KR100833848B1 - 가중치 갱신 방법 - Google Patents

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KR100833848B1
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엘지전자 주식회사
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Abstract

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 코드 분할 다중 접속 시스템에서 복수의 안테나에 적용될 가중치의 갱신 방법에 관한 것이다. 이와 같은 본 발명에 따른 가중치 갱신 방법은 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계; 상기 자기 상관 성분에 대한 행렬 성분을 벡터 성분으로 변환하기 위한 초기치들을 설정하는 단계; 상기 초기치들을 갱신하여, 상기 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.
웨이트 벡터, 행렬 연산, 벡터 연산

Description

가중치 갱신 방법{Method for updating weighted vector}
도 1은 종래 기술에 따른 어레이 안테나 시스템의 빔 형성 방법을 나타낸 도면.
도 2는 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 일 예를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 다른 예를 나타낸 도면.
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히 코드 분할 다중 접속 시스템에서 복수의 안테나에 적용될 가중치의 갱신 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 무선통신을 행할 때, 수신되는 신호에는 원하는 신호(이하 "원신호"라 칭함)와 간섭신호가 함께 존재하며, 통상 한 개의 원신호에 대해 다수의 간섭신호가 존재한다. 이러한 간섭신호에 의한 통신왜곡의 정도는 원 신호 전력대 모든 간섭신호 전력의 합에 의해 결정되므로, 원신호의 레벨이 간섭신호 각각의 레벨보다 현저히 높은 경우에도 간섭신호의 개수가 많으면 간섭신호의 전체전력이 커져서 통신왜곡이 발생하게 된다.
도 1은 종래 기술에 따른 어레이 안테나 시스템의 빔 형성 방법을 나타낸 도 면이다.
도 1을 참고하면, CDMA 무선 연결 방식(CDMA type radio link)을 사용하는 일반적인 어레이 안테나 시스템에서는 어레이 안테나에 수신된 초고주파 신호를 기저대역 신호로 변환하는 주파수 하향 변환기(101)와, 상기 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그 디지털 변환기(102)와, 상기 디지털 신호를 역확산시키는 제1 곱셈기(103)와, 적분기(104)와, 원하는 신호의 이득을 높게하기 위해 웨이트 벡터를 곱해주는 제2 곱셈기(105)와, 상기 원하는 신호의 공간처리를 위함 빔 형성기(106)와, 상기 웨이트 벡터가 곱해진 신호를 합성하여 출력하는 어레이 출력기(107)로 구성된다.
이와 같은 구성에 의하여 종래 기술에 따른 어레이 안테나의 빔 형성 방법은 다음과 같다.
상기 주파수 하향 변환기(101)는 각 어레이 안테나 소자를 통하여 수신된 신호를 기저대역의 아날로그 신호들로 변환시킨다. 그리고, 이 아날로그 신호들은 아날로그 디지털 변환기(102)에 의해 각각의 디지털 신호로 변환된다.
상기 제 1 곱셈기(103) 및 적분기(104)는 이 디지털 신호를 역확산하여 원하는 신호만을 추출한다.
상기 제2 곱셈기(105)는 이 추출된 신호에 웨이트 벡터를 적용한다.
이 웨이트 벡터가 적용된 신호는 어레이 출력기(107)에 의해 합성되어 복조기(미도시)에 입력된다.
이때, 상기 웨이트 벡터는 빔 형성기(106)에 의해 제공되는데, 빔 형성기(106)는 상기 아날로그 디지털 변환기(102)의 출력 신호들과, 상기 적분기(104)의 출력 신호들로부터 웨이트 벡터를 갱신한다.
상기 아날로그 디지털 변환기(102)의 출력 신호들은 코드 분할 다중 접속 시스템에서 미리 알고 있는 코드로 역확산하기 전의 고속의 신호이고, 상기 적분기(104)의 출력 신호들은 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 저속의 신호이다.
여기서, 미리 알고 있는 역확산하기 전의 신호라 함은 원하는 신호와 간섭 및 잡음 성분의 신호를 다 포함하고 있지만, 간섭 및 잡음 성분의 신호를 대표하는 것으로 볼 수 있고, 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호라 함은 원하는 신호의 성분임을 알 수 있다.
그러나, 이와 같은 종래 기술에서의 적응 어레이 안테나를 위한 적응 알고리즘은 일반화된 고유치 문제(generalized eigenvalue problem)를 하나의 행렬만이 존재하는 고유치 문제로 바꾸어야 했다. 이 과정에서 일반화된 고유치 문제를 구성하는 행렬이, 'positive definite' 행렬이라는 특성을 이용해 일반화된 고유치 문제를 구성하는 두 개의 행렬 중 하나의 행렬을 다시 두 개의 행렬로 행렬분리를 해야했고, 또 분리된 행렬에 대해 역행렬을 계산하여야 하는 번거로움이 있었으며, 그 계산량이 너무 많아 실시간 적응 어레이 알고리즘으로는 적당하지 않은 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명은 이상에서 언급한 종래 기술의 문제점을 감안하여 안출한 것으로서, 계산량을 줄여 급변하는 이동통신 환경에 빠르게 적응시킬 수 있는 가중치 갱신 방법을 제공하기 위한 것이다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 특징에 따르면, 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계; 상기 어느 하나의 자기 상관 성분과 가중치를 이용하고, 다른 하나의 자기 상관 성분의 비대각 성분과 가중치를 이용하여 초기치들을 각각 설정하는 단계; 상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 다른 하나의 추출 신호의 순시치의 비대각 성분과, 상기 가중치를 이용하여 상기 초기치들을 갱신하는 단계; 상기 갱신된 초기치들과, 상기 다른 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분과, 상기 고유치를 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.
바람직하게, 상기 간섭 및 잡음 신호의 비대각 성분의 역행렬이
Figure 112001033510399-pat00001
이고, 상기 원하는 신호와 가중치의 곱이
Figure 112001033510399-pat00002
이고, 상기 간섭 및 잡음 신호의 비대각 성분과 가중치의 곱이
Figure 112001033510399-pat00003
이고, 상기 고유치가
Figure 112001033510399-pat00004
인 경우, 상기 갱신되는 가중치는 '
Figure 112001033510399-pat00005
=
Figure 112001033510399-pat00006
'와 같이 구해진다.
바람직하게, 상기 원하는 신호의 비대각 성분의 역행렬이
Figure 112001033510399-pat00007
이고, 상기 간섭 및 잡음 신호와 가중치의 곱이
Figure 112001033510399-pat00008
이고, 상기 원하는 신호의 비대각 성분과 가중치의 곱이
Figure 112001033510399-pat00009
이고, 상기 고유치가
Figure 112001033510399-pat00010
인 경우, 상기 갱신되는 가중치는 '
Figure 112001033510399-pat00011
'에 의해 구해진다.
바람직하게, 상기 간섭 및 잡음 신호는 상기 수신 신호의 역확산 전 신호이고, 상기 원하는 신호는 상기 수신 신호의 역확산 후 신호이다.
바람직하게, 상기 가중치의 초기치는 상기 원하는 신호 벡터를 이 신호 벡터의 크기로 나눈 값으로부터 구해지며, 이 초기치로부터 갱신된다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 특징에 따르면, 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서, 상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계; 상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계; 상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계; 상기 자기 상관 성분에 대한 행렬 성분을 벡터 성분으로 변환하기 위한 초기치들을 설정하는 단계; 상기 초기치들을 갱신하여, 상기 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어진다.
바람직하게, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분과 가중치를 이용하고, 다른 하나의 자기 상관 성분의 비대각 성분과 가중치를 이용하여 초기치들을 각각 설정하는 단계; 상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 다른 하나의 추출 신호의 순 시치의 비대각 성분과, 상기 가중치를 이용하여 상기 초기치들을 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어진다. 상기 초기치들을 갱신하는 단계에서, 이전 스냅샷에서의 제1 초기치에 상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 가중치의 곱을 적용하여 제1 초기치를 갱신하는 단계; 이전 스냅샷에서의 제2 초기치에 상기 다른 하나의 추출 신호의 순시치의 비대각 성분과 가중치의 곱을 적용하여 제2 초기치를 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어진다.
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
제1 실시예
도 2는 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 일 예를 나타낸 도면이다.
기 설명한 바와 같이, 종래의 적응 어레이 안테나를 이용한 코드 분할 다중 접속 시스템에서, 빔형성기(Beamformer)(106)는 웨이트 벡터를 갱신하기 위해, 역확산하기 전의 고속의 신호와 미리 알고 있는 채널 코드를 이용하여 역확산한 후의 저속의 신호를 모두 이용한다.
또한, 상기 역확산 전의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬과, 역확산 후의 신호를 샘플링한 신호의 자기상관 행렬을 계산하고, 이 각각의 행렬을 이용하여 공간처리를 위한 웨이트 벡터를 계산한다.
역확산하기 전의, 각 안테나에서 수신된 신호들의 벡터를
Figure 112001033510399-pat00012
라 하고, 각 안 테나에서 수신된 신호를 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호들의 벡터를
Figure 112001033510399-pat00013
라고 정의한다.
이때, 벡터
Figure 112001033510399-pat00014
의 자기상관 행렬을
Figure 112001033510399-pat00015
라고 하고, 벡터
Figure 112001033510399-pat00016
의 자기상관 행렬을
Figure 112001033510399-pat00017
라고 하면 각 안테나 소자에 곱해 주어야 할 복소 이득으로 구성된 웨이트 벡터,
Figure 112001033510399-pat00018
를 구하는 식은 다음 수학식 1과 같이 일반화된 고유치 문제(generalized Eigen value problem)가 된다.
Figure 112001033510399-pat00019
그리고, 상기 자기상관 행렬
Figure 112001033510399-pat00020
와,
Figure 112001033510399-pat00021
는 각각 다음 수학식 2와 수학식 3에 의하여 추정된다.
Figure 112001033510399-pat00022
Figure 112001033510399-pat00023
상기 수학식 2와 수학식 3에서 f는 0에서 1의 값을 갖는 망각인자(forgetting factor)이고, H는 허미션(Hermitian) 연산자이다.
그리고, 상기 자기상관 행렬
Figure 112001033510399-pat00024
를 각각
Figure 112001033510399-pat00025
의 대각 부분과 대각 부분을 제외한 비대각 부분을 갖는 각각의 행렬(non-diagonal matrix)로 나누어 다음 수학식 4와 같이 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00026
이때,
Figure 112001033510399-pat00027
는
Figure 112001033510399-pat00028
의 대각 행렬, 즉
Figure 112001033510399-pat00029
의 대각 부분만을 취하고 나머지 부분은 모두 0인 행렬이고
Figure 112001033510399-pat00030
는
Figure 112001033510399-pat00031
의 대각 부분을 제외한 부분을 취하고 대각 부분은 모두 0인 비대각 행렬을 각각 나타낸다.
또한, 상기 수신 신호의 벡터(
Figure 112001033510399-pat00032
)는, 이 벡터 원소의 수가 상기 안테나 소자(또는 어레이)의 수와 같거나 적은 벡터이다. 상기 자기 상관 행렬(
Figure 112001033510399-pat00033
또는
Figure 112001033510399-pat00034
)은 행 또는 열의 수가 상기 수신 신호 벡터(
Figure 112001033510399-pat00035
)의 원소의 수와 같다.
상기 수학식 4는 다음 수학식 5로 다시 표현된다.
Figure 112001033510399-pat00036
상기 수학식 5의 양변에 상기
Figure 112001033510399-pat00037
의 역행렬(inverse matrix)을 곱하여 다음 수학식 8과 같이 정리한다.
이때,
Figure 112001033510399-pat00038
의 역행렬은 대각 행렬이므로 다음 수학식 7과 같이 손쉽게 역행렬을 구할 수 있다.
예를 들어,
Figure 112001033510399-pat00039
를 수학식 6과 같이 쓸 수 있다고 가정하자. 대각행렬의 성질을 이용하면 수학식 6의 대각 행렬의 역행렬을 수학식 7처럼 간단하게 구할 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00040
Figure 112001033510399-pat00041
=
Figure 112001033510399-pat00042
Figure 112001033510399-pat00043
=
상기 수학식 7에 의하여 상기 수학식 5는 다음과 같이 정리할 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00044
상기 수학식 8에서 최대 고유치 λ는 다음과 같이 구해진다.
Figure 112001033510399-pat00045
상기 수학식 8에서 최대 고유치를 구하면, 이 최대 고유치가 원하는 신호 크기 대 간섭 및 잡음 신호 크기를 최대화하는 것이 되고, 이 최대 고유치에 해당하는 고유 벡터를 구하는 것이 원하는 신호 크기 대 간섭 및 잡음 신호 크기를 최대화하는 웨이트 벡터를 구하는 것이 된다.
따라서, 웨이트 벡터
Figure 112001033510399-pat00046
는 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00047
상기 수학식 10에서와 같이, 산출되는 웨이트 벡터의 원소의 수는 상기 자기 상관 행렬(
Figure 112001033510399-pat00048
또는
Figure 112001033510399-pat00049
)의 행 또는 열의 수와 같다.
이동통신 환경에서 적응 어레이 안테나에 사용할 웨이트 벡터
Figure 112001033510399-pat00050
는 계속 갱신되어야 하고, 이동체를 추적할 수 있어야 하기 때문에 지금까지의 웨이트 벡터 (
Figure 112001033510399-pat00051
)를 구하는 방법은 상기 수학식 10으로부터 다음 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00052
Figure 112001033510399-pat00053
=
이때, k는 웨이트 벡터 갱신 인덱스이다.
즉, 초기의 임의의 웨이트 벡터를 설정하여 상기 수학식 11과 같이 계속 갱신하게 함으로써 수렴된 웨이트 벡터를 구할 수 있고, 각 신호원의 이동을 추적하여 적응 어레이 안테나의 빔패턴을 제공할 수 있다.
이 구해진 웨이트 벡터를 벡터
Figure 112001033510399-pat00054
와 복소 내적을 취하여 어레이 안테나 출력, z를 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00055
한편, 상기 수학식 11은 다음 수학식 13으로 표현될 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00056
Figure 112001033510399-pat00057
=
그리고, 상기 수학식 1, 수학식 2의 성질을 이용하여 상기
Figure 112001033510399-pat00058
(이하,
Figure 112001033510399-pat00059
) 및
Figure 112001033510399-pat00060
(이하,
Figure 112001033510399-pat00061
)는 각각 다음 수학식 14와, 수학식 15로 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00062
Figure 112001033510399-pat00063
=
Figure 112001033510399-pat00064
Figure 112001033510399-pat00065
=
여기서, 웨이트 벡터를 갱신하는 스냅샷 주기는 매우 짧으므로
Figure 112001033510399-pat00066
이라고 가정하면, 상기 수학식 14와 수학식 15는 각각 다음 수학식 16과, 수학식 17로 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00067
Figure 112001033510399-pat00068
=
Figure 112001033510399-pat00069
Figure 112001033510399-pat00070
=
따라서, 상기
Figure 112001033510399-pat00071
와,
Figure 112001033510399-pat00072
각각은 다음 수학식 18과, 수학식 19로 다시 간단하게 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00073
Figure 112001033510399-pat00074
=
Figure 112001033510399-pat00075
Figure 112001033510399-pat00076
=
상기 수학식 19에서,
Figure 112001033510399-pat00077
는 상기
Figure 112001033510399-pat00078
중 비대각 성분들로 이루어진 행렬
Figure 112001033510399-pat00079
를 구성하는 수신 신호 벡터 성분을 가리키는 것으로, 이 수신 신호 벡터
Figure 112001033510399-pat00080
로부터 독립적으로 구해질 수 있는 값은 아니다. 다시 말하면, 수신 신호 벡터
Figure 112001033510399-pat00081
의 어떤 성분이
Figure 112001033510399-pat00082
를 구성하는지 미리 알 수 없기 때문에
Figure 112001033510399-pat00083
로부터
Figure 112001033510399-pat00084
를 구하여, 이것의 비대각 행렬을 취하여
Figure 112001033510399-pat00085
를 다음 수학식 20과 같이 동시에 구하도록 한다.
Figure 112001033510399-pat00086
Figure 112001033510399-pat00087
=
상기 수학식 20에서 off(*)는 *의 비대각 성분을 구하는 연산을 의미한다.
그러므로, 상기 수학식 13은 다음 수학식 21로 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00088
Figure 112001033510399-pat00089
=
예를 들어,
Figure 112001033510399-pat00090
에 의해
Figure 112001033510399-pat00091
가 초기 설정되면,
Figure 112001033510399-pat00092
은
Figure 112001033510399-pat00093
의 식으로 갱신되고, 마찬가지로
Figure 112001033510399-pat00094
에 의해
Figure 112001033510399-pat00095
이 초기 설정되면,
Figure 112001033510399-pat00096
은
Figure 112001033510399-pat00097
의 식으로 갱신된다. 이때,
Figure 112001033510399-pat00098
는
Figure 112001033510399-pat00099
으로 추정한다. 여기서,
Figure 112001033510399-pat00100
은 a의 크기를 구하는 놈(norm) 연산이다.
즉, 상기 수학식 21에서 갱신되는 웨이트 벡터는, 행렬 연산이 아닌 벡터 연산 과정에 의하여 산출되는
Figure 112001033510399-pat00101
및
Figure 112001033510399-pat00102
를 이용하여 구해지므로, 연산량이 현저하게 감소된다.
또한, 본 발명은 각 안테나를 통하여 수신된 신호를 미리 알고 있는 코드로 역확산한 후의 신호 벡터
Figure 112001033510399-pat00103
의 자기상관 행렬
Figure 112001033510399-pat00104
을 대각 행렬과 비대각 행렬로 나누어 웨이트 벡터를 계산하는 또 다른 방법을 제안한다.
제2 실시예
도 3은 본 발명에 따른 가중치 갱신 절차의 다른 예를 나타낸 도면이다.
본 발명의 다른 예에서는 상기 자기상관 행렬
Figure 112001033510399-pat00105
를 각각
Figure 112001033510399-pat00106
의 대각 부분과 대각 부분을 제외한 비대각 부분으로 이루어진 각각의 대각 행렬과, 비대각 행렬로 나누어 다음 수학식 22과 같이 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00107
이때,
Figure 112001033510399-pat00108
는
Figure 112001033510399-pat00109
의 대각 부분을 가진 행렬, 즉
Figure 112001033510399-pat00110
의 대각 부분만을 취하 고 나머지 부분은 모두 0인 행렬이고
Figure 112001033510399-pat00111
는
Figure 112001033510399-pat00112
의 대각 부분을 제외한 부분을 취하고 대각 부분은 모두 0인 행렬을 각각 나타낸다.
또한, 상기 수신 신호의 벡터(
Figure 112001033510399-pat00113
)는, 이 벡터 원소의 수가 상기 안테나 소자(또는 어레이)의 수와 같거나 적은 벡터이다. 상기 자기 상관 행렬(
Figure 112001033510399-pat00114
또는
Figure 112001033510399-pat00115
)은 행 또는 열의 수가 상기 수신 신호 벡터(
Figure 112001033510399-pat00116
)의 원소의 수와 같다.
상기 수학식 22는 다음 수학식 23으로 다시 표현된다.
Figure 112001033510399-pat00117
상기 수학식 23의 양변에 상기
Figure 112001033510399-pat00118
의 역행렬을 곱하여 다음과 같이 정리하면, 웨이트 벡터
Figure 112001033510399-pat00119
는 수학식 24와 같이 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00120
상기 수학식 24에서 최대 고유치 λ는 상기 수학식 9를 이용하여 구해진다.
또한, 상기 수학식 24에서와 같이, 산출되는 웨이트 벡터의 원소의 수는 상기 자기 상관 행렬(
Figure 112001033510399-pat00121
또는
Figure 112001033510399-pat00122
)의 행 또는 열의 수와 같다.
