JP4546230B2 - 復調装置 - Google Patents
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本発明は、国内地上デジタル放送などで用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の復調装置に関し、特に、伝送モードの自動判定技術に関する。
現在、例えば、国内地上デジタル放送の伝送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ―Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、非特許文献１参照）や、欧州地上デジタル放送の伝送方式（ＤＶＢ−Ｔ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）として、デジタル変調方式の１つであるＯＦＤＭ方式が採用されている。この方式は、周波数利用効率がよく、高速データ通信に適した伝送方式である。
また、ＯＦＤＭ方式では、ガードインターバル信号という冗長な信号を付加して、実際の通信システムにおいて発生するマルチパス等の障害を防いでいる。
ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルは、有効シンボルとガードインターバルにより構成されており、国内地上デジタル放送の伝送方式においては、このガードインターバルには、有効シンボルの後半部分が複写され、有効シンボルの前に配置される。
ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルは、有効シンボルとガードインターバルにより構成されており、国内地上デジタル放送の伝送方式においては、このガードインターバルには、有効シンボルの後半部分が複写され、有効シンボルの前に配置される。
このデータ構造により、反射波の遅延時間がガードインターバルの範囲内であれば、所定の処理により有効シンボルを完全に復調することが出来るようになる。
しかし、ガードインターバル信号部分は、送信したい信号の重複部分であるため、信号の送信電力の効率は低下する。
そのため、想定される伝送路でのマルチパス遅延量、送信電力効率等を考慮し、予め決められているガードインターバルの長さと有効シンボルの長さとの組合せ（以下、「伝送モード」という。）の中から、最適な組合せが決められ、決められた伝送モードで信号が送信される。
しかし、ガードインターバル信号部分は、送信したい信号の重複部分であるため、信号の送信電力の効率は低下する。
そのため、想定される伝送路でのマルチパス遅延量、送信電力効率等を考慮し、予め決められているガードインターバルの長さと有効シンボルの長さとの組合せ（以下、「伝送モード」という。）の中から、最適な組合せが決められ、決められた伝送モードで信号が送信される。
複数の伝送モードのうちのいずれかで信号が送られてくることから、受信側であるＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルを正しく復調する為に、どの伝送モードで信号が送られているのかを知る必要がある。
伝送モードを知る為には、予め決めておく方法などが考えられるが、利便性を考えれば、地域毎や時間別に異なる伝送モードを許容する復調装置が望まれる。
伝送モードを知る為には、予め決めておく方法などが考えられるが、利便性を考えれば、地域毎や時間別に異なる伝送モードを許容する復調装置が望まれる。
このような復調装置には、送信されてきた信号の伝送モードを自動的に、且つ、高速に判定できる機能が必要とされる。
ここで、従来、伝送モードの自動判定の技術として、次の２通りが提案されている。
それぞれ判定の方式は異なるが、１つは、受信可能な全ての伝送モードを、順次判定していくシリアルタイプのもので、もう１つは、伝送モードに対応させた判定回路を並列に設けたパラレルタイプのもの（特許文献１参照）である。
特許第２８６３７４７号公報
標準規格「地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式」ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１
ここで、従来、伝送モードの自動判定の技術として、次の２通りが提案されている。
それぞれ判定の方式は異なるが、１つは、受信可能な全ての伝送モードを、順次判定していくシリアルタイプのもので、もう１つは、伝送モードに対応させた判定回路を並列に設けたパラレルタイプのもの（特許文献１参照）である。
しかし、シリアルタイプのものは、回路規模は小さくなるという利点があるが、判定時間が長くなるという欠点があり、パラレルタイプのものは、回路規模は大きくなるという欠点があるものの、判定時間が短くなるという利点がある。
そこで、本発明は、パラレルタイプのものの判定時間を保ちつつ、シリアルタイプのものに近い回路規模を実現したＯＦＤＭ復調装置の提供を目的とする。
そこで、本発明は、パラレルタイプのものの判定時間を保ちつつ、シリアルタイプのものに近い回路規模を実現したＯＦＤＭ復調装置の提供を目的とする。
上記課題を解決する為に、本発明の復調装置は、有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置であって、有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比との組み合わせに基づいて、前記第１相関信号からＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成する第２相関手段と、前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号のうち、相関の度合いが最も大きいものを求めることにより、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段とを備えることを特徴とする。
また、本発明の復調装置は、有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置であって、有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成する手段と、前記区間積分信号が、所定の閾値を越えた時から、次に前記所定の閾値を超えた時までの時間を測定する手段と、前記測定した時間に応じて、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段とを備えることを特徴とする。
また、前記第1相関手段は、前記受信信号をＫ種類の有効シンボルの長さ分遅延させたＫ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ種類の遅延信号のすべてを加算して加算信号を生成し、前記加算信号と前記受信信号との相関を表す第１相関信号を生成することとしてもよい。
更に、前記第1相関手段は、前記受信信号をＫ種類の有効シンボルの長さ分遅延させたＫ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ種類の遅延信号それぞれと前記受信信号との相関を表すＫ種類の相関信号を生成し、前記Ｋ種類の相関信号のすべてを加算して第１相関信号を生成することとしてもよい。
更に、前記第1相関手段は、前記受信信号をＫ種類の有効シンボルの長さ分遅延させたＫ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ種類の遅延信号それぞれと前記受信信号との相関を表すＫ種類の相関信号を生成し、前記Ｋ種類の相関信号のすべてを加算して第１相関信号を生成することとしてもよい。
本発明に係る復調装置は、上述の構成を備えることにより、遅延信号の全てを加算した１つの信号とするので、相関信号を作成する回路を１つにすることができるようになる。
従って、復調装置の回路規模を縮小することができるようになる。
また、前記第２相関手段は、前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成し、生成した前記区間積分信号を前記ＯＦＤＭシンボルの長さ分遅延させたＫ×Ｌ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ×Ｌ種類の遅延信号それぞれと、前記受信信号との相関を算出しＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成することとしてもよい。
従って、復調装置の回路規模を縮小することができるようになる。
また、前記第２相関手段は、前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成し、生成した前記区間積分信号を前記ＯＦＤＭシンボルの長さ分遅延させたＫ×Ｌ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ×Ｌ種類の遅延信号それぞれと、前記受信信号との相関を算出しＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成することとしてもよい。
これにより復調装置は、第１相関信号を区間積分するので、区間積分する回路を１つにすることができるようになる。
すなわち、従来のように、複数の遅延積演算部や伝送モードと同数の区間積分部が不要となり、大幅な回路規模削減を実現することができるようになる。
また、前記判定手段は、前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号それぞれの電力を求める手段と、前記求めたＫ×Ｌ種類の電力に重み付けを行う重み付け手段とを含み、前記重み付けをしたＫ×Ｌ種類の電力の値が最大であるものを、相関の度合いが最も大きいものとすることとしてもよい。
すなわち、従来のように、複数の遅延積演算部や伝送モードと同数の区間積分部が不要となり、大幅な回路規模削減を実現することができるようになる。
また、前記判定手段は、前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号それぞれの電力を求める手段と、前記求めたＫ×Ｌ種類の電力に重み付けを行う重み付け手段とを含み、前記重み付けをしたＫ×Ｌ種類の電力の値が最大であるものを、相関の度合いが最も大きいものとすることとしてもよい。
更に、前記重み付け手段において、前記求めたＫ×Ｌ種類の電力をＩＮkl（但し、ｋ＝１，…，Ｋ、ｌ＝１，…，Ｌ）とし、前記重み付けをした結果であるＫ×Ｌ種類の電力をＯＵＴkl（但し、ｋ＝１，…，Ｋ、ｌ＝１，…，Ｌ）とするとき、（式１）を満たす
（式１）
こととしてもよい。
これにより復調装置は、従来のように、伝送モードと同数の区間積分部、スペクトル強調フィルタが不要となり、大幅な回路規模削減を実現することができるようになる。
こととしてもよい。
これにより復調装置は、従来のように、伝送モードと同数の区間積分部、スペクトル強調フィルタが不要となり、大幅な回路規模削減を実現することができるようになる。
すなわち、従来の構成では、選択できる有効シンボル長の数と同数の遅延積演算部、全ての伝送モードの数と同数の区間積分部、電力演算部、スペクトル強調フィルタ及び最大値検出部が必要となり、回路規模が増大するという課題を有していた。特に、遅延積演算部、区間積分部及びスペクトル強調フィルタは、一般にメモリを用いて構成されており、これらの回路が回路規模増大の大きな原因となっていた。
本発明の復調装置では、従来技術で必要で複数の遅延積演算部や伝送モードと同数の区間積分部、スペクトル強調フィルタが不要となり、従来構成と比較して大幅な回路規模削減を実現することができるようになる。
＜概要＞
本発明に係る復調装置は、回路の構成要素の中で、回路規模増大の原因となっていたメモリを用いる構成要素の数を少なくすることで、回路規模を縮小しようとするものである。
そのために、本発明では、ガードインターバルの長さと有効シンボルの長さの合計であるＯＦＤＭシンボルの長さが、各伝送モードで異なることに着目し、伝送モードの判定を行う。
本発明に係る復調装置は、回路の構成要素の中で、回路規模増大の原因となっていたメモリを用いる構成要素の数を少なくすることで、回路規模を縮小しようとするものである。
そのために、本発明では、ガードインターバルの長さと有効シンボルの長さの合計であるＯＦＤＭシンボルの長さが、各伝送モードで異なることに着目し、伝送モードの判定を行う。
以下、本発明に係る復調装置の実施形態について説明する。
本実施形態では、ＯＦＤＭ信号は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で送信されてくるものとし、本実施形態の復調装置は、テレビ受像機に搭載されているものとする。
＜構成＞
図１は、本発明に係る復調装置の構成を示す機能ブロック図である。
本実施形態では、ＯＦＤＭ信号は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で送信されてくるものとし、本実施形態の復調装置は、テレビ受像機に搭載されているものとする。
＜構成＞
図１は、本発明に係る復調装置の構成を示す機能ブロック図である。
復調装置３６０は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部３１０、直交復調部３２０、伝送モード判定部３３０、ＯＦＤＭ復調部３４０及び誤り訂正部３５０で構成される。
また、テレビ受像機内には、復調装置３６０の外に、受信装置３０５、デコーダ３７０、表示装置３８０及び音声出力装置３９０が搭載されている。
受信装置３０５は、地上デジタル放送の信号を受信し、所定の必要な処理を行い、ＯＦＤＭ信号を復調装置３６０に出力する。
また、テレビ受像機内には、復調装置３６０の外に、受信装置３０５、デコーダ３７０、表示装置３８０及び音声出力装置３９０が搭載されている。
受信装置３０５は、地上デジタル放送の信号を受信し、所定の必要な処理を行い、ＯＦＤＭ信号を復調装置３６０に出力する。
受信装置３０５からＯＦＤＭ信号を入力した復調装置３６０では、まず、復調装置３６０内のＡ／Ｄ変換部３１０が入力した信号をデジタル信号に変換し、直交復調部３２０に出力する。
直交復調部３２０は、デジタル信号を入力し、入力信号を直交復調して各ベースバンド信号に戻し、伝送モード判定部３３０とＯＦＤＭ復調部３４０とに出力する。
直交復調部３２０は、デジタル信号を入力し、入力信号を直交復調して各ベースバンド信号に戻し、伝送モード判定部３３０とＯＦＤＭ復調部３４０とに出力する。
伝送モード判定部３３０は、直交復調部３２０から入力したベースバンド信号を基に、受信しているＯＦＤＭ信号がどの伝送モードで送られてきているかを判定する。
伝送モード判定部３３０は、判定結果である伝送モードを、ＯＦＤＭ復調部３４０と誤り訂正部３５０とに渡す。
伝送モード判定部３３０から伝送モードを受け取ったＯＦＤＭ復調部３４０は、伝送モードに応じて、直交復調部３２０から入力するベースバンド信号の復調を行い、誤り訂正部３５０に出力する。
伝送モード判定部３３０は、判定結果である伝送モードを、ＯＦＤＭ復調部３４０と誤り訂正部３５０とに渡す。
伝送モード判定部３３０から伝送モードを受け取ったＯＦＤＭ復調部３４０は、伝送モードに応じて、直交復調部３２０から入力するベースバンド信号の復調を行い、誤り訂正部３５０に出力する。
誤り訂正部３５０は、伝送モード判定部３３０から受け取った伝送モードに応じて、ＯＦＤＭ復調部３４０から入力したベースバンド信号の誤りの訂正を行い、ＭＰＥＧ−ＴＳ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ−Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）信号として出力する。
誤り訂正部３５０から、すなわち、復調装置３６０から出力されたＭＰＥＧ―ＴＳ信号を、デコーダ３７０が入力し、復号して、映像信号及び音声信号を生成し、表示装置３８０及び音声出力装置３９０に渡し、表示装置３８０及び音声出力装置３９０が映像・音声として再生する。
誤り訂正部３５０から、すなわち、復調装置３６０から出力されたＭＰＥＧ―ＴＳ信号を、デコーダ３７０が入力し、復号して、映像信号及び音声信号を生成し、表示装置３８０及び音声出力装置３９０に渡し、表示装置３８０及び音声出力装置３９０が映像・音声として再生する。
本発明に係る復調装置は、伝送モード判定部３３０に特徴があるため、以下、伝送モード判定部３３０について詳細に説明する。
まず、ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明してから、伝送モード判定の基本原理を従来のパラレルタイプの伝送モード判定部を用いて説明する。本発明の伝送モード判定の基本的な原理は、従来の伝送モード判定部と共通するからである。
まず、ＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて説明してから、伝送モード判定の基本原理を従来のパラレルタイプの伝送モード判定部を用いて説明する。本発明の伝送モード判定の基本的な原理は、従来の伝送モード判定部と共通するからである。
その後に、本発明の伝送モード判定装置の説明を行い、従来の伝送モード判定部と本発明の伝送モード判定部との対比を行う。
＜１．ＯＦＤＭ信号の伝送シンボル＞
まず、ＩＳＤＢ−Ｔ方式を例としてＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて、図２と図３（ａ）を用いて説明する。
＜１．ＯＦＤＭ信号の伝送シンボル＞
まず、ＩＳＤＢ−Ｔ方式を例としてＯＦＤＭ信号の伝送シンボルについて、図２と図３（ａ）を用いて説明する。
伝送シンボルは、図３の（ａ）に示すように有効シンボルとガードインターバルとにより構成される。
ガードインターバルは、有効シンボルの前に配置され、有効シンボルの一部（ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、後部）が複写される。
尚、ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、この有効シンボル長とガードインターバル長は、図２１に示す組み合わせから任意に選択可能である。
ガードインターバルは、有効シンボルの前に配置され、有効シンボルの一部（ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、後部）が複写される。
尚、ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、この有効シンボル長とガードインターバル長は、図２１に示す組み合わせから任意に選択可能である。
ＩＳＤＢ−Ｔ方式においては、例えば、有効シンボル長が「Ｔｍ0＝２０４８」で、ガードインターバル長が「Ｔｍ0ｇ1＝１２８」の伝送モードは、「Ｍｏｄｅ１ １／１６」と表記する。
図２１に伝送モードと有効シンボル長、ガードインターバル長の対応を示す。ガードインターバル長は、有効シンボル長に対する比でされる。この例では、１／３２、１／１６、１／８、１／４の４種類である。
図２１に伝送モードと有効シンボル長、ガードインターバル長の対応を示す。ガードインターバル長は、有効シンボル長に対する比でされる。この例では、１／３２、１／１６、１／８、１／４の４種類である。
単位は１サンプル時間であり、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、１サンプル時間は約０．１２３μｓである。
伝送モードは、送信側で任意に設定可能である。受信側であるＯＦＤＭ復調装置においては、ＯＦＤＭ復調部３４０で行う復調処理、及び誤り訂正部３５０で行う誤り訂正処理が伝送モードに対応して行われるために、送信側で設定された伝送モードが既知である必要がある。すなわち、あらかじめ外部から設定するか、受信信号から伝送モードを自動的に判定する必要がある。
伝送モードは、送信側で任意に設定可能である。受信側であるＯＦＤＭ復調装置においては、ＯＦＤＭ復調部３４０で行う復調処理、及び誤り訂正部３５０で行う誤り訂正処理が伝送モードに対応して行われるために、送信側で設定された伝送モードが既知である必要がある。すなわち、あらかじめ外部から設定するか、受信信号から伝送モードを自動的に判定する必要がある。
伝送モードをあらかじめ設定する場合においては、送信局と伝送モードの関係を記憶しておく手段が必要であり、また、伝送モードは変更される可能性があるために、随時、更新する必要がある。受信信号から自動的に判定する方法においては、これらの処理が不要であり、常に最適な伝送モードによる受信が可能となるため、ＯＦＤＭ復調装置の利便性向上に必須の技術と考えられる。
＜２．伝送モード判定の基本原理＞
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における従来の伝送モード判定部２００の構成を示す機能ブロック図である。図２において（Ｔｍ0）等は有効シンボル長を、（Ｔｇ0）等はガードインターバル長を表す（図２１参照）。
図３は、伝送モード自動判定の概略を示し、図３（ａ）〜（ｅ）は、順に所定の処理を施した信号を表している。
図２は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における従来の伝送モード判定部２００の構成を示す機能ブロック図である。図２において（Ｔｍ0）等は有効シンボル長を、（Ｔｇ0）等はガードインターバル長を表す（図２１参照）。
図３は、伝送モード自動判定の概略を示し、図３（ａ）〜（ｅ）は、順に所定の処理を施した信号を表している。
まず、伝送モード自動判定の概略を簡単にまとめると、次のようになる。
ＯＦＤＭの伝送シンボルは、有効シンボルと有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバルにより構成されている。よって、この信号を有効シンボル長だけ遅延した信号と元の信号は、ガードインターバル区間において同一の信号となり、強い相関が現れる。
そこで、まず入力信号と入力信号を有効シンボル長遅延した信号との相関を演算する（図３（ｂ）及び図３（ｃ）参照）。
ＯＦＤＭの伝送シンボルは、有効シンボルと有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバルにより構成されている。よって、この信号を有効シンボル長だけ遅延した信号と元の信号は、ガードインターバル区間において同一の信号となり、強い相関が現れる。
そこで、まず入力信号と入力信号を有効シンボル長遅延した信号との相関を演算する（図３（ｂ）及び図３（ｃ）参照）。
この相関演算結果は、前述のようにガードインターバル区間で高い相関が観測される。
次に、前記相関演算結果を一定区間で積分する。積分区間が送信側で設定されたガードインターバル長と同一であった場合、そのガードインターバル区間とちょうど重なった区間において積分された値をピークとして、三角状の波形が周期的に観測される（図３（ｄ）参照）。
次に、前記相関演算結果を一定区間で積分する。積分区間が送信側で設定されたガードインターバル長と同一であった場合、そのガードインターバル区間とちょうど重なった区間において積分された値をピークとして、三角状の波形が周期的に観測される（図３（ｄ）参照）。
この波形をさらに強調するために、伝送シンボル長（有効シンボル長＋ガードインターバル長）間隔での積算を行う（図３（ｅ）参照）。この処理をスペクトル強調フィルタもしくはシンボルフィルタと呼ぶ。
以上より、有効シンボル遅延量と積分区間及びシンボルフィルタの積算間隔が送信側で設定された伝送モードによるものと同一であった場合にのみ、シンボルフィルタの出力は周期的に高い値を示すこととなる。
以上より、有効シンボル遅延量と積分区間及びシンボルフィルタの積算間隔が送信側で設定された伝送モードによるものと同一であった場合にのみ、シンボルフィルタの出力は周期的に高い値を示すこととなる。
従って、その出力が最大を示すものの伝送モードを送信されてきた信号の伝送モードと判定する。
以下、従来の伝送モード判定部２００を説明する。
伝送モード判定部２００は、入力端子２１０、出力端子２１５、遅延積計算部２２０〜２２２、相関波形演算部２４０〜２４２及び比較判定部２９０で構成される。
以下、従来の伝送モード判定部２００を説明する。
伝送モード判定部２００は、入力端子２１０、出力端子２１５、遅延積計算部２２０〜２２２、相関波形演算部２４０〜２４２及び比較判定部２９０で構成される。
入力端子２１０からは、Ａ／Ｄ変換され、直交復調されたＯＦＤＭ信号が入力される。入力されたＯＦＤＭ信号（図３（ａ））、すなわち入力信号は、３つに分岐しそれぞれ遅延積計算部２２０〜２２２に入る。
遅延積計算部２２０〜２２２では、入力信号をそれぞれの有効シンボル長（Ｔｍ0、Ｔｍ1、Ｔｍ2）で遅延し、遅延信号（図３（ｂ））と入力信号の相関を演算し、相関信号（図３（ｃ））を出力する。
遅延積計算部２２０〜２２２では、入力信号をそれぞれの有効シンボル長（Ｔｍ0、Ｔｍ1、Ｔｍ2）で遅延し、遅延信号（図３（ｂ））と入力信号の相関を演算し、相関信号（図３（ｃ））を出力する。
例えば、遅延積計算部２２０では、入力信号を有効シンボル長「Ｔｍ0＝２０４８」遅延させた遅延信号を生成し、この遅延信号と入力信号の相関を演算して相関信号を生成する。
相関波形演算部２４０は、有効シンボル長Ｔｍ0に関する遅延積演算結果である相関信号を入力とし、有効シンボル長Ｔｍ0に対するガードインターバル長（Ｔｇ0〜Ｔｇ3）それぞれに対して相関波形を算出し、その最大値を求める。
相関波形演算部２４０は、有効シンボル長Ｔｍ0に関する遅延積演算結果である相関信号を入力とし、有効シンボル長Ｔｍ0に対するガードインターバル長（Ｔｇ0〜Ｔｇ3）それぞれに対して相関波形を算出し、その最大値を求める。
相関波形演算部２４０は、区間積分部２５０〜２５３、電力演算部２６０〜２６３、スペクトル強調フィルタ２７０〜２７３及び最大値検出部２８０〜２８３で構成される。
区間積分部２５０〜２５３は、それぞれのガードインターバル長（Ｔｇ0〜Ｔｇ3）に応じた区間積分を行い区間積分信号（図３（ｄ））を出力する。
電力演算部２６０〜２６３は、区間積分部の出力信号の電力を演算し、電力信号を出力する。電力信号は、絶対値和信号である。
区間積分部２５０〜２５３は、それぞれのガードインターバル長（Ｔｇ0〜Ｔｇ3）に応じた区間積分を行い区間積分信号（図３（ｄ））を出力する。
電力演算部２６０〜２６３は、区間積分部の出力信号の電力を演算し、電力信号を出力する。電力信号は、絶対値和信号である。
次に、スペクトル強調フィルタ２７０〜２７３では、電力信号を入力し、伝送シンボル長（Ｔｍ0＋Ｔｍ0Ｔｇ0、Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1、Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ2、Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ3）に応じたスペクトル強調を行う。スペクトル強調された信号（図３（ｅ））が出力される。
このフィルタの通過・強調帯域は、それぞれ、
スペクトル強調フィルタ２７０＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７１＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７２＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ2）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７３＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ3）Ｔ、
及びそれぞれの高調波成分となる。
このフィルタの通過・強調帯域は、それぞれ、
スペクトル強調フィルタ２７０＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７１＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７２＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ2）Ｔ、
スペクトル強調フィルタ２７３＝１／（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ3）Ｔ、
及びそれぞれの高調波成分となる。
尚、スペクトル強調フィルタ２７０〜２７３は、設定された観測区間に応じて、随時リセットされる。
スペクトル強調された信号（図３（ｅ））を入力した最大値検出部２８０〜２８３は、設定された観測区間におけるスペクトル強調フィルタ出力のうち最大のものを検出、保持する。
スペクトル強調された信号（図３（ｅ））を入力した最大値検出部２８０〜２８３は、設定された観測区間におけるスペクトル強調フィルタ出力のうち最大のものを検出、保持する。
また、相関波形演算部２４１は、有効シンボル長「Ｔｍ1＝４０９６」に対するガードインターバル長（Ｔｍ1ｇ0〜Ｔｍ1ｇ3）それぞれに対して相関波形を算出し、その最大値を求める。内部構成は、前述の相関波形演算部２４０と同様である。
さらに、相関波形演算部２４２は、有効シンボル長「Ｔｍ2＝８１９２」に対するガードインターバル長（Ｔｍ2ｇ0〜Ｔｍ2ｇ3）それぞれに対して相関波形を算出し、その最大値を求める。内部構成は、前述の相関波形演算部２４０と同様である。
さらに、相関波形演算部２４２は、有効シンボル長「Ｔｍ2＝８１９２」に対するガードインターバル長（Ｔｍ2ｇ0〜Ｔｍ2ｇ3）それぞれに対して相関波形を算出し、その最大値を求める。内部構成は、前述の相関波形演算部２４０と同様である。
