel in CDMA2000 reverse link
Kim et al. An adaptive beam-forming algorithm for smart antenna system in practical CDMA environments
Srikanth et al. Systematic comparison of performance of different Adaptive beam forming Algorithms for Smart Antenna systems
Luo et al. Using signal cancellation for optimum beamforming in a cellular CDMA system
Karakoc et al. Evaluation of smart antenna algorithms for CDMA2000 reverse link
Luo Beamforming in the uplink and downlink channels of a cellular CDMA communication system.
Blanchard-Lapierre et al. The JDTDOA algorithm applied to signal recovery: a performance analysis
Kim et al. Performance of antenna arrays with reverse-link synchronous transmission technique for DS-CDMA system in multipath fading channels
Yao Multi-User Massive MIMO Channel Estimation Based on Kalman Filters
Wang et al. A two-dimensional RAKE receiver architecture with an FFT-based matched filtering
Li An Improved Adaptive Array Algorithm for Terminals of TD-SCDMA System

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
G170 Re-publication after modification of scope of protection [patent]
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130403

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140522

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150521

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160527

Year of fee payment: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee