KR20030050338A - 가중치 갱신 방법 - Google Patents

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KR20030050338A
KR20030050338A KR1020010080753A KR20010080753A KR20030050338A KR 20030050338 A KR20030050338 A KR 20030050338A KR 1020010080753 A KR1020010080753 A KR 1020010080753A KR 20010080753 A KR20010080753 A KR 20010080753A KR 20030050338 A KR20030050338 A KR 20030050338A
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심동희
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
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  • Radio Transmission System (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 코드 분할 다중 접속 시스템에서 복수의 안테나에 적용될 가중치의 갱신 방법에 관한 것이다. 이와 같은 본 발명에 따른 가중치 갱신 방법은 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하고, 상기 간섭 및 잡음 신호와, 원하는 신호와, 가중치를 이용하여 이 고유치를 갱신하는 단계; 상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 비대각 성분을 벡터 연산으로 갱신하기 위한 매개 변수들을 초기 설정하는 단계; 상기 설정된 매개 변수들과, 상기 갱신된 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.

Description

가중치 갱신 방법{Method for updating weighted vector}
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 코드 분할 다중 접속 시스템에서 복수의 안테나에 적용될 가중치의 갱신 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 무선통신을 행할 때, 수신되는 신호에는 원하는 신호(이하 "원신호"라 칭함)와 간섭신호가 함께 존재하며, 통상 한 개의 원신호에 대해 다수의 간섭신호가 존재한다. 이러한 간섭신호에 의한 통신왜곡의 정도는 원 신호 전력대 모든 간섭신호 전력의 합에 의해 결정되므로, 원신호의 레벨이 간섭신호 각각의 레벨보다 현저히 높은 경우에도 간섭신호의 개수가 많으면 간섭신호의 전체전력이 커져서 통신왜곡이 발생하게 된다.
도 1은 종래 기술에 따른 어레이 안테나 시스템의 빔 형성 방법을 나타낸 도면이다.
도 1을 참고하면, CDMA 무선 연결 방식(CDMA type radio link)을 사용하는 일반적인 어레이 안테나 시스템에서는 어레이 안테나에 수신된 초고주파 신호를 기저대역 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기(101)와, 상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기(102)와, 상기 디지털 신호를 역확산시키는 제1 곱셈기(103)와, 적분기(104)와, 원하는 신호의 이득을 높게하기 위해 웨이트 벡터를 곱해주는 제2 곱셈기(105)와, 상기 원하는 신호의 공간처리를 위함 빔 형성기(106)와, 상기 웨이트 벡터가 곱해진 신호를 합성하여 출력하는 어레이 출력기(107)로 구성된다.
이와 같은 구성에 의하여 종래 기술에 따른 어레이 안테나의 빔 형성 방법은 다음과 같다.
상기 주파수 하향 변환기(101)는 각 어레이 안테나 소자를 통하여 수신된 신호를 기저대역의 아날로그 신호들로 변환시킨다. 그리고, 이 아날로그 신호들은 아날로그 디지털 변환기(102)에 의해 각각의 디지털 신호로 변환된다.
상기 제 1 곱셈기(103) 및 적분기(104)는 이 디지털 신호를 역확산하여 원하는 신호만을 추출한다.
상기 제2 곱셈기(105)는 이 추출된 신호에 웨이트 벡터를 적용한다.
이 웨이트 벡터가 적용된 신호는 어레이 출력기(107)에 의해 합성되어 복조기(미도시)에 입력된다.
이때, 상기 웨이트 벡터는 빔 형성기(106)에 의해 제공되는데, 빔형성기(106)는 상기 아날로그 디지털 변환기(102)의 출력 신호들과, 상기 적분기(104)의 출력 신호들로부터 웨이트 벡터를 갱신한다.
상기 아날로그 디지털 변환기(102)의 출력 신호들은 코드 분할 다중 접속 시스템에서 미리 알고 있는 코드로 역확산하기 전의 고속의 신호이고, 상기 적분기(104)의 출력 신호들은 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 저속의 신호이다.
여기서, 미리 알고 있는 역확산하기 전의 신호라 함은 원하는 신호와 간섭 및 잡음 성분의 신호를 다 포함하고 있지만, 간섭 및 잡음 성분의 신호를 대표하는 것으로 볼 수 있고, 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호라 함은 원하는 신호의 성분임을 알 수 있다.