次に、比較判定部２９０は、相関波形演算部２４０〜２４２から出力される伝送モード１２種類毎の相関波形の最大値のうち、最大の電力を持つもの検出し、その最大値を示す伝送モードを受信信号の伝送モードとして出力端子２１５から出力する。
＜３．本発明の伝送モード判定部＞
図４は、本発明の実施の形態における復調装置３６０の伝送モード判定部３３０の構成を示す機能ブロック図である。
＜３．本発明の伝送モード判定部＞
図４は、本発明の実施の形態における復調装置３６０の伝送モード判定部３３０の構成を示す機能ブロック図である。
伝送モード判定部３３０は、入力端子１１０、出力端子１２０、第１遅延処理部１３０、第１相関演算部１４０、加算部１５０及び周期判定部１６０で構成される。
本発明におけるＯＦＤＭの復調装置３６０は、（Ｋ×Ｌ）種類（Ｋ、Ｌは任意の自然数）から任意の一つの伝送モードＳij（０≦ｉ＜Ｋ、０≦ｊ＜Ｌ）が選択され送信されたＯＦＤＭ信号が入力されるものとする。
本発明におけるＯＦＤＭの復調装置３６０は、（Ｋ×Ｌ）種類（Ｋ、Ｌは任意の自然数）から任意の一つの伝送モードＳij（０≦ｉ＜Ｋ、０≦ｊ＜Ｌ）が選択され送信されたＯＦＤＭ信号が入力されるものとする。
具体的には、「Ｋ」は、有効シンボル長の種類であり「３」、「Ｌ」は、ガードインターバル長の種類であり「４」として説明する（図２１参照）。
入力端子１１０からは、復調装置３６０に入力されたＯＦＤＭ信号を、Ａ／Ｄ変換部３１０がＡ／Ｄ変換し、直交復調部３２０が直交復調した信号が入力される（図１参照）。入力された信号は、第１遅延処理部１３０と第１相関演算部１４０とに分岐され入力される。
入力端子１１０からは、復調装置３６０に入力されたＯＦＤＭ信号を、Ａ／Ｄ変換部３１０がＡ／Ｄ変換し、直交復調部３２０が直交復調した信号が入力される（図１参照）。入力された信号は、第１遅延処理部１３０と第１相関演算部１４０とに分岐され入力される。
第１遅延処理部１３０は、入力信号を１つ入力し、Ｋ個の信号を出力する。出力されるＫ個の信号は、Ｋ種類の長さ分それぞれ遅延した信号である。すなわち、第１遅延処理部１３０は、Ｋ個の出力をもち、それぞれ入力信号を（Ｔｍ0、Ｔｍ1、…、Ｔｍ[K-1]）遅延した信号を出力する。
具体的には、遅延するＫ種類の長さは、「Ｔｍ0＝２０４８」、「Ｔｍ1＝４０９６」、「Ｔｍ2＝８１９２」である。
具体的には、遅延するＫ種類の長さは、「Ｔｍ0＝２０４８」、「Ｔｍ1＝４０９６」、「Ｔｍ2＝８１９２」である。
次に、加算部１５０は、第１遅延処理部１３０から出力された信号全ての総和を計算する。したがって、Ｋ個の遅延信号を入力した加算部１５０からは、１つの信号を、第１相関演算部１４０に出力することになる。
第１相関演算部１４０は、入力端子１１０から入力された信号と加算部１５０から入力した信号との相関を演算する。入力信号が複素信号である場合、例えば、入力信号と加算部１５０の出力信号の複素共役の乗算により相関を演算することができる。
第１相関演算部１４０は、入力端子１１０から入力された信号と加算部１５０から入力した信号との相関を演算する。入力信号が複素信号である場合、例えば、入力信号と加算部１５０の出力信号の複素共役の乗算により相関を演算することができる。
この第１相関演算部１４０は、相関を演算した結果を、周期判定部１６０に出力する。
周期判定部１６０は、第１相関演算部１４０から入力した信号の、高い相関を示す周期を観測し、その周期により伝送モードを判定し、出力端子１２０に出力する。
以下、具体的に、入力端子１１０から入力したＯＦＤＭ信号が、どのような信号となって第１相関演算部１４０から出力されるのかを、図５を用いて、以下に説明する。
周期判定部１６０は、第１相関演算部１４０から入力した信号の、高い相関を示す周期を観測し、その周期により伝送モードを判定し、出力端子１２０に出力する。
以下、具体的に、入力端子１１０から入力したＯＦＤＭ信号が、どのような信号となって第１相関演算部１４０から出力されるのかを、図５を用いて、以下に説明する。
また、第１相関演算部１４０から出力された信号が、周期判定部１６０でどのように相関の周期を観測し、伝送モードを判定するのかは、＜３−２．周期判定部１６０の動作＞で図６〜図１５を用いて説明する。
＜３−１．第１相関演算部１４０の出力信号＞
図５は、第１相関演算部１４０の出力信号の生成について説明した図である。
＜３−１．第１相関演算部１４０の出力信号＞
図５は、第１相関演算部１４０の出力信号の生成について説明した図である。
図５（ａ）は、入力信号であるＯＦＤＭ信号の構成を示している。この信号が入力端子１１０から入力される。例では、入力信号の有効シンボル長はＴｍ0、ガードインターバル長はＴｍ0ｇ1であるとする。
前述の＜１．ＯＦＤＭ信号の伝送シンボル＞で説明した様に、伝送シンボルは、有効シンボル及びガードインターバルにより構成され、ガードインターバルには有効シンボルの一部（図５においては、後部）が複写されている。
前述の＜１．ＯＦＤＭ信号の伝送シンボル＞で説明した様に、伝送シンボルは、有効シンボル及びガードインターバルにより構成され、ガードインターバルには有効シンボルの一部（図５においては、後部）が複写されている。
図５においては、ガードインターバルと複写元の有効シンボルの一部は、ハッチングされており、その内容が同じものは同じ番号が振られている。
図５（ｂ）は、第１遅延処理部１３０の出力信号を表している。
例では、「Ｔｍ0＝２０４８」、「Ｔｍ1＝４０９６」、「Ｔｍ2＝８１９２」の３種類の遅延を行っている。
図５（ｂ）は、第１遅延処理部１３０の出力信号を表している。
例では、「Ｔｍ0＝２０４８」、「Ｔｍ1＝４０９６」、「Ｔｍ2＝８１９２」の３種類の遅延を行っている。
加算部１５０は、これら３つの遅延信号を加算し、１つの信号を生成し出力する。
図５（ｃ）は、第１相関演算部１４０の出力信号を表している。
第１相関演算部１４０は、入力信号と加算部１５０が加算して生成した信号との相関を取る。
入力信号の有効シンボル長はＴｍ0であるので、第１遅延処理部１３０の出力のうちＴｍ0遅延された信号が入力信号とガードインターバル区間で相関を持つ。また、これらの遅延部出力の総和をとった加算部１５０の出力も同様にガードインターバル区間で入力信号と相関を持つ。
図５（ｃ）は、第１相関演算部１４０の出力信号を表している。
第１相関演算部１４０は、入力信号と加算部１５０が加算して生成した信号との相関を取る。
入力信号の有効シンボル長はＴｍ0であるので、第１遅延処理部１３０の出力のうちＴｍ0遅延された信号が入力信号とガードインターバル区間で相関を持つ。また、これらの遅延部出力の総和をとった加算部１５０の出力も同様にガードインターバル区間で入力信号と相関を持つ。
従って、ガードインターバルの区間において高い相関が観測され、その周期は伝送シンボル長（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1）となる。
この例に示した伝送モード以外の、他の伝送モードを受信した場合についても、図５（ｂ）に示す３つ遅延処理部出力のうち一つは、ガードインターバル区間において入力信号と相関がある。
この例に示した伝送モード以外の、他の伝送モードを受信した場合についても、図５（ｂ）に示す３つ遅延処理部出力のうち一つは、ガードインターバル区間において入力信号と相関がある。
例えば、有効シンボル長が「Ｔｍ1」のＭｏｄｅ２のうち、ガードインターバル長が「Ｔｍ1ｇ1」の信号を受信した場合についても、３つ遅延処理部出力のうち一つは、ガードインターバル区間において入力信号と相関がある。
よって、加算部１５０の出力と入力信号との相関は、一定周期で高い相関を示すことになる。そして、その周期は、受信信号の伝送シンボル長と等しい。
よって、加算部１５０の出力と入力信号との相関は、一定周期で高い相関を示すことになる。そして、その周期は、受信信号の伝送シンボル長と等しい。
この特徴を利用し、相関出力の周期を観測することにより、入力信号の伝送モードを一意に判定することが可能となる。
以上のように、本発明の実施の形態における伝送モード判定部３３０は、従来例の伝送モード判定部２００のように（図２参照）、伝送モードの有効シンボルそれぞれに対して、遅延積計算部２２０〜２２２、区間積分部２５０〜２５３等を持つことなく、伝送モード判定を実現することが可能となる。
以上のように、本発明の実施の形態における伝送モード判定部３３０は、従来例の伝送モード判定部２００のように（図２参照）、伝送モードの有効シンボルそれぞれに対して、遅延積計算部２２０〜２２２、区間積分部２５０〜２５３等を持つことなく、伝送モード判定を実現することが可能となる。
すなわち、伝送モードの周期を表す信号を作成するのに、従来例では、遅延積計算部が３個、区間積分部が１２個必要となるが、本発明では、遅延処理部１個、加算部１個、相関部が１個でよいこととなる。
このことにより、従来の構成に比べ回路規模削減を実現することができる。
ただし、本発明における第１相関演算部１４０の出力信号と、従来例の区間積分部２５０等の出力信号とは、当然ながら、その波形を異にする。本発明では、次に説明する周期判定の方法により、伝送モードを判定する。
このことにより、従来の構成に比べ回路規模削減を実現することができる。
ただし、本発明における第１相関演算部１４０の出力信号と、従来例の区間積分部２５０等の出力信号とは、当然ながら、その波形を異にする。本発明では、次に説明する周期判定の方法により、伝送モードを判定する。
＜３−２．周期判定部１６０の動作＞
図６は、本発明の実施の形態における伝送モード判定部３３０のうち周期判定部１６０の構成を示す機能ブロック図である。
本発明の実施の形態の説明においては、図２１に示すＩＳＤＢ−Ｔ方式を前提に説明を行うが、もちろん、図２１に示す以外の組み合わせにおいても同様の構成で、伝送モード自動判定部を構成することができる。
図６は、本発明の実施の形態における伝送モード判定部３３０のうち周期判定部１６０の構成を示す機能ブロック図である。
本発明の実施の形態の説明においては、図２１に示すＩＳＤＢ−Ｔ方式を前提に説明を行うが、もちろん、図２１に示す以外の組み合わせにおいても同様の構成で、伝送モード自動判定部を構成することができる。
以下、図６の周期判定部１６０の構成について説明する。
周期判定部１６０は、区間積分部４１０、第２相関演算部６１０、第２遅延処理部４２０、積算部４４０、相関判定部４５０、入力切替部６２０及び出力切替部６３０で構成される。積算部４４０は、Ｋ×Ｌ個の積算器を有している。
区間積分部４１０は、第１相関演算部１４０からの入力信号を、あらかじめ定められた区間にわたって積分を行う。
周期判定部１６０は、区間積分部４１０、第２相関演算部６１０、第２遅延処理部４２０、積算部４４０、相関判定部４５０、入力切替部６２０及び出力切替部６３０で構成される。積算部４４０は、Ｋ×Ｌ個の積算器を有している。
区間積分部４１０は、第１相関演算部１４０からの入力信号を、あらかじめ定められた区間にわたって積分を行う。
図５（ｃ）のように、相関演算部１４０の出力は伝送シンボル長（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1）の周期で高い相関を示す。しかしながら、加算部１５０の出力との相関であるために、Ｔｍ0以外の有効シンボル長遅延の信号が妨害となり、このため、ガードインターバル区間において観測される相関は、非常に微弱となる。
そのため、区間積分部４１０を具備することで、この相関波形の強調を行う。
そのため、区間積分部４１０を具備することで、この相関波形の強調を行う。
区間積分部４１０の積分区間は、任意に設定可能であるが、この区間が長すぎると、ガードインターバル区間外の信号が妨害となり、相関波形の強調が十分に行われない。そこで、この区間は判定する伝送モードのうち、最も短いガードインターバル長（例においては、Ｔｍ0ｇ0）に設定されることが望ましい。
区間積分された信号は、第２遅延処理部４２０と第２相関演算部６１０とに分岐し出力される。
区間積分された信号は、第２遅延処理部４２０と第２相関演算部６１０とに分岐し出力される。
第２遅延処理部４２０は、区間積分された信号を入力し、Ｋ×Ｌ個の信号を出力する。出力されるＫ×Ｌ個の信号は、伝送シンボル長の種類の長さ分それぞれ遅延した信号である。
ここで、伝送シンボルの長さは、有効シンボルの長さとガードインターバルの長さを足した長さであることから、伝送シンボルの種類は、有効シンボルの種類数「Ｋ」とガードインターバルの種類数「Ｌ」を掛け合わせたＫ×Ｌ個となる。
ここで、伝送シンボルの長さは、有効シンボルの長さとガードインターバルの長さを足した長さであることから、伝送シンボルの種類は、有効シンボルの種類数「Ｋ」とガードインターバルの種類数「Ｌ」を掛け合わせたＫ×Ｌ個となる。
第２遅延処理部４２０は、Ｋ×Ｌ個の出力をもち、それぞれ、入力信号を（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0、Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1、…、ＴｍK＋ＴｍKｇL）遅延した信号を出力する。
具体的には、遅延するＫ×Ｌ種類の長さは、「Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0＝２０４８＋６４」、「Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1＝２０４８＋１２８」〜「Ｔｍ2＋Ｔｍ2ｇ3＝８１９２＋２０４８」の１２種類である（図２１参照）。
具体的には、遅延するＫ×Ｌ種類の長さは、「Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0＝２０４８＋６４」、「Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ1＝２０４８＋１２８」〜「Ｔｍ2＋Ｔｍ2ｇ3＝８１９２＋２０４８」の１２種類である（図２１参照）。
入力切替部６２０は、順次、第２遅延処理部４２０の出力を切り替え、第２相関演算部６１０に入力する。
出力切替部６３０は、第２相関演算部６１０からの出力を、順次、積算部４４０の対応する積算器へ出力する。
相関演算部６１０は、入力切替部６２０からＫ×Ｌ個の信号を順次入力し、第２遅延処理部４２０の出力それぞれに対して、区間積分部４１０の出力との相関を演算する。相関演算は、例えば、区間積分出力と遅延出力の複素共役との乗算により算出される。
出力切替部６３０は、第２相関演算部６１０からの出力を、順次、積算部４４０の対応する積算器へ出力する。
相関演算部６１０は、入力切替部６２０からＫ×Ｌ個の信号を順次入力し、第２遅延処理部４２０の出力それぞれに対して、区間積分部４１０の出力との相関を演算する。相関演算は、例えば、区間積分出力と遅延出力の複素共役との乗算により算出される。
積算部４４０は、相関演算部６１０のそれぞれの出力を出力切替部６３０を介して入力し、あらかじめ定められた期間にわたって、各積算器で積算する。
この積算処理により、受信信号の伝送モードに対応した積算出力が極大化する。
ここで、積算器で積算する期間は、相関判定部４５０が伝送モードの判定を行うに十分な程度に、積算出力の極大化がなされる期間であればよい。すなわち、伝送モードのうち最長の伝送シンボルの時間を、十分な回数分かけた時間である。
この積算処理により、受信信号の伝送モードに対応した積算出力が極大化する。
ここで、積算器で積算する期間は、相関判定部４５０が伝送モードの判定を行うに十分な程度に、積算出力の極大化がなされる期間であればよい。すなわち、伝送モードのうち最長の伝送シンボルの時間を、十分な回数分かけた時間である。
例えば、十分な回数を３２回とする。すなわち、３２シンボル時間であるとすると、積算時間は、約４０ｍｓとなる。１シンボル時間は、伝送モードのうち最長のシンボル時間となるので、ＩＳＤＢ−Ｔにおいては、「Ｍｏｄｅ３ １／４」が最長の伝送シンボルとなることから、１シンボル時間は、（８１９２＋２０４８）×０．１２３μｓ＝約１．２６ｍｓとなる。したがって、１．２６ｍｓ×３２＝４０．３２ｍｓとなる。
積算部４４０の出力は、相関判定部４５０に入力される。
この相関判定部４５０については、図８等を用いて後で説明する。
ここでは、相関判定部４５０に入力されるＫ×Ｌ個の信号の生成について、図７を用いて説明する。
図７は、第２相関演算部６１０の出力信号の生成について説明した図である。
この相関判定部４５０については、図８等を用いて後で説明する。
ここでは、相関判定部４５０に入力されるＫ×Ｌ個の信号の生成について、図７を用いて説明する。
図７は、第２相関演算部６１０の出力信号の生成について説明した図である。
図７（ａ）は、第１相関演算部１４０の出力信号であり、周期判定部１６０に入力される信号を表している（図５（ｃ）参照）。
ここでは、伝送モードＭｏｄｅ１ １／１６を受信した場合の周期判定部１６０に入力される相関波形を示すものとする。
図７（ｂ）は、図７（ａ）で示された信号を、区間積分部４１０が、Ｔｍ0ｇ0区間で区間積分した結果の信号波形である。この処理により、相関波形の強調が可能となる。
ここでは、伝送モードＭｏｄｅ１ １／１６を受信した場合の周期判定部１６０に入力される相関波形を示すものとする。
図７（ｂ）は、図７（ａ）で示された信号を、区間積分部４１０が、Ｔｍ0ｇ0区間で区間積分した結果の信号波形である。この処理により、相関波形の強調が可能となる。
図７（ｃ）は、第２遅延処理部４２０からの出力信号を表す。この例では、便宜上、伝送モードがＭｏｄｅ１の、４種類の伝送シンボル長の遅延信号のみを示している。実際には、他の伝送モードでも同様の処理が行われる。
図７（ｄ）は、第２相関演算部６１０からの出力信号を表す。
遅延処理部４２０は、各伝送モードの伝送シンボル長の遅延を行う。区間積分部４１０が出力する区間積分出力は、受信信号の伝送モードの伝送シンボル長周期で、高い相関が観測される。そこで、区間積分出力と第２遅延処理部４２０の出力の相関を演算すれば、受信信号の伝送シンボル長と同じ長さの遅延出力との相関演算出力は、一定周期で高い相関を示すが（図７（ｄ）（Ｍｏｄｅ１ １／１６）参照）、その他の相関演算出力（図７（ｄ）（Ｍｏｄｅ１ １／３２）等参照）は微弱な信号となる。
図７（ｄ）は、第２相関演算部６１０からの出力信号を表す。
遅延処理部４２０は、各伝送モードの伝送シンボル長の遅延を行う。区間積分部４１０が出力する区間積分出力は、受信信号の伝送モードの伝送シンボル長周期で、高い相関が観測される。そこで、区間積分出力と第２遅延処理部４２０の出力の相関を演算すれば、受信信号の伝送シンボル長と同じ長さの遅延出力との相関演算出力は、一定周期で高い相関を示すが（図７（ｄ）（Ｍｏｄｅ１ １／１６）参照）、その他の相関演算出力（図７（ｄ）（Ｍｏｄｅ１ １／３２）等参照）は微弱な信号となる。
次に、相関判定部４５０につい、図８〜図１５を用いて説明する。
図８は、相関判定部４５０の構成を示すブロック図である。
相関判定部４５０は、電力演算部５３０、重み付け演算部５４０及び最大値検出部５５０で構成される。電力演算部５３０は、Ｋ×Ｌ個の電力演算器を有している。
電力演算部５３０は、積算部４４０のそれぞれの出力の電力を演算する。電力演算は、例えば、絶対値もしくは、絶対値のｎ乗として演算することができる。
図８は、相関判定部４５０の構成を示すブロック図である。
相関判定部４５０は、電力演算部５３０、重み付け演算部５４０及び最大値検出部５５０で構成される。電力演算部５３０は、Ｋ×Ｌ個の電力演算器を有している。
電力演算部５３０は、積算部４４０のそれぞれの出力の電力を演算する。電力演算は、例えば、絶対値もしくは、絶対値のｎ乗として演算することができる。
重み付け演算部５４０は、電力演算部５３０の出力に対してあらかじめ定められた一定の重み付けを行う。
最大値検出部５５０は、重み付け演算部５４０の出力のうち、最大のものを検出し、最大値を持つ伝送モードを受信信号の伝送モードとして決定、出力する。
ここで、重み付け演算部５４０により重み付けを行うのは、次の理由による。
最大値検出部５５０は、重み付け演算部５４０の出力のうち、最大のものを検出し、最大値を持つ伝送モードを受信信号の伝送モードとして決定、出力する。
ここで、重み付け演算部５４０により重み付けを行うのは、次の理由による。
積算部４４０が、第２相関演算部６１０の出力を、あらかじめ定められた期間、積算を行うことにより、受信信号の伝送モードに対応した積算出力は極大化する。
しかし、例えばＭｏｄｅ２ １／１６は、Ｍｏｄｅ１ １／１６のちょうど倍の周期となるため、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ１ １／１６であった場合、Ｍｏｄｅ２ １／１６に対応する積算出力も極大化することになる。Ｍｏｄｅ３ １／１６に対応する積算出力についても同様である。
しかし、例えばＭｏｄｅ２ １／１６は、Ｍｏｄｅ１ １／１６のちょうど倍の周期となるため、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ１ １／１６であった場合、Ｍｏｄｅ２ １／１６に対応する積算出力も極大化することになる。Ｍｏｄｅ３ １／１６に対応する積算出力についても同様である。
従って、単純に、積算部４４０の積算器それぞれの出力結果を比較しても、受信信号の伝送モードを決定することは出来ない。
重み付けの方法については、図９〜図１５を用いて説明する。
図９は、重み付け演算部５４０の構成を示すブロック図である。
重み付け演算部５４０においては、入力信号を、Ｉｎ00、Ｉｎ10、…、Ｉｎ(K-1)(L-1)とし、出力信号をＯｕｔ00、Ｏｕｔ01、…、Ｏｕｔ(K-1)(L-1)としたとき、αiを任意の定数として、前記出力信号が、（式１）で定義される。
重み付けの方法については、図９〜図１５を用いて説明する。
図９は、重み付け演算部５４０の構成を示すブロック図である。
重み付け演算部５４０においては、入力信号を、Ｉｎ00、Ｉｎ10、…、Ｉｎ(K-1)(L-1)とし、出力信号をＯｕｔ00、Ｏｕｔ01、…、Ｏｕｔ(K-1)(L-1)としたとき、αiを任意の定数として、前記出力信号が、（式１）で定義される。
（式１）
α0、α1、α2は、（式２）を満たすものとする。
α0、α1、α2は、（式２）を満たすものとする。
（式２）
例えば、α0＝１、α1＝１．２５、α2＝１．５が（式２）を満たす。
演算部５４０は、Ｋ＝３、Ｌ＝４における構成である。
