WO2012026366A1 - 送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、受信方法、通信方法、コンピュータプログラムおよび半導体チップ - Google Patents

Abstract

　１または複数の送信アンテナをそれぞれが具備する１または複数の送信装置であって、前記送信アンテナ毎に異なる周波数割当を行うマッピング部と、前記マッピング部でのマッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから同一系列が送信されるように送信アンテナ毎の参照信号系列を決定する参照信号生成部とを備える。

Description

送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、受信方法、通信方法、コンピュータプログラムおよび半導体チップ

　本発明は、送信装置、受信装置、通信システム、送信方法、受信方法、通信方法、コンピュータプログラムおよび半導体チップに関する。本願は、２０１０年８月２７日に、日本に出願された特願２０１０－１９１５６９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

　無線通信、特に、第３．９世代の携帯電話系無線通信システムであるＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、下りリンク（基地局から端末への通信）における伝送方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）が採用されている。これはＯＦＤＭが、周波数選択フェージングに強い耐性を持つこと、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output、多入力／多出力）伝送と親和性が高いこと、周波数領域のスケジューリングの柔軟性を有することのためである。一方、ＬＴＥの上りリンク（端末から基地局への通信）では、端末のコストの削減や消費電力の低減が重要であるところ、ＯＦＤＭは、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio、ピーク対平均電力比）が高く、そのことの故に線形領域の広いそして消費電力の大きい電力増幅器が必要となるため、上りリンクの伝送に向かない。そこで、ＰＡＰＲの低いＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier Frequency Division Multiple Access、シングルキャリア・周波数分割多元接続。ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭと言うことがある。）が採用されている。

　無線通信では、送信機（例えば、端末の送信部分）がデータを送信信号として送信し、この送信信号が、伝搬路のフェージングによって振幅や位相が変化して、受信機（例えば、基地局の受信部分）に到達する。このため受信機では、伝搬路変動を推定し、フェージングの補償を行う必要がある。伝搬路を推定するため、送信機および受信機の両者で既知の信号（参照信号、パイロット信号またはプリアンブル信号と言う。）を送信機が送信し、受信機は受信した参照信号によって伝搬路を推定し、得られた伝搬路推定値を用いてデータ信号を復調する方法が用いられる。
　特に、ＬＴＥ上りリンクでは、この復調用参照信号をＤＭＲＳ（DeModulation Reference Signal）と呼んでいる。
　また、その他に、サウンディング参照信号ＳＲＳ（Sounding Reference Signal）を用いて、データ信号が送信される帯域だけでなく、システム帯域全体における端末の送信アンテナと基地局の受信アンテナとの間の伝搬路品質の推定を行う。
　さて、ＤＭＲＳの系列としては、自己相関特性および相互相関特性が良好で、かつ、低ＰＡＰＲの系列の１つであるザドフ・チュウ系列（Zadoff-Chu sequences。略してＺＣ系列と言う。）が使用されることがある（このことはＳＲＳの系列についても同様である。）。このＺＣ系列は、ＤＭＲＳを割り当てる割当周波数帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃと、基地局からの通知情報によって決定されるＺＣ系列インデックスｑと、によって生成される。
　ＬＴＥでは、１２個のリソースエレメント（サブキャリア、周波数ポイントまたは直交周波数と言うことがある。）から構成されるリソース・ブロックＲＢ（Resource Block）を最小単位として周波数割当が行われる。ＬＴＥにおいて使用するＲＢ数が３かそれよりも大きい数の場合、長さＭ^ＲＳ _ｓｃのＤＭＲＳの系列ｒ（ｎ）は次式で表わされる。

　ここでＮ^ＲＳ _ＺＣはＭ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数である。ｍｏｄは、割り算の余りを求める関数である。
　上記ｒ（ｎ）とは、素数長のＺＣ系列ｘ_ｑをＤＭＲＳの周波数帯域幅（１２の整数倍のサブキャリア数）に合わせるために、ＺＣ系列ｘ_ｑの前半部分（Ｍ^ＲＳ _ｓｃ－Ｎ^ＲＳ _ＺＣの大きさに相当する部分）を、複製して、後半部分に付加したものである。従って、上記ｒ（ｎ）は、素数長のＺＣ系列ｘ_ｑを巡回拡張したものである。
　ところで、ＺＣ系列インデックスがｑであるＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）は、次式で表わされる。

　また、使用するＲＢ数が１か２の場合、つまりＭ^ＲＳ _ｓｃ＝１２、２４の場合、ｒ（ｎ）は、次の数式（３）で表わされる系列となっている。

　ここでψ（ｎ）の値は、非特許文献１の５．５．１．２節に記載されており、図２７および図２８にその一部を記す。図２７および図２８の左欄の０，１，・・・２９の数字は系列番号を示す。図２７は、Ｍ^ＲＳ _ｓｃ＝１２の場合であり、図２８は、Ｍ^ＲＳ _ｓｃ＝２４の場合である。
　一般論に戻って、端末では、得られた系列ｒ（ｎ）に次式で表わされる直線位相オフセットを与えたｒ^（α）（ｎ）をＤＭＲＳとして送信する。

　ここでαの値は、基地局から通知される値によって得られる値であり、時間信号に巡回シフトを与えることと同一の処理であるため、この操作は、巡回シフト（cyclic shift。ＣＳと言うことがある。）と呼ばれる。
　ＬＴＥの上りリンクでは、１つの端末が持つ複数の送信アンテナから同時にデータを送信することは仕様化されなかったが、ＬＴＥのさらなる高速・広帯域化を図るＬＴＥ－Ａ（Long Term Evolution Advanced。ＬＴＥの拡張）の上りリンクでは、１つの端末の複数の送信アンテナから同時にデータを送信するＳＵ－ＭＩＭＯ（Single User MIMO、シングルユーザ・マイモ）が導入されることが決まっている。ＳＵ－ＭＩＭＯでは、１つの端末の複数の送信アンテナが独立なデータを送信し、基地局においてデータを分離、検出する。なお、同時送信する独立なデータの数をランク数（ストリーム数またはレイヤ数と言うことがある。）と呼ぶ。

　また、上述のように、ＬＴＥ－Ａの上りリンクでは、１つの端末の全送信アンテナで同一の周波数を用いて送信を行うが、各送信アンテナで伝搬路特性が良好な周波数は異なる。
　送信アンテナ毎に異なる周波数配置によってデータの伝送を行う方法が特許文献１および特許文献２に記載されている。送信アンテナ毎に異なる周波数配置を用いることを許容することで、送信アンテナ毎に利得の高い周波数を選択して通信を行うことができるため、受信品質の高い空間多重伝送を行うことが可能となる。
　また、ＬＴＥの上りリンクでは、同じ周波数帯域を用いて複数の端末が同時に１つの基地局にアクセスするＭＵ－ＭＩＭＯ（Multi-User MIMO、マルチユーザ・マイモ）が導入されているが、ＬＴＥ－Ａでは異なる周波数帯域を用いて複数の端末が上述のＭＵ－ＭＩＭＯを行うことが検討されている。
　このように、複数の送信アンテナを用いて（１つの端末の複数の送信アンテナを用いて、または、１または複数の送信アンテナを有する複数の端末の各々の送信アンテナを用いて）、異なる周波数割当で伝送を行うＳＵ－ＭＩＭＯあるいはＭＵ－ＭＩＭＯが検討されている。

特開２００８－１９９５９８号公報 ＷＯ／２００９／０２２７０９号パンフレット

３ＧＰＰ　ＴＳ　３６．２１１　Ｖ８．９．０

　上述のＳＵ－ＭＩＭＯあるいはＭＵ－ＭＩＭＯを行うには、１つの送信機（例えば、端末の送信部分）の複数の送信アンテナと、または、１または複数の送信アンテナを有する複数の送信機の各々の送信アンテナ（全体で複数の送信アンテナ）と、１つの受信機（例えば、基地局の受信部分）の１または複数の受信アンテナと、の間の伝搬路を推定する必要がある。ＬＴＥ－Ａにおける上りリンクＳＵ－ＭＩＭＯやＬＴＥにおける上りリンクＭＵ－ＭＩＭＯのように、各アンテナで使用するサブキャリアが一致している場合、各送信アンテナで共通の復調用参照信号（ＤＭＲＳ）の系列ｒ（ｎ）を用いるため、送信アンテナ毎に異なる巡回シフトを与えることで、受信機で送信アンテナ毎のＤＭＲＳを分離することが可能となる。
　しかし、各アンテナで使用するサブキャリアが一致していない場合にＤＭＲＳを生成すると、各周波数において各送信アンテナから送信されるＤＭＲＳが異なるため、周波数領域での直線位相オフセット（つまり時間領域での巡回シフト）を与えるだけでは受信したＤＭＲＳを送信アンテナ毎に分離することはできない。その場合、逆行列演算等の複雑な演算を用いることで、各送信アンテナの伝搬路を推定可能となるが、装置の規模の増大、消費電力の増加という欠点があり、しかもＺＣ系列間の相関の程度によっては、伝搬路推定精度が極端に劣化してしまう場合があるという問題があった。このことは、前述のサウンディング参照信号ＳＲＳの伝送における問題でもあった。
　本発明は、上述の問題点を解消することを課題とする。

（１）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の送信装置は、１または複数の送信アンテナをそれぞれが具備する１または複数の送信装置であって、前記送信アンテナ毎に異なる周波数割当を行うマッピング部と、前記マッピング部でのマッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから同一系列が送信されるように送信アンテナ毎の参照信号系列を決定する参照信号生成部と、を具備することを特徴とする。
（２）また、本発明の送信装置は、上述の送信装置であって、前記参照信号生成部は、１つの参照信号系列を生成する参照信号系列生成部と、前記参照信号系列に周波数領域での巡回シフトを与えることで、前記送信アンテナ毎の参照信号系列を生成する周波数領域巡回シフト部と、を具備することを特徴とする。
（３）また、本発明の送信装置は、上述の送信装置であって、前記参照信号生成部は、前記周波数割当の帯域幅に一致するように、前記周波数領域巡回シフト部の出力を巡回拡張する巡回拡張部を具備することを特徴とする。
（４）また、本発明の送信装置は、上述の送信装置であって、前記参照信号系列生成部は、前記マッピング部の各送信アンテナの周波数割当が最も広いアンテナの経路の周波数割当に基づいて、前記参照信号系列を生成することを特徴とする。
（５）また、本発明の送信装置は、上述の送信装置であって、前記参照信号は、復調用参照信号であることを特徴とする。
（６）また、本発明の送信装置は、上述の送信装置であって、前記参照信号は、サウンディング参照信号であることを特徴とする。
（７）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の受信装置は、１または複数の受信アンテナを具備する受信装置であって、受信した参照信号をデータ信号から分離する参照信号分離部と、逆行列演算を行わずに重みを生成する重み生成部と、前記重みを用いて受信したデータ信号を分離するＭＩＭＯ分離部と、を具備することを特徴とする。
（８）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の通信システムは、１または複数の送信アンテナをそれぞれが具備する１または複数の送信装置と、前記送信装置から送信された信号を受信する１または複数の受信アンテナを具備する受信装置とを具備する通信システムであって、前記送信装置は、前記送信アンテナ毎に異なる周波数割当を行うマッピング部と、前記マッピング部でのマッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから同一系列が送信されるように送信アンテナ毎の参照信号系列を決定する参照信号生成部と、を具備し、前記受信装置は、受信した参照信号をデータ信号から分離する参照信号分離部と、逆行列演算を行わずに重みを生成する重み生成部と、前記重みを用いて受信したデータ信号を分離するＭＩＭＯ分離部と、を具備することを特徴とする。
（９）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の送信方法は、１または複数の送信アンテナ毎に参照信号およびデータ信号に対して異なる周波数割当のマッピングを行い、前記マッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから参照信号およびデータ信号を送信し、その際に送信アンテナ毎に同一系列の参照信号系列を送信すること、を特徴とする。
（１０）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の受信方法は、受信した参照信号をデータ信号から分離し、逆行列演算を行わずに重みを生成し、前記重みを用いて受信したデータ信号を分離すること、を特徴とする。
（１１）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の通信方法は、１または複数の送信アンテナ毎に参照信号およびデータ信号に対して異なる周波数割当のマッピングを行い、前記マッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから参照信号およびデータ信号を送信し、受信した参照信号をデータ信号から分離し、逆行列演算を行わずに重みを生成し、前記重みを用いて受信したデータ信号を分離する、ことを特徴とする。
（１２）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明のコンピュータプログラムは、上記（１）記載の送信装置の機能を実現することを特徴とする。
（１３）本発明は上述した課題解決のためになされたもので、本発明の半導体チップは、上記（１）記載の送信装置の機能を実現する半導体集積回路を包含することを特徴とする。

　　本発明によれば、ＭＩＭＯ伝送において、送信機の各送信アンテナが異なる周波数を使用する場合においても、複雑な演算を用いることによる装置の規模の増大、消費電力の増加といったことを伴うことなしに、受信機において精度の高い伝搬路推定を行うことが可能となる。

本発明の各実施形態に共通する無線通信システムの概要を示す図である。 第１の実施形態に係る端末の構成を示す概略ブロック図である。 送信フレームの構成の一例を示す図である。 ＤＭＲＳ生成部の構成の一例を示す図である。 ＺＣ系列生成部の出力を模式的に示す図である。 周波数領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 巡回拡張部の出力を模式的に示す図である。 時間領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 マッピング部の出力を模式的に示す図である。 第１の実施形態に係る基地局の構成を示す概略ブロック図である。 ＭＩＭＯ分離部の構成を示す図である。 送信アンテナ本数が２である場合の一方の出力の一例を用いて伝搬路推定を説明する図である。 送信アンテナ本数が２である場合の他方の出力の一例を用いて伝搬路推定を説明する図である。 第２の実施形態に係る端末の構成を示す概略ブロック図である。 ＤＭＲＳ生成部の構成の一例を示す図である。 ＺＣ系列生成部の出力を模式的に示す図である。 周波数領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 系列長変更部の出力を模式的に示す図である。 時間領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 マッピング部の出力を模式的に示す図である。 第３の実施形態に係る端末の構成を示す概略ブロック図である。 ＤＭＲＳ生成部の構成の一例を示す図である。 ＺＣ系列生成部の出力を模式的に示す図である。 周波数領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 系列長変更部の出力を模式的に示す図である。 時間領域巡回シフト部の出力を模式的に示す図である。 マッピング部の出力を模式的に示す図である。 第４の実施形態に係る２つの端末の一方の構成を示す概略ブロック図である。 第４の実施形態に係る２つの端末の他方の構成を示す概略ブロック図である。 ＤＭＲＳ生成部の構成の一例を示す図である。 第５の実施形態に係る２つの端末の一方の構成を示す概略ブロック図である。 第５の実施形態に係る２つの端末の他方の構成を示す概略ブロック図である。 ＯＦＤＭ信号生成部の構成を示す概略ブロック図である。 ＳＲＳ生成部の構成の一例を示す図である。 くし状スペクトル生成部への入力を模式的に示す図である。 くし状スペクトル生成部の一方の出力を模式的に示す図である。 くし状スペクトル生成部の他方の出力を模式的に示す図である。 ＳＲＳ多重部の出力を模式的に示す図である。 参照信号の系列の因子の一つの例を示す表である。 参照信号の系列の因子の他の例を示す表である。

　本明細書において、ＤＭＲＳ（復調用参照信号）、ＳＲＳ（サウンディング参照信号）とは、伝搬路の状態を推定するために用いるところの、送信機および受信機の双方で既知の信号であり、Ｗ－ＣＤＭＡ(第３世代携帯電話)では、パイロット信号（パイロットシンボル）と呼ばれていたものである。以後、伝送方式をＳＣ－ＦＤＭＡとして本実施形態の説明を行うが、本発明は、伝送方式がＯＦＤＭである場合にも適用可能である。また、本実施形態では、上りリンクでのＤＭＲＳおよびＳＲＳの配置について説明を行うが、この配置は、下りリンクの場合にも適用可能である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。

＜第１の実施形態＞
　図１は、本発明の各実施形態に共通する無線通信システムの概要を示す図である。
　図１の無線通信システムは、複数の端末１０１－１・・・１０１－ｎおよび１つの基地局１０２を備える。図１では、図面を見易くするために、２つの端末のみを示す。なお、端末１０１－１・・・１０１－ｎのことを総称して、端末１０１と言う。また、端末のことを端末装置、移動局装置または送信装置と言うことがある。同じく、基地局のことを基地局装置または受信装置と言うことがある。
　端末１０１は、複数本（Ｎ_ｔ本）の送信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｔ－１を備え、基地局１０２は、１または複数本（Ｎ_ｒ本）の受信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｒ－１を備える。
　図１において、ＳＵ－ＭＩＭＯの上りリンクにおいては、１つの端末１０１は、その複数の送信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｔ―１を用いて、１または複数の受信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｒ―１を有する１つの基地局１０２へ向けて、参照信号を含む無線信号を送信する。同じく図１において、ＭＵ－ＭＩＭＯの上りリンクにおいては、１または複数の送信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｔ―１を有する複数の端末１０１は、その各々の送信アンテナを用いて、１または複数の受信アンテナ＃０～＃Ｎ_ｒ―１を有する１つの基地局１０２へ向けて、参照信号を含む無線信号を送信する。
　図２は、第１の実施形態に係る端末１０１の構成を示す概略ブロック図である。
　端末１０１は、符号化部２０１、Ｓ／Ｐ変換部２０２、変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１、ＤＦＴ部２０４－０～２０４－Ｎ_ｔ－１、ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１、マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１、送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１、送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１、受信アンテナ２１０、制御情報受信部２１１およびＤＭＲＳ生成部２１２を具備する。
　なお、端末１０１が無線通信を行うに当たって具備する公知の他の構成については、説明を分かり易くするために図２において省略する。この点は他の実施形態についても同様である。
　図２の端末１０１の構成において、送信アンテナ本数をＮ_ｔとし、同時送信ストリーム（ランクまたはレイヤとも言う。）数をＮ_ｔとする。

　音声データ、文字データ、画像データ等のデータの送信ビット系列は、符号化部２０１において誤り訂正符号化が適用される。符号化部２０１の出力は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ　ｔｏ　Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部２０２に入力される。Ｓ／Ｐ変換部２０２では、入力された送信ビット系列に対して同時送信するアンテナ数Ｎ_ｔへシリアル－パラレル変換を施す。Ｓ／Ｐ変換部２０２の出力は、変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１へ入力される。各変調部では、入力されたビット系列を、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying、４相位相変調）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation、１６値直交振幅変調）等のシンボル単位の変調信号へ変換し、出力する。変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１の出力は、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行うＤＦＴ部２０４－０～２０４－Ｎ_ｔ－１において離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform、ＤＦＴとも言う。)が適用され、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。
　ＤＦＴ部２０４－０～２０４－Ｎ_ｔ－１の出力は、ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１では、ＤＦＴ部２０４－０～２０４－Ｎ_ｔ－１が出力するデータ信号とＤＭＲＳ生成部２１３から入力される復調用参照信号ＤＭＲＳを多重し、送信フレームを構成する。ＤＭＲＳ生成部２１２については後述する。

　送信フレーム構成の一例を図３に示す。
　図３の上段に示す１フレームは、時間軸上で１０サブフレームから構成される。図３の中段に示す１サブフレームは、１２データＳＣ－ＦＤＭＡシンボルと、２ＤＭＲＳシンボルの計１４シンボルから構成される。ここでＤＭＲＳシンボルは、図３の中段に示すように、１４シンボル中の４番目（＃４）と１１番目（＃１１）に挿入される。また、各サブフレームの１４番目（＃１４）のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、データＳＣ－ＦＤＭＡシンボルが送信される場合と、サウンディング参照信号ＳＲＳ（Sounding Reference Signal）シンボルが送信される場合がある。どちらを送信するかは、基地局１０２から端末１０１に通知される。
　ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１の出力はマッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１では、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎に、制御情報受信部２１１から入力される割当情報によって、Ｎ_ＦＦＴポイントの中から、この割当情報によって選択された周波数ポイントへのマッピングが行われる。但し、Ｎ_ＤＦＴはＲＢを構成するサブキャリア数の整数倍であり、そしてＮ_ＤＦＴ＜Ｎ_ＦＦＴである。

　ここで制御情報受信部２１１について説明する。制御情報受信部２１１は、受信アンテナ２１０を介して基地局１０２から制御情報を受信する。
　具体的には、制御情報受信部２１１は、受信アンテナ２１０により基地局１０２から送信された信号を受信し、搬送周波数からベースバンド信号へのダウンコンバージョン、Ａ／Ｄ変換、直交周波数復調、高速フーリエ変換を行う。高速フーリエ変換の後に、制御情報受信部２１１は、シンボル列の抽出、復調、復号を行って、制御情報を担った信号と受信データのビット系列を抽出し、前者の制御情報中の割当情報をマッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１に入力する。また、制御情報受信部２１１は、制御情報の中からＺＣ系列の系列番号ｑを抽出し、ＤＭＲＳ生成部およびＳＲＳ生成部に入力する。また、ＤＭＲＳ用の割当情報と巡回シフトαとを抽出して、これらの情報をＤＭＲＳ生成部２１２に入力する。さらに、ＳＲＳ用の割当情報と巡回シフトαとを抽出して、これらの情報をＳＲＳ生成部２１３に入力する。
　マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１の出力は、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　各ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１では、図３に示すように、基地局１０２から前記制御情報により、サウンディング参照信号ＳＲＳの送信要求が通知された場合には、マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１の出力に対して、さらに、ＳＲＳ生成部２１３から入力されるＳＲＳの多重が行われる。なお、ＳＲＳ生成部２１３は、制御情報受信部２１１からＳＲＳ生成に必要な情報および割当情報を受け取る。
　この多重化は、前述のように、図３の１サブフレームの１４番目のシンボル＃１４にＳＲＳを挿入することで行われる。ただし、ＳＲＳの挿入は、この方法に限定されない。
　次に、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１においてＮ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform、ＩＦＦＴ）を適用し、マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１からの入力信号について（ＳＲＳの多重が行われた場合には、その多重化の後の信号について）、周波数領域信号から時間領域信号への変換が行われる。
　次に、図３の下段に示すようにＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎にＣＰ（Cyclic Prefix、サイクリック・プレフィックス）が挿入される。ＣＰとしては、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの最後尾からある時間分だけ切り取ったコピーを採用し、これをＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの先端に挿入する。ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１に入力される。送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１では、入力されたＳＣ－ＦＤＭＡシンボルについてのＤ／Ａ（ディジタル－アナログ）変換、アナログフィルタリング、搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１からこの搬送波信号が送信される。

　ここで、ＤＭＲＳ生成部２１２について詳細に説明を行う。
　ＤＭＲＳ生成部２１２の構成の一例を図４に示す。
　ＤＭＲＳ生成部２１２は、ＺＣ系列生成部４０１、周波数領域巡回シフト部４０２、巡回拡張部４０３、時間領域巡回シフト部４０４、帯域幅取得部４０６、先頭インデックス取得部４０５、最大素数算出部４０７およびモジュロ演算部４０８を具備する。
　初めに、制御情報受信部２１１（図２）から入力された割当情報が、帯域幅取得部４０６および先頭インデックス取得部４０５に入力される。帯域幅取得部４０６では、入力された割当情報から、各送信アンテナにおける割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを取得し、最大素数算出部４０７と巡回拡張部４０３に入力する。
　最大素数算出部４０７では、入力された帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃから、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出する。例えばＭ^ＲＳ _ｓｃ＝３６の場合、３６を超えない最大の素数は３１であるため、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝３１となる。なお、素数の算出は、「エラトステネスのふるい（Sieve of Eratosthenes）」等のアルゴリズムを用いてもよいし、Ｍ^ＲＳ _ｓｃの上限は限られているため、素数表を記憶装置（図示せず）に記憶しておいて、この素数表から導出してもよい。
　最大素数算出部４０７の出力Ｎ^ＲＳ _ＺＣは、ＺＣ系列生成部４０１およびモジュロ演算部４０８に入力される。ＺＣ系列生成部４０１は、入力されたＮ^ＲＳ _ＺＣ、制御情報受信部２１１（図２）から入力されるＺＣ系列インデックスｑ、および数式（２）によって、長さＮ^ＲＳ _ＺＣのＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ^ＲＳ _ＺＣ－１）を生成し、周波数領域巡回シフト部４０２に入力する。

　また先頭インデックス取得部４０５は、制御情報受信部２１１（図２）から入力された割当情報から、第ｕ送信アンテナにおける周波数割当の先頭の周波数インデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}を取得し、モジュロ演算部４０８に入力する。
　一例として、表１は、送信アンテナの本数が３であり、３６個のサブキャリアを、第０送信アンテナでは２４～５９番目の周波数ポイントに割り当て、第１送信アンテナでは４８～８３番目の周波数ポイントに割り当て、第２送信アンテナでは３６～７１番目の周波数ポイントに割り当てる場合を示す。表１のような割当の場合、第０～第２送信アンテナの先頭の周波数インデックスである、ｋ_{ＴＯＰ，０}＝２４、ｋ_{ＴＯＰ，１}＝４８、ｋ_{ＴＯＰ，２}＝３６を抽出し、モジュロ演算部４０８と時間領域巡回シフト部４０４に入力する。

　モジュロ演算部４０８は、先頭インデックス取得部４０５から入力される各送信アンテナでの先頭のインデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}と、最大素数算出部４０７から入力されるＮ^ＲＳ _ＺＣを用いて、各送信アンテナにおける巡回シフト量Δ_ｕを次式に基づいて算出する。

　例えば、各送信アンテナにおける周波数割当が表１の場合、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝３１であるため、数式（５）に基づいて、Δ_０＝２４、Δ_１＝１７、Δ_２＝５が算出される。モジュロ演算部４０８が算出する各送信アンテナでの巡回シフト量Δ_ｕは、それぞれ周波数領域巡回シフト部４０２に入力される。
　なお、上記の例では、周波数インデックスを基準として、巡回シフト量Δ_ｕを決定しているが、送信アンテナ間の相対関係が維持されれば、どのようなものであってもよい。例えば、第０送信アンテナの巡回シフト量Δ_０を常に０とし、第０送信アンテナを基準として、Δ_１＝２４、Δ_２＝１２としても、各送信アンテナの相対関係は維持され、本実施形態の効果を奏することができる。
　周波数領域巡回シフト部４０２は、ＺＣ系列生成部４０１から入力されるｘ_ｑ（ｍ）と、モジュロ演算部４０８から入力されるΔ_ｕを用いて、次式に基づいて各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）を算出する。

　つまり周波数領域巡回シフト部４０２は、ＺＣ系列に巡回シフトを与える処理を行う。なお、周波数領域巡回シフト部４０２での上記巡回シフトは、周波数領域での巡回シフトであって、時間領域での巡回シフトとは相違するものである。
　以上のことを再度説明する。
　例えば、表１の周波数割当の場合、周波数領域巡回シフト部４０２が出力する第ｕ送信アンテナ用の系列ベクトルｘ_ｑ，ｕは、次式で表わされる。

　数式（７）の左辺の３つのベクトルのサイズは、すべて１×Ｎ^ＲＳ _ＺＣ（１行Ｎ^ＲＳ _ＺＣ列の行列）である。周波数領域巡回シフト部４０２が算出する各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）は、巡回拡張部４０３に入力される。巡回拡張部４０３では、周波数領域巡回シフト部４０２から入力される長さＮ^ＲＳ _ＺＣの系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）と、帯域幅取得部４０６から入力される帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃ、および次式を用いて、ｒ_ｕ（ｎ）を算出する。

　つまり、系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣの系列が入力された場合、巡回拡張部４０３は、入力された系列を系列長Ｍ^ＲＳ _ｓｃに拡張し、出力する。例えば表１の例の場合、数式（８）に数式（７）を適用することで、次式のような系列を得る。

　各ベクトルのサイズは、すべて１×Ｍ^ＲＳ _ｓｃである。得られた巡回拡張部４０３の出力は、時間領域巡回シフト部４０４に入力される。
　時間領域巡回シフト部４０４では、入力されたｒ_ｕ（ｎ）に対し、次式に基づいた時間領域巡回シフトが行われる。

　図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃおよび図５Ｄは、ＺＣ系列生成部４０１、周波数領域巡回シフト部４０２、巡回拡張部４０３、時間領域巡回シフト部４０４の各出力を模式的に示す図である。
　図５Ａは、ＺＣ系列生成部４０１の出力Ａを模式的に示す図であって、横軸は周波数ポイントｆである。この場合の周波数ポイントの総数は、一例として、３１である。
　図５Ｂは、周波数領域巡回シフト部４０２の出力Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３を模式的に示す図である。これらの出力Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３は、第０送信アンテナ～第２送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき３つの巡回シフトしたＺＣ系列を示す。この場合の巡回シフト量は、前述のように、図５Ｂの上から順にΔ_０＝２４、Δ_１＝１７、Δ_２＝５であり、周波数ポイントの総数は３１である。
　図５Ｃは、巡回拡張部４０３の各出力を模式的に示す図であって、第０送信アンテナ～第２送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき巡回拡張ＺＣ系列Ｃ１～Ｃ３を示す。拡張部分の周波数ポイント数をΔ_ＣＳで示す。この場合の周波数ポイントの総数は３６であり、Δ_ＣＳ＝５である。
　図５Ｄは、時間領域巡回シフト部４０４の各出力を模式的に示す図であって、斜線でハッチングしたことによって時間領域巡回シフトが行われたＺＣ系列Ｄ１～Ｄ３を示す。この場合の周波数ポイントの総数は３６である。

　上記の送信アンテナ毎の巡回シフト量α_ｕは、前述したように、送信アンテナ４０９－０～４０９－Ｎ_ｔ－１毎に制御情報として基地局１０２から通知されてもよいし、または、送信アンテナのうちいずれか（例えば、第０送信アンテナ）の巡回シフト量のみを基地局１０２から通知されることで、間接的に他の送信アンテナの巡回シフト量を求めるようにしてもよい。
　なお、本実施形態では、時間領域の巡回シフトは、周波数領域での直線位相オフセットであることを利用して、数式（１０）によって時間領域の巡回シフトを等価的に与えているが、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１内のＩＦＦＴ後にＤＭＲＳを巡回シフトさせる構成としてもよい。またＤＭＲＳの系列としてＺＣ系列を用いるものとして説明を行ったが、本発明はこれに限定されない。Ｍ系列やＧｏｌｄ系列などの系列を用いて、かつ、割当が重複する周波数において各送信アンテナから同一スペクトルが送信されるように制御してもよい。

　時間領域巡回シフト部４０４の出力は、ＤＭＲＳ生成部２１２（図２）の出力として、ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１に入力される。ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１では、各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１の経路について、ＤＭＲＳ生成部２１２（図２）の出力は、１サブフレームの１４シンボル中の４番目と１１番目を占有する。
　ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１の出力は、マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１では、基地局１０２からの指示に従って、送信アンテナ毎に伝搬路特性が良好な周波数配置の割当を行う。
　この周波数割当は、複数の送信アンテナに対する相互関係において、同一、離隔または一部重複する周波数ポイントを選択して行われる。以下では、一部重複する周波数ポイントを選択する場合について説明をする。
　図６は、送信アンテナ本数が３の場合であって、表１に従って周波数ポイントの割当が行われたときの、マッピング部２０６－０～２０６－２の各出力Ｅ１～Ｅ３を模式的に示す図である。横軸は周波数ポイントｆである。出力Ｅ１～Ｅ３は、周波数ポイント上で重複する部分では、相互に同一と見なせるスペクトルになっている。各出力の占有する周波数ポイントの総数は、３６である。

　マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１の出力は、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１では、先ず、必要に応じてサウンディング参照信号ＳＲＳの多重が行われる。ＳＲＳ生成部２１３は、制御情報受信部２１１からの信号の制御の下にＳＲＳを作成して、これを割当情報と共にＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１に供給する。
　次に、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１は、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボルに対してＮ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を適用し、周波数領域信号から時間領域信号への変換を行った後、この変換後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルに、ガードタイムに相当するサイクリック・プレフィックスＣＰ（Cyclic Prefix）が挿入される。ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、次に、送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１へ出力される。
　送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１においては、このシンボルに対して、続いて、Ｄ／Ａ（ディジタル－アナログ）変換、直交変調、アナログフィルタリング、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルが乗った無線周波数信号は、送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１から基地局１０２へ向けて送信される。
　以上説明したようにして端末１０１から送信された信号は、無線伝搬路を経由し、基地局１０２のＮ_ｒ本の受信アンテナで受信される。

　図７は、基地局１０２の構成を示す概略ブロック図である。
　基地局１０２は、受信アンテナ７０１－０～７０１－Ｎ_ｒ－１、ＯＦＤＭ信号受信部７０２－０～７０２－Ｎ_ｒ－１、参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１、ＭＩＭＯ分離部７０４、ＩＤＦＴ部７０５－０～７０５－Ｎ_ｔ－１、復調部７０６－０～７０６－Ｎ_ｔ－１、Ｐ／Ｓ変換部７０７、復号部７０８、伝搬路推定部７０９、重み生成部７１０、スケジューリング部７１１、制御情報送信部７１２、送信アンテナ７１３を具備する。
　以下では基地局１０２の各受信アンテナ７０１－０～７０１－Ｎ_ｒ－１を用いて、端末１０１からシングルキャリア伝送により送信されてきた信号を受信する場合について説明をする。
　なお、基地局１０２が具備する他の公知の構成については、説明を分かり易くするために図７において省略する。この点は他の実施形態についても同様である。

　基地局のＮ_ｒ本の受信アンテナ７０１－０～７０１－Ｎ_ｒ－１で受信された信号は、ＯＦＤＭ信号受信部７０２－０～７０２－Ｎ_ｒ－１にそれぞれ入力される。各ＯＦＤＭ信号受信部７０２－０～７０２－Ｎ_ｒ－１では、搬送波周波数からベースバンド信号へのダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、Ａ／Ｄ（アナログ－ディジタル）変換、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎にサイクリック・プレフィックスＣＰの除去を行った後、Ｎ_ＦＦＴポイントの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を適用し、時間領域信号から周波数領域信号への変換を行う。
　この周波数領域信号は、次に、参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１に入力される。
　参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１では、図３中段の１サブフレーム中の４番目（＃４）と１１番目（＃１１）の復調用参照信号ＤＭＲＳと、それと１４番目（＃１４）にサウンディング参照信号ＳＲＳが挿入されている場合はそのＳＲＳとを分離して、それらの参照信号を伝搬路推定部７０９に入力する。それとともに、参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１は、図３中段の１サブフレーム中の１番目～３番目、５番目～１０番目、１２番目、１３番目のデータＳＣ－ＦＤＭＡシンボル、それに１４番目にデータＳＣ－ＦＤＭＡシンボルが挿入されている場合には、そのデータＳＣ－ＦＤＭＡシンボルを、ＭＩＭＯ分離部７０４に入力する。

　伝搬路推定部７０９では、復調用参照信号ＤＭＲＳを用いて、データ信号が送信された帯域における、端末１０１の各送信アンテナと基地局１０２の受信アンテナとの間の無線伝搬路（無線伝搬路の伝搬定数の位相および振幅）の推定を行う。得られた伝搬路推定値は、重み生成部７１０に入力される。

　また、伝搬路推定部７０９では、サウンディング参照信号ＳＲＳを用いて、データ信号が送信される帯域だけでなくシステム帯域全体における端末１０１の各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１と基地局１０２の受信アンテナ７０２－０～７０２－Ｎ_ｒ－１との伝搬路品質の推定（ＳＲＳの振幅値または電力値のみを用いての伝搬路品質の推定）を行う。伝搬路推定部７０９が推定したシステム帯域全体における伝搬路品質推定値は、スケジューリング部７１１に入力される。
　スケジューリング部７１１では、次の伝送機会における各端末１０１の各送信アンテナにおける周波数割当を決定し、割当情報として制御情報送信部に入力する。制御情報送信部７１２は、入力された割当情報、および変調方式や符号化率等の情報を、制御情報として送信アンテナ７１３を介して各端末１０１へ送信する。
　一方、ＭＩＭＯ分離部７０４では、参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１から入力された信号に、重み生成部７１０から入力される重みを乗算することで、各ストリームの分離を行い、ストリーム毎にＩＤＦＴ部７０５－０～７０５－Ｎ_ｔ－１に入力する。
　なお、重み生成部７１０は、伝搬路推定部７０９から入力される伝搬路推定値を用いて、ＺＦ（Zero Forcing）重みやＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）重みを生成し、ＭＩＭＯ分離部７０４に入力する。伝搬路推定部７０９における伝搬路推定法については後述する。

　ＩＤＦＴ部７０５－０～７０５－Ｎ_ｔ－１では、逆離散フーリエ変換（Inverse Discrete Fourier Transform、IDFT）を行うことで、周波数領域信号を時間領域信号に変換し、復調部７０６－０～７０６－Ｎ_ｔ－１に入力する。復調部７０６－０～７０６－Ｎ_ｔ－１は、入力された時間領域信号を送信側で行った変調方式に基づいて、ビット系列に変換する。復調部７０６－０～７０６－Ｎ_ｔ－１の出力は、Ｐ／Ｓ変換部７０７に入力され、パラレル－シリアル変換が行われた後、復号部７０８に入力される。復号部７０８は、誤り訂正復号を行い、受信したデータのビット系列を出力する。
　なお、本実施形態の基地局１０２でのＭＩＭＯ分離部７０４は、線形フィルタリングによって分離を行う構成としたが、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）や、ＰＩＣ（Parallel Interference Cancellation）等の繰り返し処理や、他の分離法を用いてもよい。

　ここで、伝搬路推定部７０９が重み生成部７１０に入力する伝搬路推定値の推定法について説明を行う。本実施形態のＤＭＲＳ生成部２１２（図２）によって、各送信アンテナで異なる巡回シフトαが与えられるものの、図６に示すように、一部重複の周波数ポイントでは同一のスペクトルが送信される。
　図８は、ＭＩＭＯ分離部７０４の構成を詳細に示すブロック図である。
　ＭＩＭＯ分離部７０４は、ベクトル生成部８０１、重み乗算部８０２、デマッピング部８０３を具備する。
　各参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１（図７）から入力されたデータ信号はベクトル生成部８０１に入力される。ベクトル生成部８０１では、サブキャリア毎に各参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１からの入力を結合し、Ｎ_ｒ×１のベクトルを生成する。つまり第ｋ周波数（第ｋサブキャリア）における各参照信号分離部７０３－０～７０３－Ｎ_ｒ－１からの入力Ｒ_０（ｋ）～Ｒ_Ｎｒ－１（ｋ）を結合し、ベクトルＲ（ｋ）を以下のように生成する。

　ここでＴはベクトルの転置処理を表わす。
　ベクトル生成部８０１が生成する周波数毎のベクトルＲ（ｋ）は、重み乗算部８０２に入力される。重み乗算部８０２では、ベクトル生成部８０１から入力された周波数ｋ毎のベクトルに対して、重み生成部７１０（図７）から入力される周波数毎の重み行列を左から乗算する。重みのサイズはＮ_ｔ×Ｎ_ｒであり、以下のように表わされるる。

　重み乗算部８０２は、各周波数ｋにおいて式（１３）の乗算を行なうことで得られるＮ_ｔ×１のベクトルｙ（ｋ）を算出し、デマッピング部８０３に入力する。

　デマッピング部８０３では、入力されたベクトルｙ（ｋ）に関して、各ストリームが送信に用いたサブキャリア（周波数ポイントまたは直交周波数）をそれぞれ抽出し、ＩＤＦＴ部７０５－０～７０５－Ｎ_ｔ－１に出力する。
　図９は、例えば、送信アンテナ本数が２である場合（第０送信アンテナと第１送信アンテナとがある場合）のマッピング部２０６－０～２０６－１（図２）の出力の一例を示している。図９の上段が第０送信アンテナの経路にあるマッピング部２０６－０の出力であり、下段が第１送信アンテナの経路にあるマッピング部２０６－１の出力である。横軸は周波数ポイントｋ－３、ｋ－２、ｋ－１、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、ｋ＋３、ｋ＋４、・・・を示す。第０送信アンテナの経路では、ｋ－２から始まる周波数ポイントに巡回拡張、周波数領域巡回シフトおよびα_０＝０の時間領域巡回シフトを施したＺＣ系列であるｒ（３４）、ｒ（３５）、ｒ（０）、ｒ（１）、ｒ（２）、ｒ（３）、・・・が割り当てられる。第１送信アンテナの経路では、ｋから始まる周波数ポイントに巡回拡張、周波数領域巡回シフトおよびα_１＝πの時間領域巡回シフトを施したＺＣ系列であるｒ（０）、－ｒ（１）、ｒ（２）、－ｒ（３）、・・・が割り当てられる。
　第０送信アンテナの巡回シフトα_０＝０、第１送信アンテナの巡回シフトα_１＝πの場合、第ｖ受信アンテナにおける第ｋ周波数ポイントおよび第ｋ＋１周波数ポイントの受信信号Ｒ_ｖ（ｋ）およびＲ_ｖ（ｋ＋１）は次式で表わされる。

　ここで、Ｈ_ｖ，ｕ（ｋ）は、第ｋ周波数ポイントにおける第ｕ送信アンテナと第ｖ受信アンテナとの間の伝搬路利得である。
　伝搬路の周波数選択性がそれほど強くなく、隣接する周波数ポイントでは周波数変動を無視でき、Ｈ_ｖ，ｕ（ｋ）＝Ｈ_ｖ，ｕ（ｋ＋１）が成り立つ時、数式（１４）は次式のように変形できる。

　数式（１５）の２つの式を、加算あるいは減算することで、次式が得られる。

　このように、各送信アンテナのＤＭＲＳとして、各周波数で同じスペクトルを用い、送信アンテナ毎に異なる巡回シフトを与えることで、複雑な演算を用いることによる装置の規模の増大、消費電力の増加といったことを伴うことなしに、伝搬路推定部は各送信アンテナとの伝搬路利得を精度よく推定することができるようになる。データの誤り率特性が改善するため、スループットを向上させることができる。

＜第２の実施の形態＞
　第１の実施形態では、各送信アンテナの割当において、使用帯域幅が同一である場合を示した。しかし、使用帯域幅が送信アンテナ毎に異なることを許容した方が、基地局でのスケジューリングが柔軟になるため、システムスループットを向上させることができる。
　そこで本実施形態では、各送信アンテナでの割当周波数帯域幅が異なる場合の復調用参照信号ＤＭＲＳの送信方法について説明を行う。
　以下では、本実施形態の端末には１０１ａの符号を付し、基地局には１０２ａの符号を付して説明を行う。

　図１０は、第２の実施形態に係る端末１０１ａの構成を示す概略ブロック図である。
　端末１０１ａは、符号化部２０１、Ｓ／Ｐ変換部１００２、変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１、ＤＦＴ部１００４－０～１００４－Ｎ_ｔ－１、ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１、マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１、送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１、送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１、受信アンテナ２１０、制御情報受信部２１１、ＤＭＲＳ生成部１０１２およびＳＲＳ生成部２１３を具備する。
　第２の実施形態に係る端末１０１ａの構成を第１の実施形態に係る端末１０１（図２）の構成と比較すると、前者のＳ／Ｐ変換部１００２、ＤＦＴ部１００４－０～１００４－Ｎ_ｔ－１、ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１、マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１およびＤＭＲＳ生成部１０１２が、後者のＳ／Ｐ変換部２０２、ＤＦＴ部２０４－０～２０４－Ｎ_ｔ－１、ＤＭＲＳ多重部２０５－０～２０５－Ｎ_ｔ－１、マッピング部２０６－０～２０６－Ｎ_ｔ－１、およびＤＭＲＳ生成部２１２と相違する。しかし、その他の構成（符号化部２０１、変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１、ＯＦＤＭ信号生成部２０７－０～２０７－Ｎ_ｔ－１、送信部２０８－０～２０８－Ｎ_ｔ－１、送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１、受信アンテナ２１０、制御情報受信部２１１およびＳＲＳ生成部２１３）は同一であるので、以下ではその説明を省略する。

　第１の実施形態では、各送信アンテナにおいて割当周波数帯域幅が等しかったため、Ｓ／Ｐ変換部２０２（図２）は、すべてのレイヤ（送信アンテナの経路）に均等に符号化ビットを入力した。
　本実施形態では、基地局１０２ａから通知される割当情報によって、Ｓ／Ｐ変換部が各変調部２０３－０～２０３－Ｎ_ｔ－１に入力する符号化ビット数が異なる。またＤＦＴ部１００８－０～１００８－Ｎ_ｔ－１も割当周波数帯域幅に応じて、送信アンテナ毎に異なる。
　ここでＤＭＲＳ生成部１０１２について、図１１を用いて詳細に説明を行う。
　ＤＭＲＳ生成部１０１２の構成の一例を図１１に示す。
　ＤＭＲＳ生成部１０１２は、ＺＣ系列生成部１１０１、周波数領域巡回シフト部１１０２、系列長変更部１１０３、時間領域巡回シフト部１１０４、最大帯域幅取得部１１０６、先頭インデックス取得部１１０５、最大素数算出部１１０７およびモジュロ演算部１１０８を具備する。
　初めに、制御情報受信部２１１（図１０）から入力された割当情報が、最大帯域幅取得部１１０６、先頭インデックス取得部１１０５および系列長変更部１１０３に入力される。
　最大帯域幅取得部１１０６では、入力された割当情報から、各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１における割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを比較し、最も広い割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを取得して、この最も広い割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを最大素数算出部１１０７に入力する。
　例えば、送信アンテナの本数が３である場合について説明をする。
　この割当が表２であった場合、第０送信アンテナ～第２送信アンテナでの帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕは、それぞれ、Ｍ^ＲＳ _０＝２４、Ｍ^ＲＳ _１＝３６、Ｍ^ＲＳ _２＝４８である。従って、最も広い割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃ＝４８が、最大帯域幅取得部１１０６の出力となる。
　なお、本実施形態では、最も広い割当帯域幅をＭ^ＲＳ _ｓｃとしたが、最も狭い割当帯域幅や、第０送信アンテナの割当帯域幅または割当に依らない固定値等をＭ^ＲＳ _ｓｃに設定してもよい。つまり、送受信機の双方で予め規定されれば、どのような値を、最大素数算出部１１０７に入力する割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃとしてもよい。

　最大素数算出部１１０７は、入力された帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃから、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出し、ＺＣ系列生成部１１０１およびモジュロ演算部１１０８に入力する。表２の例では、Ｍ^ＲＳ _ｓｃ＝４８であるため、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝４７となる。
　ＺＣ系列生成部１１０１は、制御情報受信部２１１（図１０）から出力されたＺＣ系列インデックスｑと、最大素数算出部１１０７から入力されるＮ^ＲＳ _ＺＣと、数式（２）と、によって、長さＮ^ＲＳ _ＺＣのＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ^ＲＳ _ＺＣ－１）を生成し、周波数領域巡回シフト部１１０２に入力する。
　一方、先頭インデックス取得部１１０５は、制御情報受信部２１１（図１０）から入力された割当情報から、第ｕ送信アンテナにおける周波数割当の先頭の周波数インデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}を取得し、モジュロ演算部１１０８と時間領域巡回シフト部１１０４に入力する。例えば、表２のような割当の場合、第０～第２送信アンテナの先頭の周波数インデックスであるところの、ｋ_{ＴＯＰ，０}＝６０、ｋ_{ＴＯＰ，１}＝３６、ｋ_{ＴＯＰ，２}＝４８を抽出し、モジュロ演算部１１０８と時間領域巡回シフト部１１０４に入力する。
　モジュロ演算部１１０８は、先頭インデックス取得部１１０５から入力される各送信アンテナでの先頭のインデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}と、最大素数算出部１１０７から入力されるＮ^ＲＳ _ＺＣを用いて、各送信アンテナにおける周波数領域での巡回シフト量Δ_ｕを次式に基づいて算出する。

　例えば、上記の表２の場合、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝４７であるため、Δ_０＝１３、Δ_１＝３６、Δ_２＝１となる。
　モジュロ演算部１１０８が算出する各送信アンテナでの周波数領域での巡回シフト量Δ_ｕは、それぞれ周波数領域巡回シフト部１１０２に入力される。
　周波数領域巡回シフト部１１０２は、ＺＣ系列生成部１１０１から入力される長さＮ^ＲＳ _ＺＣの系列ｘ_ｑ（ｍ）と、モジュロ演算部１１０８から入力されるΔ_ｕを用いて、次式に基づいて各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）を算出する。

　つまり、周波数領域巡回シフト部１１０２は、上述のＺＣ系列に対して送信アンテナ毎に異なる巡回シフトを与える処理を行う。なお、周波数領域巡回シフト部１１０２での上記巡回シフトは、周波数領域での巡回シフトであって、時間領域での巡回シフトとは相違するものである。
　例えば、表２の割当の場合、各送信アンテナにおける系列ベクトルｘ_ｑ，ｕは、以下のようになる。

　数式（１９）の左辺の３つのベクトルのサイズは、すべて１×Ｎ^ＲＳ _ＺＣである。
　周波数領域巡回シフト部１１０２が算出する各送信アンテナにおける系列は、系列長変更部１００３に入力される。系列長変更部１１０３では、入力される割当情報から、各送信アンテナにおける使用帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕを取得し、周波数領域巡回シフト部１１０２からの入力ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）と、次式を用いて、各送信アンテナにおける割当帯域幅に、系列長を変更する。

　つまり、周波数領域巡回シフト部１１０２の出力の系列長はＮ^ＲＳ _ＺＣであるため、系列長変更部１１０３によって、第ｕ送信アンテナにおける系列長が割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕになるように系列長が変更される。例えば表２の例の場合、数式（２０）に数式（１９）を適用することで、次式のような系列を得る。

　得られた系列長変更部１１０３の出力は、時間領域巡回シフト部１１０４に入力される。
　時間領域巡回シフト部１１０４では、入力されたｒ_ｕ（ｎ）に対し、次式に基づいた時間領域巡回シフトが行われる。

　時間領域巡回シフト部１１０４の出力は、ＤＭＲＳ生成部１０１２（図１０）の出力として、ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１に入力される。ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１では、各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１の経路について、ＤＭＲＳ生成部２１２（図２）の出力は、１サブフレームの１４シンボル中の４番目と１１番目を占有する。
　ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１の出力は、マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１では、基地局１０２ａからの指示に従って、送信アンテナ毎に伝搬路特性が良好な周波数配置の割当を行う。
　この周波数割当は、複数の送信アンテナに対する相互関係において、同一、離隔または一部重複の３つの場合から選択した一つの場合の周波数ポイントを選択して行われる。以下では、一部重複する周波数ポイントを選択する場合について説明をする。

　図１２Ａ、図１２Ｂ、図１２Ｃおよび図１２Ｄは、上記表２の場合について、ＺＣ系列生成部１１０１、周波数領域巡回シフト部１１０２、系列長変更部１１０３、時間領域巡回シフト部１１０４の各出力を模式的に示す図である。横軸は周波数ポイントｆである。
　図１２Ａは、ＺＣ系列生成部１００１の出力Ｆを模式的に示す図であって、横軸は周波数ポイントである。この場合の周波数ポイントの総数は、一例として、４７である。
　図１２Ｂは、周波数領域巡回シフト部１１０２の出力Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を模式的に示す図である。これらの出力Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、第０送信アンテナ～第２送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき３つ巡回シフトしたＺＣ系列を示す。この場合の巡回シフト量は、前述のように、図１２Ｂの上から順にΔ_０＝１３、Δ_１＝３６、Δ_２＝１であり、周波数ポイントの総数は４７である。
　図１２Ｃは、系列長変更部１１０３の各出力を模式的に示す図であって、第０送信アンテナ～第２送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき系列長変更後の系列Ｈ１～Ｈ３を示す。系列Ｈ１の系列長は２４であり、系列長Ｈ２の系列長は３６であり、系列長Ｈ３の系列長は４８である。
　図１２Ｄは、時間領域巡回シフト部１１０４の各出力を模式的に示す図であって、斜線でハッチングしたことによって時間領域巡回シフトが行われた系列Ｉ１～Ｉ３を示す。系列長Ｉ１の系列長は２４であり、系列長Ｉ２の系列長は３６であり、系列長Ｉ３の系列長は４８である。また、巡回シフト量α_ｕは、第０送信アンテナ～第２送信アンテナの経路に対して、例えば、それぞれ０、２π／３、４π／３を用いればよい。なおα_ｕの値はこれに限定されない。
　時間領域巡回シフト部１１０４の出力は、ＤＭＲＳ生成部１０１２（図１０）の出力として、ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１に入力される。ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１では、各送信アンテナ２０９－０～２０９－Ｎ_ｔ－１の経路について、ＤＭＲＳ生成部１０１２（図２）の出力は、１サブフレームの１４シンボル中の４番目と１１番目を占有する。
　ＤＭＲＳ多重部１００５－０～１００５－Ｎ_ｔ－１の出力は、マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　マッピング部１００６－０～１００６－Ｎ_ｔ－１では、基地局１０２ａからの指示に従って、送信アンテナ毎に伝搬路特性が良好な周波数配置の割当を行う。
　この周波数割当は、複数の送信アンテナに対する相互関係において、同一、離隔または一部重複する周波数ポイントを選択して行われる。以下では、一部重複する周波数ポイントを選択する場合について説明をする。

　図１３は、送信アンテナ本数が３の場合であって、表２に従って周波数ポイントの割当が行われたときの、マッピング部１００６－０～１００６－２の各出力Ｊ１～Ｊ３を模式的に示す図である。横軸は周波数ポイントｆである。出力Ｊ１～Ｊ３は、周波数ポイント上で重複する部分では、相互に同一と見なせるスペクトルになっている。各出力の占有する周波数ポイントの総数は、２４、３６、４８である。

　図１０において、上述した以外のブロックでは、第１の実施形態と同様の処理が行われる。
　第２の実施形態の基地局装置の構成は、第１の実施形態の基地局装置の構成（図７）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。第２の実施形態の基地局装置において用いるＭＩＭＯ分離部の構成も、第１の実施形態のＭＩＭＯ分離部の構成（図８）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。

　このようにＤＭＲＳ生成部１０１２を用いることで、各送信アンテナの割当帯域幅が異なるＳＵ－ＭＩＭＯシステムにおいても、各送信アンテナの割当が重複する周波数において各送信アンテナから同一スペクトルが送信されることになる。この結果、時間領域での巡回シフト等の既存の技術を組み合わせることで、各送信アンテナの割当帯域幅が異なるＳＵ－ＭＩＭＯシステムにおいても、伝搬路推定部は各送信アンテナとの伝搬路利得を精度よく推定することができるようになる。データの誤り率特性が改善するため、スループットを向上させることができる。

＜第３の実施形態＞

　第１の実施形態および第２の実施形態では、送信アンテナ本数Ｎ_ｔがランク数Ｒと同じである場合について説明を行ってきた。
　本実施形態では、ランク数Ｒが送信アンテナ本数Ｎ_ｔより小さい場合（Ｎ_ｔ＞Ｒとなる場合）について説明を行う。以下では、本実施形態の端末には１０１ｂの符号を付し、基地局には１０２ｂの符号を付して説明を行う。

　図１４は、第３の実施形態に係る端末１０１ｂの構成を示す概略ブロック図である。
　端末１０１ｂは、符号化部１４０１、Ｓ／Ｐ変換部１４０２、変調部１４０３－０～１４０３－Ｒ－１、ＤＦＴ部１４０４－０～１４０４－Ｒ－１、プリコーディング部１４０５、ＤＭＲＳ多重部１４０６－０～１４０６－Ｎ_ｔ－１、マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１、ＯＦＤＭ信号生成部１４０８－０～１４０８－Ｎ_ｔ－１、送信部１４０９－０～１４０９－Ｎ_ｔ－１、送信アンテナ１４１０－０～１４１０－Ｎ_ｔ－１、受信アンテナ１４１１、制御情報受信部１４１２、ＤＭＲＳ生成部１４１３およびＳＲＳ生成部１４１４を具備する。
　図１４の端末１０１ｂの構成において、送信アンテナ本数をＮ_ｔとし、同時送信ストリーム数（ランク数またはレイヤ数とも言う。）をＲとする。

　音声データ、文字データ、画像データ等のデータの送信ビット系列は、符号化部１４０１において誤り訂正符号化が適用される。符号化部１４０１の出力は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ　ｔｏ　Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部１４０２に入力される。Ｓ／Ｐ変換部１４０２では、入力された系列に対して同時送信するストリーム数Ｒへシリアル－パラレル変換を施す。Ｓ／Ｐ変換部１４０２の出力は、変調部１４０３－０～１４０３－Ｒ－１へ入力される。各変調部では、入力されたビット系列を、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying、４相位相変調）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation、１６値直交振幅変調）等のシンボル単位の変調信号へ変換し、出力する。変調部１４０３－０～１４０３－Ｒ－１の出力は、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行うＤＦＴ部１４０４－０～１４０４－Ｒ－１において離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform、ＤＦＴとも言う。)が適用され、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。
　ＤＦＴ部１４０４－０～１４０４－Ｒ－１の出力はプリコーディング部１４０５に入力される。
　プリコーディング部１４０５では、Ｒ個のＤＦＴ部１４０４－０～１４０４－Ｒ－１が出力する各スペクトルに対し、Ｎ_ｔ×Ｒのプリコーディング行列Ｗを左から乗算する。例えば、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝４、ランク数Ｒ＝３の場合、次の数式の行列Ｗを乗算する。

　この数式の行列Ｗは、一例であり、その他のプリコーディング行列を用いることもできる。
　上記数式の右辺の行列において、０～３行目は各送信アンテナに対応し、０～２列目は各ランクに対応する。
　どのようなプリコーディング行列を乗算するかは、端末１０１ｂが決定してもよいし、ＰＭＩ（Precoding Matrix indicator、プリコーディング行列インディケータ）として、基地局１０２ｂが端末１０１ｂへ通知してもよい。後者の場合、基地局１０２ｂは、様々なプリコーディング行列の中から、受信ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noisepower Ratio、信号対干渉雑音電力比）または伝搬路容量が最大となるプリコーディング行列を選択する。
　例えば、上記数式（２３）の行列Ｗが選択された場合、第０列目の第０行目と第０列目の第２行目が非ゼロであるため、第０および第２送信アンテナから、同一の系列が送信されることになる。ただし、第２送信アンテナの出力は、この例の場合、第０送信アンテナの出力にマイナスを乗算したものになる。つまり、第２送信アンテナの出力は、第０送信アンテナの出力を位相反転したものであり、この場合の伝搬路状態によって、基地局１０２の所定の受信アンテナには、この２つの出力は、同相で受信され、その結果、高い受信品質が得られる。

　プリコーディング部１４０５の出力は、ＤＭＲＳ多重部１４０４－０～１４０４－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　ＤＭＲＳ多重部１４０６－０～１４０６－Ｎ_ｔ－１では、プリコーディング部１４０５が出力するデータ信号とＤＭＲＳ生成部１４１３から入力される復調用参照信号ＤＭＲＳを多重し、送信フレームを構成する。この送信フレームの一例については、既に第１の実施形態において説明をした送信フレーム（図３）を使用することができる。

　ここで、ＤＭＲＳ生成部１４１３について、図１５を用いて説明を行う。
　ＤＭＲＳ生成部１４１３は、ＺＣ系列生成部１５０１、コピー部１５０２、プリコーディング部１５０３、周波数領域巡回シフト部１５０４、系列長変更部１５０５、時間領域巡回シフト部１５０６、先頭インデックス取得部１５０７、最大帯域幅取得部１５０８、最大素数算出部１５０９およびモジュロ演算部１５１０を具備する。
　制御情報受信部１４１２から入力された割当情報は、最大帯域幅取得部１５０８に入力される。
　最大帯域幅取得部１５０８では、各送信アンテナの割当帯域幅を比較し、最も広い割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを取得し、最大素数算出部１５０９に入力する。例えば、割当が下記の表３であった場合、第ｕ送信アンテナでの帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕはそれぞれ、Ｍ^ＲＳ _０＝２４、Ｍ^ＲＳ _１＝３６、Ｍ^ＲＳ _２＝２４、Ｍ^ＲＳ _３＝４８であるため、最も広い割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃ＝４８が、最大帯域幅取得部１５０８の出力となる。なお、本実施形態では、最も広い割当帯域幅をＭ^ＲＳ _ｓｃとしたが、送受信で予め規定してあれば、最も狭い割当帯域幅をＭ^ＲＳ _ｓｃとしたり、全送信アンテナの帯域幅の平均をＭ^ＲＳ _ｓｃとする等、どのような基準でＭ^ＲＳ _ｓｃを選択してもかまわない。

　最大素数算出部１５０９は、入力された帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃから、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出し、ＺＣ系列生成部１５０１およびモジュロ演算部１５１０に入力する。表３の例では、最も広い帯域幅はＭ^ＲＳ _ｓｃ＝４８であるため、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝４７となる。
　なお本実施形態では、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出したが、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超える最小の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出してもよい。
　ＺＣ系列生成部１５０１は、制御情報受信部１４１２（図１４）から出力されたＺＣ系列インデックスｑと、最大素数算出部１５０９から入力されるＮ^ＲＳ _ＺＣと、数式（２）によって、長さＮ^ＲＳ _ＺＣのＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ^ＲＳ _ＺＣ－１）を生成し、コピー部１５０２に入力する。
　コピー部１５０２は、ＺＣ系列生成部１５０１の出力を、ランク数Ｒだけ複製し、プリコーディング部１５０３に入力する。
　プリコーディング部１５０３は、コピー部１５０２からの入力に対してプリコーディングを行う。プリコーディング部１５０３の処理は、図１４のプリコーディング部１４０５と同様である。プリコーディング部１５０３の出力は、周波数領域巡回シフト部１５０４に入力される。
　ここで先頭インデックス取得部１５０７は、割当情報から、第ｕ送信アンテナにおける周波数割当の先頭の周波数インデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}を取得し、モジュロ演算部１５１０および時間領域巡回シフト部１５０６に入力する。例えば、表３のような割当の場合、先頭インデックス取得部１５０７は、第０送信アンテナ～第３送信アンテナの先頭の周波数インデックスである、ｋ_{ＴＯＰ，０}＝６０、ｋ_{ＴＯＰ，１}＝３６、ｋ_{ＴＯＰ，２}＝２４、ｋ_{ＴＯＰ，３}＝４８を抽出し、モジュロ演算部１５１０と時間領域巡回シフト部１５０６に入力する。
　モジュロ演算部１５１０は、先頭インデックス取得部１５０７から入力されるｋ_{ＴＯＰ、ｕ}と、最大素数算出部１５０９から入力されるＮ^ＲＳ _ＺＣを用いて、各送信アンテナにおける周波数領域での巡回シフト量Δ_ｕを次式に基づいて算出する。

　例えば、各送信アンテナにおける周波数割当が表３の場合、Ｎ^ＲＳ _ＺＣ＝４７であるため、数式（２４）に基づいて、Δ_０＝１３、Δ_１＝３６、Δ_２＝２４、Δ_３＝１が算出される。モジュロ演算部１５１０が算出する各送信アンテナでの巡回シフト量Δ_ｕは、周波数領域巡回シフト部１５０４に入力される。なお、巡回シフト量Δ_ｕの値は、送信アンテナ間の相対値が維持されれば、その絶対値はどのようなものであってもよい。
　周波数領域巡回シフト部１５０４は、プリコーディング部１５０３から入力されるｘ_ｑ（ｍ）と、モジュロ演算部１５１０から入力されるΔ_ｕを用いて、次式に基づいて各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）を算出する。

　つまり、周波数領域巡回シフト部１５０４は、ＺＣ系列に周波数領域での巡回シフトを与える処理を行う。例えば、表３の周波数割当の場合、周波数領域巡回シフト部１５０４が出力する第ｕ送信アンテナ用の系列ベクトルｘ_ｑ，ｕは、次式で表わされる。

　各ベクトルのサイズは、すべて１×Ｎ^ＲＳ _ＺＣ（＝４７）である。周波数領域巡回シフト部１５０４が算出する各送信アンテナにおける系列は、系列長変更部１５０５に入力される。系列長変更部１５０５では、入力される割当情報から、各送信アンテナにおける使用帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕを取得し、周波数領域巡回シフト部１５０４からの入力ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）と、次式を用いて、各送信アンテナにおける割当帯域幅に、系列長を変更する。

　つまり、周波数領域巡回シフト部１５０４の出力の系列長はＮ^ＲＳ _ＺＣであるため、系列長変更部１５０５によって、第ｕ送信アンテナにおける系列長が割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｕになるように系列長が変更される。例えば、表３の例の場合、数式（２７）に数式（２６）を適用することで、次式のような系列を得る。

　図１６Ａ、図１６Ｂ、図１６Ｃおよび図１６Ｄは、上記表３の場合について、ＺＣ系列生成部１５０１、周波数領域巡回シフト部１５０４、系列長変更部１５０５、時間領域巡回シフト部１５０６の各出力を模式的に示す図である。
　図１６Ａは、ＺＣ系列生成部１５０１の出力Ｋを模式的に示す図であって、横軸は周波数ポイントである。この場合の周波数ポイントの総数は、一例として、４７である。
　図１６Ｂは、周波数領域巡回シフト部１５０４の出力Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を模式的に示す図である。これらの出力Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４は、第０送信アンテナ～第３送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき４つの巡回シフトしたＺＣ系列を示す。この場合の巡回シフト量は、前述のように、図１６Ｂの上から順にΔ_０＝１３、Δ_１＝３６、Δ_２＝２４、Δ_３＝１であり、周波数ポイントの総数は４７である。
　図１６Ｃは、系列長変更部１５０５の各出力を模式的に示す図であって、第０送信アンテナ～第３送信アンテナの各々の経路に割り当てられるべき系列長変更後の系列Ｍ１～Ｍ４を模式的に示す。系列Ｍ１の系列長は２４であり、系列Ｍ２の系列長は３６であり、系列Ｍ３の系列長は２４であり、系列Ｍ４の系列長は４８である。
　図１６Ｄは、時間領域巡回シフト部１５０６の各出力を模式的に示す図であって、斜線でハッチングしたことによって時間領域巡回シフトが行われた系列Ｎ１～Ｎ４を示す。また、巡回シフト量α_ｕは、第０送信アンテナ～第３送信アンテナの経路に対して、例えば、それぞれ０、π／２、π、３π／２とすればよい。または、第０送信アンテナと第２送信アンテナからの信号を合成信号と見なし、分離を行わない構成とすることも可能であるから、その場合は、第０送信アンテナ～第３送信アンテナでの巡回シフト量を０、π／２、０、３π／２としてもよい。なおα_ｕの値はこれに限定されない。

　時間領域巡回シフト部１５０６の出力は、ＤＭＲＳ生成部１４１３（図１４）の出力として、ＤＭＲＳ多重部１４０６－０～１４０６－Ｎ_ｔ－１に入力される。ＤＭＲＳ多重部１４０６－０～１４０６－Ｎ_ｔ－１では、各送信アンテナ１４１０－０～１４１０－Ｎ_ｔ－１の経路について、ＤＭＲＳ生成部１４１３の出力は、１サブフレームの１４シンボル中の４番目と１１番目を占有する（図３）。
　ＤＭＲＳ多重部１４０６－０～１４０６－Ｎ_ｔ－１の出力は、マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１では、基地局１０２ｂからの指示に従って、送信アンテナ毎に伝搬路特性が良好な周波数配置の割当を行う。

　図１７は、送信アンテナ本数が４の場合であって、表３に従って周波数ポイントの割当が行われたときの、マッピング部１４０７－０～１４０７－３の各出力Ｏ１～Ｏ４を模式的に示す図である。出力Ｏ１～Ｏ４は、周波数ポイント上で重複する部分では、相互に同一と見なせるスペクトルになっている。各出力の占有する周波数ポイントの総数は、２４、３６、２４、４８である。

　マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１の出力は、ＯＦＤＭ信号生成部１４０８－０～１４０８－Ｎ_ｔ－１に入力される。
　　各ＯＦＤＭ信号生成部１４０８－０～１４０８－Ｎ_ｔ－１では、基地局１０２ｂから前記制御情報により、サウンディング参照信号ＳＲＳの送信要求が通知された場合には、マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１の出力に対して、さらに、ＳＲＳの多重が行われる。この多重化は、前述のように、図３の１サブフレームの１４番目のシンボル＃１４にＳＲＳを挿入することで行われる。ただし、ＳＲＳの挿入は、この方法に限定されない。ＳＲＳ生成部１４１４は、制御情報受信部１４１２からの信号の制御の下にＳＲＳを作成して、これをＯＦＤＭ信号生成部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１に割当情報と共に供給する。
　次に、ＯＦＤＭ信号生成部１４０８－０～１４０８－Ｎ_ｔ－１においてＮ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform、ＩＦＦＴ）を適用し、マッピング部１４０７－０～１４０７－Ｎ_ｔ－１からの入力信号について（ＳＲＳの多重が行われた場合には、その多重化の後の信号について）、周波数領域信号から時間領域信号への変換が行われる。

　次に、図３の下段に示すようにＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎にＣＰ（Cyclic Prefix、サイクリック・プレフィックス）が挿入される。ＣＰとしては、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの最後尾からある時間分だけ切り取ったコピーを採用し、これをＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの先端に挿入する。ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、送信部１４０９－０～１４０９－Ｎ_ｔ－１に入力される。送信部１４０９－０～１４０９－Ｎ_ｔ－１では、入力されたＳＣ－ＦＤＭＡシンボルについてのＤ／Ａ（ディジタル－アナログ）変換、アナログフィルタリング、搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、各送信アンテナ１４１０－０～１４１０－Ｎ_ｔ－１からこの搬送波信号が送信される。

　第３の実施形態の基地局装置１０２ｂの構成は、第１の実施形態の基地局装置の構成（図７）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。第３の実施形態の基地局装置において用いるＭＩＭＯ分離部の構成も、第１の実施形態のＭＩＭＯ分離部の構成（図８）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。
　この設計変更の点について、補足説明をする。伝搬路推定部（図７の７０９）は、プリコーディングが行われたものについてはそのプリコーディングを含めて伝搬路を推定する。さらに、スケジューリング部（図７の７１１）は、端末１０１ｂで行うプリコーディングを決定し、制御情報送信部（図７の７１２）がそのプリコーディングを示す情報を制御情報として端末１０１ｂに送信する。また、ＭＩＭＯ分離部（図７の７０４）内のデマッピング部（図８の８０３）では、各送信アンテナの経路のストリームが送信に用いたサブキャリア（周波数ポイントまたは直交周波数）をそれぞれ抽出した後、同一スペクトルが複数のサブキャリアで受信されているストリームが存在する場合は、それらを合成する公知の処理を行った後、ストリーム毎にＩＤＦＴ部（図７の７０５－０～７０５－Ｎ_ｔ－１）に出力する。

　このように、ランク数Ｒが送信アンテナ本数Ｎ_ｔより小さい場合であっても、各送信アンテナのＤＭＲＳとして、各周波数で同じスペクトルを用い、送信アンテナ毎に異なる巡回シフトを与えることで、複雑な演算を用いることによる装置の規模の増大、消費電力の増加といったことを伴うことなしに、伝搬路推定部は各送信アンテナとの伝搬路利得を精度よく推定することができるようになる。データの誤り率特性が改善するため、スループットを向上させることができる。
＜第４の実施形態＞

　第１～第３の実施形態では、ＳＵ－ＭＩＭＯの場合について説明を行ったが、本実施形態では、ＭＵ－ＭＩＭＯの場合について説明を行う。説明を分かり易くするために、２つの端末１０１ｃ１、１０１ｃ２が上りリンクを用いて１つの基地局１０２ｃへデータ信号および参照信号を含む制御信号を送信する場合について説明をする。また、２つの端末１０１ｃ１、１０１ｃ２の各々は１つの送信アンテナを有し、１つの基地局は２つの受信アンテナを有する場合について説明を行う。しかし、本実施態様は、この特別な場合に限定されない。

　図１８、図１９は、第４の実施形態に係る２つの端末１０１ｃ１、１０１ｃ２の構成を示す概略ブロック図である。
　図１８の端末１０１ｃ１は、符号化部１８０１、変調部１８０２、ＤＦＴ部１８０３、ＤＭＲＳ多重部１８０４、マッピング部１８０５、ＯＦＤＭ信号生成部１８０６、送信部１８０７、送信アンテナ１８０８、受信アンテナ１８０９、制御情報受信部１８１０、ＤＭＲＳ生成部１８１１およびＳＲＳ生成部１８１２を具備する。
　図１９の端末１０１ｃ２は、符号化部１９０１、変調部１９０２、ＤＦＴ部１９０３、ＤＭＲＳ多重部１９０４、マッピング部１９０５、ＯＦＤＭ信号生成部１９０６、送信部１９０７、送信アンテナ１９０８、受信アンテナ１９０９、制御情報受信部１９１０、ＤＭＲＳ生成部１９１１およびＳＲＳ生成部１９１２を具備する。
　２つの端末１０１ｃ１、１０１ｃ２は以下で説明をする相違点を除いて同一の構成を有するので、その各構成を、代表して端末１０１ｃ１について説明を行う。

　音声データ、文字データ、画像データ等のデータの送信ビット系列は、符号化部１８０１において誤り訂正符号化が適用される。符号化部１８０１の出力は、変調部１８０２へ入力される。各変調部では、入力されたビット系列を、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等のシンボル単位の変調信号へ変換し、出力する。変調部１８０２の出力は、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行うＤＦＴ部１８０３において離散フーリエ変換が適用され、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。
　ＤＦＴ部１８０３の出力は、ＤＭＲＳ多重部１８０４に入力される。
　ＤＭＲＳ多重部１８０４では、ＤＦＴ部１８０３が出力するデータ信号とＤＭＲＳ生成部１８１１から入力される復調用参照信号ＤＭＲＳを多重し、送信フレームを構成する。
　ＤＭＲＳ生成部１８１１については後述する。
　ＤＭＲＳ多重部１８０４の出力はマッピング部１８０５に入力される。
　マッピング部１８０５では、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎に、制御情報受信部１８１０から入力される割当情報によって、Ｎ_ＦＦＴポイントの中から、この割当情報によって選択された周波数ポイントへのマッピングが行われる。但し、Ｎ_ＤＦＴはＲＢを構成するサブキャリア数の整数倍であり、そしてＮ_ＤＦＴ＜Ｎ_ＦＦＴである。

　ここで制御情報受信部１８１０について説明する。制御情報受信部１８１０は、受信アンテナ１８０９を介して基地局１０２ｃから制御情報を受信する。制御情報受信部１８１０は、制御情報中の割当情報をマッピング部１８０５に入力する。また、制御情報受信部１８１０は、制御情報の中からＺＣ系列の系列番号ｑと巡回シフトαと共通系列長を算出し、ＤＭＲＳ生成部１８１１に入力する。
　マッピング部１８０５の出力は、ＯＦＤＭ信号生成部１８０６に入力される。
　ＯＦＤＭ信号生成部１８０６では、基地局１０２から前記制御情報により、サウンディング参照信号ＳＲＳの送信要求が通知された場合には、マッピング部１８０５の出力に対して、さらに、ＳＲＳの多重が行われる。この多重化は、一例として、図３の１サブフレームの１４番目のシンボル＃１４にＳＲＳを挿入することで行われる。ただし、ＳＲＳの挿入は、この方法に限定されない。
　次に、ＯＦＤＭ信号生成部１８０６においてＮ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換を適用し、マッピング部１８０５からの入力信号について（ＳＲＳの多重が行われた場合には、その多重化の後の信号について）、周波数領域信号から時間領域信号への変換が行われる。
　次に、図３の下段に示すようにＳＣ－ＦＤＭＡシンボル毎にＣＰ（Cyclic Prefix、サイクリック・プレフィックス）が挿入される。ＣＰとしては、ＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの最後尾からある時間分だけ切り取ったコピーを採用し、これをＳＣ－ＦＤＭＡシンボルの先端に挿入する。ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、送信部１８０７に入力される。送信部１８０７では、入力されたＳＣ－ＦＤＭＡシンボルについてのＤ／Ａ（ディジタル－アナログ）変換、アナログフィルタリング、搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、送信アンテナ１８０８からこの搬送波信号が送信される。

　ここで、ＤＭＲＳ生成部１８１１について詳細に説明を行う。
　図２０は、ＤＭＲＳ生成部１８１１の構成の一例を示す。
　ＤＭＲＳ生成部１８１１は、ＺＣ系列生成部２００１、周波数領域巡回シフト部２００２、巡回拡張部２００３、時間領域巡回シフト部２００４、帯域幅取得部２００５、先頭インデックス取得部２００６、およびモジュロ演算部２００７を具備する。
　初めに、制御情報受信部１８１０（図１８）から入力される共通系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣは、ＺＣ系列生成部２００１およびモジュロ演算部２００７に入力される。
　なお、この共通系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣは、端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２の両者において同一のものである。また、共通系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣは、端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２の送信アンテナで周波数帯域幅が同一である場合は、その帯域幅を超えない最大の素数とすることができる。一方、同一でない場合は、最大あるいは最小の帯域幅から算出してもよいし、平均的な帯域幅から算出してもよい。さらに、各端末のＰＨ（Power Headroom，電力余力）や変調方式を考慮して、共通系列長を決定してもよい。
　ＺＣ系列生成部２００１は、入力された共通系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣ、制御情報受信部１８１０から入力されるＺＣ系列インデックスｑ、および数式（２）によって、長さＮ^ＲＳ _ＺＣのＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ^ＲＳ _ＺＣ－１）を生成し、周波数領域巡回シフト部２００２に入力する。なお、ＺＣ系列インデックスｑは、端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２において互いに同一または別異のものである。
　一方、制御情報受信部１８１０から入力された割当情報は、帯域幅取得部２００５および先頭インデックス取得部２００６に入力される。帯域幅取得部２００５では、入力された割当情報から、各送信アンテナにおける割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを取得し、この情報を巡回拡張部２００３に入力する。なお、割当情報は、端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２において互いに同一または別異のものである。
　また、先頭インデックス取得部２００６は、制御情報受信部１８１０から入力された割当情報から、第ｕ送信アンテナにおける周波数割当の先頭の周波数インデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}を取得し、モジュロ演算部２００７に入力する。モジュロ演算部２００７は、先頭インデックス取得部から入力される各送信アンテナでの先頭のインデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}と、共通系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣを用いて、各送信アンテナにおける巡回シフト量Δ_ｕを、前述の数式（５）に基づいて算出し、周波数領域巡回シフト部２００２に入力する。

　周波数領域巡回シフト部２００２は、ＺＣ系列生成部２００１から入力されるｘ_ｑ（ｍ）と、モジュロ演算部２００７から入力される巡回シフト量Δ_ｕを用いて、数式（６）に基づいて各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）を算出する。つまり周波数領域巡回シフト部２００２は、ＺＣ系列に巡回シフトを与える処理を行う。周波数領域巡回シフト部２００２での上記巡回シフトは、周波数領域での巡回シフトであって、時間領域での巡回シフトとは相違するものである。
　周波数領域巡回シフト部２００２が算出する各送信アンテナにおける系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）は、巡回拡張部２００３に入力される。巡回拡張部２００３では、周波数領域巡回シフト部２００２から入力される長さＮ^ＲＳ _ＺＣの系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）と、帯域幅取得部から入力される帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃ、および数式（８）を用いて、ｒ_ｕ（ｎ）を算出する。つまり、系列長Ｎ^ＲＳ _ＺＣの周波数領域巡回シフト部の出力は、巡回拡張部によって、系列長Ｍ^ＲＳ _ｓｃに拡張される。
　得られた巡回拡張部２００３の出力は、時間領域巡回シフト部２００４に入力される。時間領域巡回シフト部２００４では、入力されたｒ_ｕ（ｎ）に対し、巡回シフトαを用いて数式（１０）に基づいた時間領域巡回シフトが行われる。なお、巡回シフトαは、端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２において互いに同一または別異のものである。
　時間領域巡回シフト部２００４の出力は、ＤＭＲＳ生成部１８１１の出力として、ＤＭＲＳ多重部１８０４（図１８）に入力される。

　第４の実施形態の基地局装置１０２ｃの構成は、第１の実施形態の基地局装置の構成（図７）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。第４の実施形態の基地局装置１０２ｃにおいて用いるＭＩＭＯ分離部の構成も、第１の実施形態のＭＩＭＯ分離部７０４の構成（図８）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。
　この設計変更の点について、補足説明をする。制御情報送信部ではスケジューリング部から入力される、各端末の各送信アンテナにおける周波数割当情報から、共通系列長を決定し、この系列長を送信アンテナを経て端末１０１ｃ１および端末１０１ｃ２へ送信する。
　本実施形態の端末の台数は２に限定されず、任意の複数台であってよい。また、各端末の送信アンテナの個数は１に限定されず、複数であってもよい。

　このように、ＭＵ－ＭＩＭＯの場合であって、複数の端末の割当周波数が異なるときであっても、各送信アンテナの復調用参照信号ＤＭＲＳとして、各周波数で同じスペクトルを用い、送信アンテナ毎に異なる巡回シフトを与えることで、複雑な演算を用いることによる装置の規模の増大、消費電力の増加といったことを伴うことなしに、伝搬路推定部は各送信アンテナとの伝搬路利得を精度よく推定することができるようになる。データの誤り率特性が改善するため、スループットを向上させることができる。

＜第５の実施の形態＞
　第１～第４の実施形態では、本発明の態様（骨子）を参照信号、特に、復調用参照信号ＤＭＲＳに適用する場合について説明を行った。本実施形態では、スケジューリング用のサウンディング参照信号ＳＲＳに、本発明の態様（骨子）を適用する場合について説明を行う。
　本実施形態では、説明を分かり易くするために、２台の端末１０１ｄ１、１０１ｄ２が上りリンクを用いて１つの基地局１０１ｄへデータ信号および参照信号を含む制御信号を同時に送信する場合について説明をする。また、端末１０１ｄ１は１つの送信アンテナを有し、１０１ｄ２は２つの送信アンテナを有し、１つの基地局は複数の受信アンテナを有する場合について説明を行う。しかし、本実施態様は、この特別な場合に限定されない。

　図２１、図２２は、第５の実施形態に係る２つの端末１０１ｄ１、１０１ｄ２の構成を示す概略ブロック図である。
　図２１に示す端末１０１ｄ１は、符号化部２１０１、変調部２１０２、ＤＦＴ部２１０４、ＤＭＲＳ多重部２１０５、マッピング部２１０６、ＯＦＤＭ信号生成部２１０７、送信部２１０８、送信アンテナ２１０９、受信アンテナ２１１０、制御情報受信部２１１１、ＤＭＲＳ生成部２１１２およびＳＲＳ生成部２１１３を具備する。
　図２２に示す端末１０１ｄ２は、符号化部２２０１、Ｓ／Ｐ変換部２２０２、変調部２２０３－０、２２０３－１、ＤＦＴ部２２０４－０、２２０４－１、ＤＭＲＳ多重部２２０５－０、２２０５－１、マッピング部２２０６－０、２２０６－１、ＯＦＤＭ信号生成部２２０７－０、２２０７－１、送信部２２０８－０、２２０８－１、送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１、受信アンテナ２２１０、制御情報受信部２２１１、ＤＭＲＳ生成部２２１２およびＳＲＳ生成部２２１３を具備する。

　先ず、２つの送信アンテナを有する端末１０１ｄ２の構成について図２２を用いて説明を行う。
　音声データ、文字データ、画像データ等のデータの送信ビット系列は、符号化部２２０１において誤り訂正符号化が適用される。符号化部２２０１の出力は、Ｓ／Ｐ（Ｓｅｒｉａｌ　ｔｏ　Ｐａｒａｌｌｅｌ）変換部２２０２に入力される。Ｓ／Ｐ変換部２２０２では、入力された送信ビット系列に対して同時送信するアンテナ数へシリアル－パラレル変換を施す。Ｓ／Ｐ変換部２２０２の出力は、変調部２２０３－０、２２０３－１へ入力される。各変調部では、入力されたビット系列を、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等のシンボル単位の変調信号へ変換し、出力する。変調部２２０３－０、２２０３－１の出力は、Ｎ_ＤＦＴポイント離散フーリエ変換を行うＤＦＴ部２２０４－０、２２０４－１において離散フーリエ変換が適用され、時間領域信号から周波数領域信号に変換される。
　ＤＦＴ部２２０４－０、２２０４－１の出力は、ＤＭＲＳ多重部２２０５－０、２２０５－１に入力される。
　ＤＭＲＳ多重部２２０５－０、２２０５－１では、ＤＦＴ部２２０４－０、２２０４－１が出力するデータ信号とＤＭＲＳ生成部２２１２から入力される復調用参照信号ＤＭＲＳとを多重し、送信フレームを形成する。

　送信フレームの構成の一例は、図３に示したものと同一であるので、これを援用する。
　図３の上段に示す１フレームは、時間軸上で１０サブフレームから構成される。図３の中段に示す１サブフレームは、１２データＳＣ－ＦＤＭＡシンボルと、２ＤＭＲＳシンボルの計１４シンボルから構成される。ここでＤＭＲＳシンボルは、図３の中段に示すように、１４シンボル中の４番目（＃４）と１１番目（＃１１）に挿入される。
　なお、各サブフレームの１４番目（＃１４）のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、データＳＣ－ＦＤＭＡシンボルが送信される場合と、ＳＲＳ（サウンディング参照信号）シンボルが送信される場合がある。どちらを送信するかは、基地局１０２ｄから端末１０１ｄ１および１０１ｄ２に通知される。
　ＤＭＲＳ多重部２２０５－０、２２０５－１の出力は、マッピング部２２０６－０、２２０６－１に入力される。
　マッピング部２２０６－０、２２０６－１では、基地局１０２ｄからの指示に従って、送信アンテナ毎に伝搬路特性が良好な周波数配置の割当を行う。
　この周波数割当は、この端末の複数の送信アンテナに対する相互関係において、同一、離隔または一部重複の３つの場合のいずれか一つの場合の周波数ポイントを選択して行われるようにしてもよいし、または、良好な周波数配置の割当が多少犠牲にされることを許容の上で、同一の場合のみが選択されるようにしてもよい。

　マッピング部２２０６－０～２２０６－１の出力は、ＯＦＤＭ信号生成部２２０７－０、２２０７－１に入力される。
　ここで、ＯＦＤＭ信号生成部２２０７－０、２２０７－１について詳細に説明を行う。
　２つのＯＦＤＭ信号生成部２２０７－０、２２０７－１の各々（それに端末１０１ｄ１のＯＦＤＭ信号生成部２１０７）は、いずれも同じ構成であるので、それを総称して符号「２２０７」を付して、その構成の一例を図２３に示す。この符号の付け方の点は、マッピング部、等についても同様である。

　図２３に示すＯＦＤＭ信号生成部２２０７は、ＳＲＳ多重部２３０１、制御部２３０２、切替部２３０３、２３０４、ＩＦＦＴ部２３０５、ＣＰ挿入部２３０６を具備する。
　マッピング部２２０６からの出力は、切替部２３０３に入力する。切替部２３０３は、制御部２３０２の制御の下に、ＳＲＳを多重するときは、マッピング２２２０６からの出力をＳＲＳ多重部２３０１に入力し、ＳＲＳを多重しないときは、マッピング部２２０６からの出力を切替部２３０４にそのまま入力する。

　図２４は、端末１０１ｄ２のＳＲＳ生成部２２１３の構成の一例を示す概略ブロック図である。端末１０１ｄ１のＳＲＳ生成部２１１３の構成も、図２４に示すものと同じである。
　ＳＲＳ生成部２２１３は、ＺＣ系列生成部２４０１、周波数領域巡回シフト部２４０２、巡回拡張部２４０３、時間領域巡回シフト部２４０４、先頭インデックス取得部２４０５、最大帯域幅取得部２４０６、最大素数算出部２４０７、モジュロ演算部２４０８およびくし状スペクトル生成部２４０９を具備する。
　なお、ＳＲＳはＤＭＲＳと同様、一例として、ＺＣ系列（Zadoff-Chu sequences。ザドフ・チュウ系列）を用いて生成されるため、基本的な構成はＤＭＲＳ生成部と同様である。
　初めに、制御情報受信部２２１１（図２２）から入力された割当情報が、先頭インデックス取得部２４０５および最大帯域幅取得部２４０６に入力される。最大帯域幅取得部２４０６では、入力された割当情報から、各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１の経路における割当帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃを取得し、最大素数算出部２４０７と巡回拡張部２４０３とに入力する。
　最大素数算出部２４０７では、入力された複数の帯域幅Ｍ^ＲＳ _ｓｃから、Ｍ^ＲＳ _ｓｃを超えない最大の素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを算出する。
　最大素数算出部２４０７の出力Ｎ^ＲＳ _ＺＣは、ＺＣ系列生成部２４０１およびモジュロ演算部２４０８に入力される。ＺＣ系列生成部２４０１は、入力されたＮ^ＲＳ _ＺＣ、制御情報受信部２２１１（図２２）から入力されるＺＣ系列インデックスｑ、および既述の数式（２）によって、長さＮ^ＲＳ _ＺＣのＺＣ系列ｘ_ｑ（ｍ）（０≦ｍ≦Ｎ^ＲＳ _ＺＣ－１）を生成し、周波数領域巡回シフト部２４０２に入力する。なお、ＺＣ系列インデックスｑは、ＤＭＲＳ生成部２２１２（図２２）に入力する値と同一値であってもよい。

　また、先頭インデックス取得部２４０５は、制御情報受信部２２１１（図２２）からに入力された割当情報から、第ｕ送信アンテナにおける周波数割当の先頭の周波数インデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}を取得し、モジュロ演算部２４０８に入力する。なお、各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１から送信されるＳＲＳの周波数割当幅は、同一のものであってもよいし、異なるものであってもよい。
　モジュロ演算部２４０８は、先頭インデックス取得部２４０５から入力される各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１での先頭の周波数ポイントのインデックスｋ_{ＴＯＰ，ｕ}と、最大素数算出部２４０７から入力される素数Ｎ^ＲＳ _ＺＣを用いて、各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１における巡回シフト量Δ_ｕを既述の数式（５）に基づいて算出する。
　モジュロ演算部２４０８が算出する各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１での巡回シフト量Δ_ｕは、それぞれ周波数領域巡回シフト部２４０２に入力される。
　周波数領域巡回シフト部２４０２は、ＺＣ系列生成部２４０１から入力されるｘ_ｑ（ｍ）と、モジュロ演算部２４０８から入力されるΔ_ｕを用いて、既述の数式（６）に基づいて各送信アンテナ２２０９－０、２２０９－１における系列ｘ_ｑ，ｕ（ｍ）を算出する。

　巡回拡張部２４０３は、この入力された系列を系列長Ｍ^ＲＳ _ｓｃに拡張し、出力する。つまり、周波数領域巡回シフト部２４０２は、ＺＣ系列に巡回拡張を与える処理を行う。得られた巡回拡張部２４０３の出力は、時間領域巡回シフト部２４０４に入力される。
　時間領域巡回シフト部２４０４では、入力されたｒ_ｕ（ｎ）に対し、既述の数式（１０）に基づいた時間領域巡回シフトが行われる。なお、巡回シフトα（サイクリックシフトまたは直線位相オフセットと同義である。）は、ＤＭＲＳ生成部２２１２に入力する値とは異なる値が入力される
　時間領域巡回シフト部２４０４が出力する各送信アンテナでのスペクトルはそれぞれ、くし状スペクトル生成部２４０９に入力される。

　くし状スペクトル生成部２４０９では、図２５Ａ、図２５Ｂおよび図２５Ｃに示すように、各入力スペクトルに対し、スペクトルとスペクトルの間にゼロを挿入し、系列長が２倍となるスペクトルを生成し、出力する。
　この点をもっと詳細に説明をする。図２５Ａは、時間領域巡回シフト部２４０４から、くし状スペクトル生成部２４０９に入力される入力スペクトルを円弧状の曲線で模式的に示す図である。横軸は周波数ポイントｆである。図２５Ｂと図２５Ｃは、くし状スペクトル生成部２４０９からの出力を示す。なお、図２５Ａの８つの矢印は、一例として、８つのスペクトルが周波数ポイントｆの上で分散して、くし状スペクトル生成部２４０９から出力されることを示す。
　したがって、図２５Ｂと図２５Ｃは、奇数周波数ポイントをゼロをとするのか、偶数スペクトルをゼロとするかで形成される２つのパターンを示す。この両者の周波数パターンは、相互に直交している。そして、その一方は、ＳＲＳ生成部２２１３から端末１０１ｄ１のＯＦＤＭ信号生成部２１０７へ入力され、他方は、端末１０１ｄ２のＯＦＤＭ信号生成部２２０７へ入力される。

　一例として、ＳＲＳの最小帯域幅が４ＲＢ（つまり４８サブキャリア）であるとすると、くし状スペクトル生成部２４０９への入力は２ＲＢ（つまり２４サブキャリア）である。このときのＺＣ系列生成部２４０１で生成されるＺＣ系列としては、図２８に示した系列が用いられる。またＳＲＳの帯域幅が４ＲＢ以外の場合は、既述の数式（２）に基づいてＺＣ系列が生成される。

　ＳＲＳ多重部２３０１では、基地局１０２ｄからの指示に従ってＳＲＳの周波数配置の割当を行う。
　図２６は、この周波数割当を説明する概念図である。図２６において、端末１０１ｄ１のＳＲＳ多重部からの出力をＰ１で示し、端末１０１ｄ２の送信アンテナ２２０９－０の経路のＳＲＳ多重部からの出力をＰ２で示し、端末１０１ｄ２の送信アンテナ２２０９－１の経路のＳＲＳ多重部からの出力をＰ３で示す。なお、横軸は周波数ポイントｆである。
　周波数ポイントｆの上の出力Ｐ１が例えば奇数番目の周波数ポイントを０としているとすると、出力Ｐ２とＰ３は共に偶数番目の周波数ポイントを０としているから、出力Ｐ１とＰ２は直交し、出力Ｐ１とＰ３も直交する。また、出力Ｐ２とＰ３との関係については、Ｐ３は直線位相オフセットが施されているから、出力Ｐ２とＰ３も直交する。出力Ｐ２とＰ３は、周波数ポイントｆの上で重複する部分では、相互に同一と見なせるスペクトルとなっている。
　なお、前述の直線位相オフセットは、隣接サブキャリアは０であるため、２送信アンテナの場合は隣接サブキャリアで位相が９０度異なるようなオフセットを与えることで、スペクトルが存在するサブキャリアにおいて１８０度位相が異なることになるため、２つのサブキャリアを用いて直交化できる。送信アンテナ数が４である場合は、隣接サブキャリアで４５度位相が異なるようにオフセットを与える。この結果４つのサブキャリアを用いて、各ＳＲＳの直交化を行うことができる。

　ＯＦＤＭ信号生成部２２０７－０、２２０７－１の切替部２３０４の出力は、ＩＦＦＴ部２３０５に入力される。ＩＦＦＴ部２３０５では、Ｎ_ＦＦＴポイントの逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を適用し、周波数領域信号から時間領域信号への変換を行った後、この変換後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルに、ＣＰ挿入部２３０６においてガードタイムに相当するサイクリック・プレフィックスＣＰ（Cyclic Prefix）が挿入される。ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルは、次に、送信部２２０８－０～２２０８－１へ出力される（図２２）。

　送信部２２０８－０、２２０８－１においては、このシンボルに対して、続いて、Ｄ／Ａ（ディジタル－アナログ）変換、直交変調、アナログフィルタリング、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバージョン等が行われた後、ＣＰ挿入後のＳＣ－ＦＤＭＡシンボルが乗った無線周波数信号は、送信アンテナ２２０９－０、２０９－１から基地局１０２ｄへ向けて送信される。
　以上説明したようにして端末１０１ｄ２から送信された信号は、無線伝搬路を経由し、基地局１０２ｄのＮ_ｒ本の受信アンテナで受信される。

　１つの送信アンテナを有する端末１０１ｄ１の構成について既に説明を行ったところである。その構成の動作も、送信アンテナ２１０９の経路が２つでなく１つである点を除いては、端末１０１ｄ２のものと同じである。また、この端末１０１ｄ１は、複数の送信アンテナを具備して、端末１０１ｄ１、端末１０１ｄ２の双方の複数のアンテナから相互に直交するサウンディング参照信号ＳＲＳを送信することもできる。

　第５の実施形態の基地局装置１０２ｄの構成は、第１の実施形態の基地局装置の構成（図７）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。第５の実施形態の基地局装置１０２ｄにおいて用いるＭＩＭＯ分離部の構成も、第１の実施形態のＭＩＭＯ分離部７０４の構成（図８）と同様であり、後者を適宜設計変形して用いることができる。

　以上説明したように、本実施形態では、複数の端末の各々が持つ１または複数の送信アンテナから、同時にサウンディング参照信号ＳＲＳを送信する際に、周波数領域で巡回シフトを与えることで、各送信アンテナから干渉なくＳＲＳを送信することができる。この結果、基地局は端末がＳＲＳを送信する周波数帯を柔軟に選択することができるため、効率よく各端末の伝搬路状態を把握することができる。

　本発明の実施形態に関わる端末および基地局の各部の機能の或るものは、コンピュータ・プログラムを用いて、ハードウェアではなくてソフトウェアで実現することもできる。
　この機能実現のために、端末または基地局にＣＰＵ（中央処理装置）、各種記録装置、等を内蔵させて、これらの機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するコンピュータ・プログラムを走らせることができる。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行われる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、記憶装置に格納したプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能を実現するだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能を実現してもよい。
　また、上記コンピュータ・プログラムを市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送し、これからダウンロードすることにより市場に流通させることもできる。この場合、上記コンピュータ・プログラムを格納した記憶装置を備えるサーバも、本発明の技術的範囲に包含される。また、上述した実施形態における端末または基地局の構成の一部または全部を実現するハードウェア或いはソフトウェアまたはその双方を、半導体集積回路で構成してもよい。または、端末または基地局の各機能ブロックは個別に半導体集積回路を用いてチップ化してもよいし、またはその全部を集積して単一の半導体チップで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず、専用回路、または汎用プロセッサで実現してもよい。
　以上、本発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲の技術的範囲に包含される。

　本発明は、携帯電話装置、携帯情報端末を端末装置とする移動体通信および固定通信に用いることができる。

１０１・・・端末　１０２・・・基地局　２０１・・・符号化部　２０２・・・Ｓ／Ｐ変換部　２０３・・・変調部　２０４・・・ＤＦＴ部　２０５・・・ＤＭＲＳ多重部　２０６・・・マッピング部　２０７・・・ＯＦＤＭ信号生成部　２０８・・・送信部　２０９・・・送信アンテナ　　　２１０・・・受信アンテナ　２１１・・・制御情報受信部　２１２・・・ＤＭＲＳ生成部　２１３・・・ＳＲＳ生成部　４０１・・・ＺＣ系列生成部　４０２・・・周波数領域巡回シフト部　４０３・・・巡回拡張部　４０４・・・時間領域巡回シフト部　４０６・・・帯域幅取得部　４０７・・・最大素数算出部　４０８・・・モジュロ演算部　７０３・・・参照信号分離部　７０４・・・ＭＩＭＯ分離部　７０５・・・ＩＤＦＴ部　　７０９・・・伝搬路推定部　７１０・・・重み生成部　７１１・・・スケジューリング部　８０１・・・ベクトル生成部　８０２・・・重み乗算部　　　８０３・・・デマッピング部　１４０５・・・プリコーディング部　２３０１・・・ＳＲＳ多重部　　２４０９・・・くし状スペクトル生成部

Claims (13)

1. 　１または複数の送信アンテナをそれぞれが具備する１または複数の送信装置であって、
   　前記送信アンテナ毎に異なる周波数割当を行うマッピング部と、
   前記マッピング部でのマッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから同一系列が送信されるように送信アンテナ毎の参照信号系列を決定する参照信号生成部と、
   を具備することを特徴とする送信装置。
2. 　前記参照信号生成部は、
   　１つの参照信号系列を生成する参照信号系列生成部と、
   　前記参照信号系列に周波数領域での巡回シフトを与えることで、前記送信アンテナ毎の参照信号系列を生成する周波数領域巡回シフト部と、
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 　前記参照信号生成部は、
   前記周波数割当の帯域幅に一致するように、前記周波数領域巡回シフト部の出力を巡回拡張する巡回拡張部を具備することを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
4. 　前記参照信号系列生成部は、前記マッピング部の各送信アンテナの周波数割当が最も広いアンテナの経路の周波数割当に基づいて、前記参照信号系列を生成することを特徴とする請求項３に記載の送信装置。
5. 　前記参照信号は、復調用参照信号であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置。
6. 　前記参照信号は、サウンディング参照信号であることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置。
7. 　１または複数の受信アンテナを具備する受信装置であって、
   　受信した参照信号をデータ信号から分離する参照信号分離部と、
   　逆行列演算を行わずに重みを生成する重み生成部と、
   　前記重みを用いて受信したデータ信号を分離するＭＩＭＯ分離部と、
   を具備することを特徴とする受信装置。
8. 　１または複数の送信アンテナをそれぞれが具備する１または複数の送信装置と、前記送信装置から送信された信号を受信する１または複数の受信アンテナを具備する受信装置とを具備する通信システムであって、
   　前記送信装置は、前記送信アンテナ毎に異なる周波数割当を行うマッピング部と、前記マッピング部でのマッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから同一系列が送信されるように送信アンテナ毎の参照信号系列を決定する参照信号生成部と、を具備し、
   　前記受信装置は、受信した参照信号をデータ信号から分離する参照信号分離部と、逆行列演算を行わずに重みを生成する重み生成部と、前記重みを用いて受信したデータ信号を分離するＭＩＭＯ分離部と、を具備すること
   を特徴とする通信システム。
9. 　１または複数の送信アンテナ毎に参照信号およびデータ信号に対して異なる周波数割当のマッピングを行い、
   　前記マッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから参照信号およびデータ信号を送信し、その際に送信アンテナ毎に同一系列の参照信号系列を送信すること、
   を特徴とする送信方法。
10. 　受信した参照信号をデータ信号から分離し、
    　逆行列演算を行わずに重みを生成し、
    　前記重みを用いて受信したデータ信号を分離すること、
    を特徴とする受信方法。
11. 　１または複数の送信アンテナ毎に参照信号およびデータ信号に対して異なる周波数割当のマッピングを行い、
    　前記マッピング後に、各周波数で前記送信アンテナから参照信号およびデータ信号を送信し、
    　受信した参照信号をデータ信号から分離し、
    　逆行列演算を行わずに重みを生成し、
    　前記重みを用いて受信したデータ信号を分離する、
    ことを特徴とする通信方法。
12. 　請求項１記載の送信装置の機能を実現することを特徴とするコンピュータプログラム。
13. 　請求項１記載の送信装置の機能を実現する半導体集積回路を包含することを特徴とする半導体チップ。

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