그러나, 이와 같은 종래 기술에서의 적응 어레이 안테나를 위한 적응 알고리즘은 일반화된 고유치 문제(generalized eigenvalue problem)를 하나의 행렬만이 존재하는 고유치 문제로 바꾸어야 했다. 이 과정에서 일반화된 고유치 문제를 구성하는 행렬이, 'positive definite' 행렬이라는 특성을 이용해 일반화된 고유치 문제를 구성하는 두 개의 행렬 중 하나의 행렬을 다시 두 개의 행렬로 행렬분리를 해야했고, 또 분리된 행렬에 대해 역행렬을 계산하여야 하는 번거로움이 있었으며, 그 계산량이 너무 많아 실시간 적응 어레이 알고리즘으로는 적당하지 않은 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명은 이상에서 언급한 종래 기술의 문제점을 감안하여 안출한것으로서, 계산량이 적은 가중치 갱신 방법을 제공하기 위한 것이다.
또한, 본 발명은 에러가 적은 가중치 갱신 방법을 제공하기 위한 것이다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 특징에 따르면, 가중치 갱신 방법은 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출된 신호의 순시치와, 가중치의 곱을 초기값으로 각각 설정하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계; 상기 추출 신호의 허미션 연산 결과와, 가중치의 곱을 각각 산출하고, 이를 이용하여 상기 고유치를 갱신하는 단계; 상기 갱신된 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분과, 상기 초기값으로부터 갱신되는 값들을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.
바람직하게, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 반비례한다. 여기서, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱의 크기에, 이전 스냅샷에서의 고유치 중 일부가 반영된 값에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱의 크기에, 이전 스냅샷에서의 고유치 중 다른 일부가 반영된 값에 반비례한다. 또한, 상기 고유치 중 일부는 상기 원하는 신호의 자기 상관 성분과, 가중치와, 이 가중치의 허미션 연산 결과와의 곱이고, 다른 일부는 상기 간섭 및 잡음 신호의 자기 상관 성분과, 가중치와, 이 가중치의 허미션 연산 결과와의 곱이다.
바람직하게, 상기 어느 하나의 초기 값으로부터 갱신되는 값에 상기 갱신된 고유치를 반영하고, 이 반영한 값으로부터 다른 하나의 초기 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하여 상기 가중치를 갱신한다.
바람직하게, 상기 원하는 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 상기 갱신된 고유치로 나누고, 이 나눈 값으로부터 상기 간섭 및 잡음 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 간섭 및 잡음 신호의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하여 상기 가중치를 갱신한다.
바람직하게, 상기 간섭 및 잡음 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 상기 갱신된 고유치를 곱하고, 이 곱한 값으로부터 상기 원하는 신호의 순시치가 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 원하는 신호의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하여 상기 가중치를 갱신한다.
바람직하게, 상기 간섭 및 잡음 신호는 상기 수신 신호 벡터의 역확산 전 신호이고, 상기 원하는 신호는 상기 수신 신호 벡터의 역확산 후 신호이다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 특징에 따르면, 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하고, 상기 간섭 및 잡음 신호와, 원하는 신호와, 가중치를 이용하여 이 고유치를 갱신하는 단계; 상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 비대각 성분을 벡터 연산으로 갱신하기 위한 매개 변수들을 초기 설정하는 단계; 상기 설정된 매개 변수들과, 상기 갱신된 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.
바람직하게, 상기 매개 변수 중, 어느 하나는 상기 원하는 신호의 순시치와, 가중치의 곱으로 초기 설정되고, 다른 하나는 상기 간섭 및 잡음 신호의 순시치와, 가중치의 곱으로 초기 설정된다.
바람직하게, 상기 초기 설정된 매개 변수를 갱신하고, 이 갱신된 매개 변수의 어느 하나에 상기 갱신된 고유치를 반영하고, 이 반영된 값으로부터 다른 하나의 갱신된 매개 변수를 빼고, 이 뺀 값에 상기 가중치를 반영하여 다음 스냅샷의 가중치를 산출하는 단계를 더 포함하여 이루어진다.
바람직하게, 상기 추출 신호의 허미션 연산 결과와, 가중치의 곱을 각각 산출하고, 이를 이용하여 상기 고유치를 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어진다. 여기서, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 반비례한다.
도 1은 종래 기술에 따른 어레이 안테나 시스템의 빔 형성 방법을 나타낸 도면.
도 2는 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 일 예를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 다른 예를 나타낸 도면.
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을참조하여 설명한다.
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
제1 실시예
도 2는 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 일 예를 나타낸 도면이다.
기 설명한 바와 같이, 종래의 적응 어레이 안테나를 이용한 코드 분할 다중 접속 시스템에서, 빔형성기(Beamformer)(106)는 웨이트 벡터를 갱신하기 위해, 역확산하기 전의 고속의 신호와 미리 알고 있는 채널 코드를 이용하여 역확산한 후의 저속의 신호를 모두 이용한다.
또한, 상기 역확산 전의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬과, 역확산 후의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬을 계산하고, 이 각각의 행렬을 이용하여 공간처리를 위한 웨이트 벡터를 계산한다.
역확산하기 전의, 각 안테나에서 수신된 신호들의 벡터를라 하고, 각 안테나에서 수신된 신호를 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호들의 벡터를라고 정의한다.
이때, 벡터의 자기상관 행렬을라고 하고, 벡터의 자기상관 행렬을라고 하면 각 안테나 소자에 곱해 주어야 할 복소 이득으로 구성된 웨이트 벡터,를 구하는 식은 다음 수학식 1과 같이 일반화된 고유치 문제(generalized Eigen value problem)가 된다.
그리고, 상기 자기상관 행렬와,는 각각 다음 수학식 2와 수학식 3에 의하여 추정된다.
상기 수학식 2와 수학식 3에서 f는 0에서 1의 값을 갖는 망각인자(forgetting factor)이고, H는 허미션(Hermitian) 연산자이다.
상기 수학식 1에서 종래 웨이트 벡터를 구하기 위해서 행렬분리 및 역행렬 계산을 하였으나, 본 발명에서는 상기 자기상관 행렬를 각각의 대각 부분과 대각 부분을 제외한 비대각 부분을 갖는 각각의 행렬(non-diagonal matrix)로 나누어 다음 수학식 4와 같이 나타낸다.(S22)
이때,는의 대각 행렬, 즉의 대각 부분만을 취하고 나머지 부분은 모두 0인 행렬이고는의 대각 부분을 제외한 부분을 취하고 대각 부분은 모두 0인 비대각 행렬을 각각 나타낸다.
또한, 상기 수신 신호의 벡터()는, 이 벡터 원소의 수가 상기 안테나 소자(또는 어레이)의 수와 같거나 적은 벡터이다. 상기 자기 상관 행렬(또는)은 행 또는 열의 수가 상기 수신 신호 벡터()의 원소의 수와 같다.
상기 수학식 4는 다음 수학식 5로 다시 표현된다.
상기 수학식 5의 양변에 상기의 역행렬(inverse matrix)을 곱하여 다음과 같이 정리한다.
본 발명에서도의 역행렬을 구해야 하지만는 대각 행렬이므로 다음과 같이 손쉽게 역행렬을 구할 수 있다.
예를 들어,를 수학식 6과 같이 쓸 수 있다고 가정하자. 대각행렬의 성질을 이용하면 수학식 6의 대각 행렬의 역행렬을 수학식 7처럼 간단하게 구할 수 있다.
=
=
상기 수학식 7에 의하여 상기 수학식 5는 다음과 같이 정리할 수 있다.
상기 수학식 8에서 최대 고유치 λ는 다음과 같이 구해진다.(S24)
그러므로, 웨이트 벡터는 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 10에서와 같이, 산출되는 웨이트 벡터의 원소의 수는 상기 자기 상관 행렬(또는)의 행 또는 열의 수와 같다.
이동통신 상황에서 적응 어레이 안테나에 사용할 웨이트 벡터는 계속 갱신되어야 하고, 매 입력 신호의 시간 간격이 짧기 때문에, 지금까지의 웨이트 벡터 ()를 구하는 방법은 상기 수학식 10으로부터 다음 수학식 11과 같이 치환할 수 있다.
=
이때, k는 웨이트 벡터 갱신 인덱스이다.
즉, 초기의 임의의 웨이트 벡터를 설정하여 상기 수학식 11과 같이 계속 갱신하게 함으로써 수렴된 웨이트 벡터를 구할 수 있고, 각 신호원의 이동을 추적하여 적응 어레이 안테나의 빔패턴을 제공할 수 있다.
이 구해진 웨이트 벡터를 벡터와 복소 내적을 취하여 어레이 안테나 출력, z를 다음과 같이 구할 수 있다.
본 발명은 계산량이 적거나, 에러가 적은 방법 중 어느 하나를 최적의 실시예로 선택한다.
따라서, 고유치를 나타내는 수학식 9를 다음 수학식 13과 같이 나타냄으로써, 행렬식의 포함없이 알고리즘을 간단히 한다.
상기 nom은 분자를 의미하고, den은 분모를 의미한다.
상기는 다음 수학식 14로 표현된다. 수학식 13에서, 웨이트 벡터를 갱신하는 스냅샷 주기는 매우 짧으므로 ''이라고 가정한다.
=
=
=
여기서,를라고 정의하면, 상기 수학식 14는 다음 수학식 15로 다시 나타낼 수 있다.
같은 방법으로도 다음 수학식 16으로 나타낼 수 있다.
여기서,는을 의미한다. 이제 수학식 13을 이용하여 알고리즘을 간단히 하는 방법을 설명한다.
우선, 상기 수학식 11에서는라는 성질을 이용하여 다음 수학식 17과 같이 다시 나타낸다.
상기 수학식 17로부터는 다음 수학식 18로 나타낼 수 있는데,
=
상기 수학식 18은 다음 수학식 19와 같이 간단히 나타낼 수 있다.
=
=
=
여기서,를 다음 수학식 20과 같이 정의한다.
=
상기의 초기 값은 다음 수학식 21과 같이 나타낼 수 있다.
같은 방법으로를 다음 수학식 22로 새로 나타낼 수 있다.
상기의 초기 값은 다음 수학식 23과 같이 구할 수 있다.
그러면, 상기 수학식 19는 다음 수학식 24로 간단히 나타낼 수 있다.
상기 수학식 24는 수학식 19와 비교하여 행렬 연산이 사라졌음을 알 수 있다. 물론,의 연산이 남아 있으나, 이 연산은 대각행렬의 역행렬을 구하는 것으로, 행렬식으로 보이지만, 벡터 계산을 하는 것과 같은 계산량이므로 계산량의 관점에서는 행렬 연산이라 할 수 없다. 즉, 웨이트 벡터를 구하는 식에서 행렬 연산이 사라짐으로써 수식이 전체적으로 간단화되었다. 지금까지 기술한 웨이트 벡터 갱신 방법을 도 2에 나타내었다.
즉, 상기,에 해당하는 초기치를 먼저 설정한다.(S10)
그리고, 임의의 스냅샷(k)에서 새로운 수신 신호 벡터()와, 출력 신호 벡터()가 생성되면(S11), 이 벡터들로부터 최대 고유치를 갱신한다.(S12) 이때, 최대 고유치는 '(=)'가 포함된 분자 성분과,(=)가 포함된 분모 성분을 각각 이전 스냅샷의 최대 고유치의 분자 성분과, 분모 성분으로부터 각각 갱신하여 얻을 수 있다. 상기 최대 고유치의 갱신된 분자, 분모를 각각 수학식 15와, 수학식 16에 나타내었다.
그리고, 상기 갱신된 최대 고유치를 이용하여 다음 스냅샷의 웨이트 벡터를 갱신한다.(S13)
다음 스냅샷의 웨이트 벡터는, 현재 스냅샷의 웨이트 벡터에 상기 수학식 24로 정의된 o(k) 성분을 반영하여 얻을 수 있다. 이 o(k)는 상기 수신 신호 벡터의 자기 상관 행렬의 대각 성분과, 상기 갱신된 최대 고유치와, 상기 초기 설정된,으로부터 갱신되는와,로부터 얻을 수 있다. 자세하게는, 상기 o(k)는 수학식 20 및 수학식 22에서와 같이, 이전 스냅샷에서 구해진와,와, 현재 스냅샷에서의와,를 반영하여 얻어질 수 있다.
또한, 본 발명은, 도 3에서와 같이, 각 안테나를 통하여 수신된 신호를 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호 벡터의 자기상관 행렬을 대각 행렬과 비대각 행렬로 나누어 웨이트 벡터를 계산하는 또 다른 방법을 제안한다.
제2 실시예
도 3은 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 다른 예를 나타낸 도면이다.
본 발명의 또 다른 예에서는 상기 자기상관 행렬를 각각의 대각 부분과 대각 부분을 제외한 비대각 부분으로 이루어진 각각의 대각 행렬과, 비대각 행렬로 나누어 다음 수학식 25와 같이 나타낸다.
이때,는의 대각 부분을 가진 행렬, 즉의 대각 부분만을 취하고 나머지 부분은 모두 0인 행렬이고는의 대각 부분을 제외한 부분을 취하고 대각 부분은 모두 0인 행렬을 각각 나타낸다.
또한, 상기 수신 신호의 벡터()는, 이 벡터 원소의 수가 상기 안테나 소자(또는 어레이)의 수와 같거나 적은 벡터이다. 상기 자기 상관 행렬(또는)은 행 또는 열의 수가 상기 수신 신호 벡터()의 원소의 수와 같다.
상기 수학식 25는 다음 수학식 26으로 다시 표현된다.
상기 수학식 26의 양변에 상기의 역행렬을 곱하여 정리하면, 웨이트 벡터는 수학식 27과 같이 나타낸다.
상기 수학식 27에서 최대 고유치 λ는 도 2에서와 마찬가지로 상기 수학식 9를 이용하여 구해진다.
또한, 상기 수학식 27에서와 같이, 산출되는 웨이트 벡터의 원소의 수는 상기 자기 상관 행렬(또는)의 행 또는 열의 수와 같다.
상기 수학식 27과 상기 수학식 9에 의해 산출된 최대 고유치 λ로부터 갱신되는 웨이트 벡터는 다음 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 28은 행렬 계산 없이 다음 수학식 29와 같이 간단히 나타낼 수 있다.
상기 수학식 29는 다음 수학식 30으로 다시 쓸 수 있다.
상기 수학식 30에서는 다음 수학식 31을 의미한다.
=
=
여기서,를 다음 수학식 32라고 한다면,
=
상기 수학식 32에서는를 나타낸다.
상기의 초기값은 다음 수학식 33과 같이 구할 수 있다.
같은 방법으로를 다음 수학식 34와 같이 새롭게 정의할 수 있다.
상기의 초기 값은 다음 수학식 35와 같이 구할 수 있다.
따라서, 상기는 다음 수학식 36으로 나타낼 수 있다.
여기서, 상기 수학식 36은 상기 수학식 29와 비교하여, 행렬 연산이 사라졌음을 알 수 있다. 물론,의 연산이 남아 있으나, 이 연산은 대각행렬의 역행렬을 구하는 것으로, 행렬식으로 보이지만 벡터 계산을 하는 것과, 같은 계산량이므로 계산량의 관점에서는 행렬 연산이라 할 수 없다. 즉, 웨이트 벡터를 구하는 식에서 행렬 연산이 사라짐으로써 수식이 전체적으로 간단화되었다.
지금까지 기술한 웨이트 벡터 갱신 방법을 도 3에 나타내었다.
즉, 상기,에 해당하는 초기치를 먼저 설정한다.(S20)
그리고, 임의의 스냅샷(k)에서 새로운 수신 신호 벡터()와, 출력 신호 벡터()가 생성되면(S21), 이 벡터들로부터 최대 고유치를 갱신한다.(S22) 이때, 최대 고유치는 '(=)'가 포함된 분자 성분과,(=)가 포함된 분모 성분을 각각 이전 스냅샷의 최대 고유치의 분자 성분과, 분모 성분으로부터 각각 갱신하여 얻을 수 있다. 상기 최대 고유치의 갱신된 분자, 분모를 각각수학식 15와, 수학식 16에 나타내었다.
그리고, 상기 갱신된 최대 고유치를 이용하여 다음 스냅샷의 웨이트 벡터를 갱신한다.(S23)
다음 스냅샷의 웨이트 벡터는, 현재 스냅샷의 웨이트 벡터에 상기 수학식 36으로 정의된 p(k) 성분을 반영하여 얻을 수 있다. 이 p(k)는 상기 출력 신호 벡터의 자기 상관 행렬의 대각 성분과, 상기 갱신된 최대 고유치와, 상기 초기 설정된,으로부터 갱신되는와,로부터 얻을 수 있다. 자세하게는, 상기 p(k)는 수학식 32 및 수학식 34에서와 같이, 이전 스냅샷에서 구해진와,와, 현재 스냅샷에서의와,를 반영하여 얻어질 수 있다.
이상의 설명에서와 같이 본 발명은 코드 분할 다중 접속 시스템을 위한 적응 어레이 안테나를 구현하는데 반드시 필요한 빔형성을 위한 알고리즘을 획기적으로 간단화하여 이동 통신 상황에서적응 안테나 어레이의 빔패턴을 실시간으로 생성할 수 있다. 아울러 빔형성기의 디지털 신호 처리기(DSP)의 수를 줄일 수 있어 비용 면에서의 절감효과도 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시 예에 기재된 내용으로 한정하는 것이아니라 특허 청구 범위에 의해서 정해져야 한다.

Claims (13)

  1. 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서,
    상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계;
    상기 추출된 신호의 순시치와, 가중치의 곱을 초기값으로 각각 설정하는 단계;
    상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계;
    상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계;
    상기 추출 신호의 허미션 연산 결과와, 가중치의 곱을 각각 산출하고, 이를 이용하여 상기 고유치를 갱신하는 단계;
    상기 갱신된 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분과, 상기 초기값으로부터 갱신되는 값들을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 반비례하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱의 크기에, 이전 스냅샷에서의 고유치 중 일부가 반영된 값에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱의 크기에, 이전 스냅샷에서의 고유치 중 다른 일부가 반영된 값에 반비례하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 고유치 중 일부는 상기 원하는 신호의 자기 상관 성분과, 가중치와, 이 가중치의 허미션 연산 결과와의 곱이고, 다른 일부는 상기 간섭 및 잡음 신호의 자기 상관 성분과, 가중치와, 이 가중치의 허미션 연산 결과와의 곱인 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 어느 하나의 초기 값으로부터 갱신되는 값에 상기 갱신된 고유치를 반영하고, 이 반영한 값으로부터 다른 하나의 초기 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 원하는 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 상기 갱신된 고유치로 나누고, 이 나눈 값으로부터 상기 간섭 및잡음 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 간섭 및 잡음 신호의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 신호의 순시치에 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 상기 갱신된 고유치를 곱하고, 이 곱한 값으로부터 상기 원하는 신호의 순시치가 가중치가 곱해진 값으로부터 갱신되는 값을 빼고, 이 뺀 값에 상기 원하는 신호의 자기 상관 성분의 대각 성분을 곱하고, 이 곱한 값에 이전 스냅샷에서의 가중치를 반영하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 신호는 상기 수신 신호 벡터의 역확산 전 신호이고, 상기 원하는 신호는 상기 수신 신호 벡터의 역확산 후 신호인 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  9. 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서,
    상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계;
    상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계;
    상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하고, 상기 간섭 및 잡음 신호와, 원하는 신호와, 가중치를 이용하여 이 고유치를 갱신하는 단계;
    상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 비대각 성분을 벡터 연산으로 갱신하기 위한 매개 변수들을 초기 설정하는 단계;
    상기 설정된 매개 변수들과, 상기 갱신된 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분 중 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 매개 변수 중, 어느 하나는 상기 원하는 신호의 순시치와, 가중치의 곱으로 초기 설정되고, 다른 하나는 상기 간섭 및 잡음 신호의 순시치와, 가중치의 곱으로 초기 설정되는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 초기 설정된 매개 변수를 갱신하고, 이 갱신된 매개 변수의 어느 하나에 상기 갱신된 고유치를 반영하고, 이 반영된 값으로부터 다른 하나의 갱신된 매개 변수를 빼고, 이 뺀 값에 상기 가중치를 반영하여 다음 스냅샷의 가중치를 산출하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 추출 신호의 허미션 연산 결과와, 가중치의 곱을 각각 산출하고, 이를 이용하여 상기 고유치를 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 고유치는 원하는 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 비례하고, 간섭 및 잡음 신호 벡터의 허미션 연산 결과와 가중치의 곱에 반비례하는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
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