웨이트 벡터
Figure 112001033510399-pat00123
를 구하는 방법은 상기 수학식 24와 상기 수학식 9에 의해 산출된 최대 고유치 λ로부터 다음 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00124
이 구해진 웨이트 벡터를 벡터
Figure 112001033510399-pat00125
와 복소 내적을 취하여 어레이 안테나 출력, z를 수학식 12와 같이 구할 수 있다.
한편, 상기 수학식 25는 다음 수학식 26으로 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00126
그리고, 상기 수학식 1, 수학식 2의 성질을 이용하여 상기
Figure 112001033510399-pat00127
(이하,
Figure 112001033510399-pat00128
)및
Figure 112001033510399-pat00129
(이하,
Figure 112001033510399-pat00130
)는 각각 다음 수학식 27과, 수학식 28로 나타낸다.
Figure 112001033510399-pat00131
Figure 112001033510399-pat00132
=
Figure 112001033510399-pat00133
Figure 112001033510399-pat00134
=
여기서, 웨이트 벡터를 갱신하는 스냅샷 주기는 매우 짧으므로
Figure 112001033510399-pat00135
이라고 하면, 상기 수학식 27과 수학식 28은 각각 다음 수학식 29와, 수학식 30으로 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00136
Figure 112001033510399-pat00137
=
Figure 112001033510399-pat00138
Figure 112001033510399-pat00139
=
그러므로, 상기
Figure 112001033510399-pat00140
)과, 상기
Figure 112001033510399-pat00141
는 각각 다음 수학식 31과, 수학식 32로 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00142
Figure 112001033510399-pat00143
=
Figure 112001033510399-pat00144
Figure 112001033510399-pat00145
=
상기 수학식 32에서,
Figure 112001033510399-pat00146
는 상기
Figure 112001033510399-pat00147
중 비대각 성분들로 이루어진 행렬
Figure 112001033510399-pat00148
를 구성하는 출력 신호 벡터 성분을 가리키는 것으로, 출력 신호 벡터
Figure 112001033510399-pat00149
로부터 독립적으로 구해질 수 있는 값은 아니다. 다시 말하면, 출력 신호 벡터
Figure 112001033510399-pat00150
의 어떤 성분이
Figure 112001033510399-pat00151
를 구성하는지 미리 알 수 없기 때문에
Figure 112001033510399-pat00152
로부터
Figure 112001033510399-pat00153
를 구하여, 이것의 비대각 행렬을 취하여
Figure 112001033510399-pat00154
를 다음 수학식 33과 같이 동시에 구하도록 한다.
Figure 112001033510399-pat00155
Figure 112001033510399-pat00156
=
상기 수학식 33에서 off(*)는 *의 비대각 성분을 구하는 연산을 의미한다.
그러므로, 상기 수학식 26은 다음 수학식 34로 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112001033510399-pat00157
상기 수학식 34에서, 상기 수학식 2 및 수학식 3의 행렬식 연산이 필요 없게 되고,
Figure 112001033510399-pat00158
를 구하기 위해 수학식 33의 행렬 연산이 한 번 만이 포함되어 전체적으로 알고리즘이 더 간단화된다. 물론
Figure 112001033510399-pat00159
와,
Figure 112001033510399-pat00160
의 초기치를 구할 때는
Figure 112001033510399-pat00161
,
Figure 112001033510399-pat00162
로 행렬 연산이 필요하지만, 초기치 추정 이후에는 수학식 31과, 수학식 32의 연산에 의해
Figure 112001033510399-pat00163
와,
Figure 112001033510399-pat00164
이 구해진다.
이때, 웨이트 벡터의 초기치
Figure 112001033510399-pat00165
는
Figure 112001033510399-pat00166
으로 추정한다. 여기서,
Figure 112001033510399-pat00167
은 a의 크기를 구하는 놈(norm) 연산이다.
즉, 상기 수학식 34에서 갱신되는 웨이트 벡터는, 행렬 연산이 아닌 벡터 연산 과정에 의하여 산출되는
Figure 112001033510399-pat00168
및
Figure 112001033510399-pat00169
를 이용하여 구해지므로, 연산량이 현저하게 감소된다.
이상의 설명에서와 같이 본 발명은 코드분할 다중 접속 시스템을 위한 적응 어레이 안테나를 구현하는데 반드시 필요한 빔형성을 위한 알고리즘을 간단화하여 적응 안테나 어레이의 빔패턴을 실시간으로 생성할 수 있다.
아울러 빔형성기를 구현하는 데 있어서도 간단한 알고리즘을 적용할 수 있기 때문에 디지털 신호 처리기의 수를 줄일 수 있어 비용 면에서의 절감효과도 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니 하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시 예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허 청구 범위에 의해서 정해져야 한다.

Claims (8)

  1. 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서,
    상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계;
    상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계;
    상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계;
    상기 어느 하나의 자기 상관 성분과 가중치를 이용하고, 다른 하나의 자기 상관 성분의 비대각 성분과 가중치를 이용하여 초기치들을 각각 설정하는 단계;
    상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 다른 하나의 추출 신호의 순시치의 비대각 성분과, 상기 가중치를 이용하여 상기 초기치들을 갱신하는 단계; 및
    상기 갱신된 초기치들과, 상기 비대각 성분을 포함하는 상기 다른 하나의 자기 상관 성분 중 대각 성분과, 상기 고유치를 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호의 비대각 성분의 역행렬이
    Figure 112007079890116-pat00170
    이고, 상기 원하는 신호와 가중치의 곱이
    Figure 112007079890116-pat00171
    이고, 상기 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호의 비대각 성분과 가중치의 곱이
    Figure 112007079890116-pat00172
    이고, 상기 고유치가
    Figure 112007079890116-pat00173
    인 경우, 상기 갱신되는 가중치는 '
    Figure 112007079890116-pat00174
    =
    Figure 112007079890116-pat00175
    '와 같이 구해지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 원하는 신호의 비대각 성분의 역행렬이
    Figure 112007079890116-pat00176
    이고, 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와 가중치의 곱이
    Figure 112007079890116-pat00177
    이고, 상기 원하는 신호의 비대각 성분과 가중치의 곱이
    Figure 112007079890116-pat00178
    이고, 상기 고유치가
    Figure 112007079890116-pat00179
    인 경우, 상기 갱신되는 가중치는 '
    Figure 112007079890116-pat00180
    '에 의해 구해지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호는 상기 수신 신호의 역확산 전 신호이고, 상기 원하는 신호는 상기 수신 신호의 역확산 후 신호인 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 가중치의 초기치는 상기 원하는 신호의 벡터를 상기 원하는 신호의 벡터 크기로 나눈 값으로부터 구해지며, 이 초기치로부터 갱신되는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  6. 복수의 안테나에 수신되는 신호를 검출하여 특정 신호에 가중치를 부여하는 이동통신 시스템에서,
    상기 수신 신호로부터 간섭 및 잡음 신호를 포함하는 신호와, 원하는 신호를 추출하는 단계;
    상기 추출 신호의 자기 상관 성분을 각각 추출하는 단계;
    상기 간섭 및 잡음 신호 대 원하는 신호 비를 최대로 하는 고유치를 산출하는 단계;
    상기 자기 상관 성분에 대한 행렬 성분을 벡터 성분으로 변환하기 위한 초기치들을 설정하는 단계; 및
    상기 초기치들을 갱신하여, 상기 고유치와, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분의 대각 성분을 이용하여 상기 가중치를 갱신하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 어느 하나의 자기 상관 성분과 가중치를 이용하고, 다른 하나의 자기 상관 성분의 비대각 성분과 가중치를 이용하여 초기치들을 각각 설정하는 단계;
    상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 다른 하나의 추출 신호의 순시치의 비대각 성분과, 상기 가중치를 이용하여 상기 초기치들을 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 초기치들을 갱신하는 단계에서,
    이전 스냅샷에서의 제1 초기치에 상기 어느 하나의 추출 신호의 순시치와, 가중치의 곱을 적용하여 제1 초기치를 갱신하는 단계;
    이전 스냅샷에서의 제2 초기치에 상기 다른 하나의 추출 신호의 순시치의 비대각 성분과 가중치의 곱을 적용하여 제2 초기치를 갱신하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 가중치 갱신 방법.
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