加算部７１０は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／３２にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／３２」と「Ｍｏｄｅ２ １／３２」と「Ｍｏｄｅ３ １／３２」の出力を加算する。
例えば、α0＝１、α1＝１．２５、α2＝１．５が（式２）を満たす。
演算部５４０は、Ｋ＝３、Ｌ＝４における構成である。
加算部７１０は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／３２にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／３２」と「Ｍｏｄｅ２ １／３２」と「Ｍｏｄｅ３ １／３２」の出力を加算する。
加算部７１１は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／１６にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／１６」と「Ｍｏｄｅ２ １／１６」と「Ｍｏｄｅ３ １／１６」の出力を加算する。
加算部７１２は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／８にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／８」と「Ｍｏｄｅ２ １／８」と「Ｍｏｄｅ３ １／８」の出力を加算する。
加算部７１２は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／８にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／８」と「Ｍｏｄｅ２ １／８」と「Ｍｏｄｅ３ １／８」の出力を加算する。
加算部７１３は、電力演算部５３０の出力のうち、ガードインターバル長が１／４にあたる全ての出力、「Ｍｏｄｅ１ １／４」と「Ｍｏｄｅ２ １／４」と「Ｍｏｄｅ３ １／４」の出力を加算する。
加算部７１４は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／３２」及び「Ｍｏｄｅ３ １／３２」にあたる出力を加算する。
加算部７１４は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／３２」及び「Ｍｏｄｅ３ １／３２」にあたる出力を加算する。
加算部７１５は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／１６」及び「Ｍｏｄｅ３ １／１６」にあたる出力を加算する。
加算部７１６は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／８」及び「Ｍｏｄｅ３ １／８」にあたる出力を加算する。
加算部７１７は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／４」及び「Ｍｏｄｅ３ １／４」にあたる出力を加算する。
加算部７１６は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／８」及び「Ｍｏｄｅ３ １／８」にあたる出力を加算する。
加算部７１７は、電力演算部５３０の出力のうち、伝送モードが、「Ｍｏｄｅ２ １／４」及び「Ｍｏｄｅ３ １／４」にあたる出力を加算する。
乗算部７２００〜７２０３は、加算部７１０〜７１３の出力を、定められた一定の値α0で乗算する。
乗算部７２０４〜７２０７は、加算部７１４〜７１７の出力を、定められた一定の値α1で乗算する。
乗算部７２０８〜７２１１は、電力演算部５３０の出力を、定められた一定の値α2で乗算する。
乗算部７２０４〜７２０７は、加算部７１４〜７１７の出力を、定められた一定の値α1で乗算する。
乗算部７２０８〜７２１１は、電力演算部５３０の出力を、定められた一定の値α2で乗算する。
図１０〜図１２は、重み付け演算部５４０への、入力信号の電力演算結果を表し、図１３〜図１５は、重み付け演算部５４０からの出力結果を表す。
図１０は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ１の場合であり、図１０（ａ）は、Ｍｏｄｅ１ １／３２、図１０（ｂ）は、Ｍｏｄｅ１ １／１６、図１０（ｃ）は、Ｍｏｄｅ１ １／１６、図１０（ｄ）は、Ｍｏｄｅ１ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
図１０は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ１の場合であり、図１０（ａ）は、Ｍｏｄｅ１ １／３２、図１０（ｂ）は、Ｍｏｄｅ１ １／１６、図１０（ｃ）は、Ｍｏｄｅ１ １／１６、図１０（ｄ）は、Ｍｏｄｅ１ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
この電力演算部５３０の出力は、積算部４４０において十分な期間積算された信号を入力としたものである。
Ｍｏｄｅ１の信号を受信した場合の特徴は、Ｍｏｄｅ２、Ｍｏｄｅ３の同じガードインターバルを持つ伝送モードの出力も極大化することである。
同様に、図１１は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ２の場合であり、（ａ）Ｍｏｄｅ２ １／３２、（ｂ）Ｍｏｄｅ２ １／１６、（ｃ）Ｍｏｄｅ２ １／１６、（ｄ）Ｍｏｄｅ２ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
Ｍｏｄｅ１の信号を受信した場合の特徴は、Ｍｏｄｅ２、Ｍｏｄｅ３の同じガードインターバルを持つ伝送モードの出力も極大化することである。
同様に、図１１は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ２の場合であり、（ａ）Ｍｏｄｅ２ １／３２、（ｂ）Ｍｏｄｅ２ １／１６、（ｃ）Ｍｏｄｅ２ １／１６、（ｄ）Ｍｏｄｅ２ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
Ｍｏｄｅ２の信号を受信した場合の特徴は、Ｍｏｄｅ３の同じガードインターバルを持つ伝送モードの出力も極大化することである。
同様に図１２は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ３の場合であり、（ａ）Ｍｏｄｅ３ １／３２、（ｂ）Ｍｏｄｅ３ １／１６、（ｃ）Ｍｏｄｅ３ １／１６、（ｄ）Ｍｏｄｅ３ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
同様に図１２は、受信信号の伝送モードがＭｏｄｅ３の場合であり、（ａ）Ｍｏｄｅ３ １／３２、（ｂ）Ｍｏｄｅ３ １／１６、（ｃ）Ｍｏｄｅ３ １／１６、（ｄ）Ｍｏｄｅ３ １／４であった場合の各伝送モードに応じた電力演算部５３０の出力を示している。
Ｍｏｄｅ３の信号を受信した場合の特徴は、Ｍｏｄｅ３の出力のみが極大化することである。
以上に示すように、受信信号の伝送モードによって、電力演算部５３０の出力がそれぞれ一意な特徴を示すことがわかる。
そこで、電力演算部５３０の出力から簡単に伝送モードを判定するために、図９で説明したような重み付け処理を行う。
以上に示すように、受信信号の伝送モードによって、電力演算部５３０の出力がそれぞれ一意な特徴を示すことがわかる。
そこで、電力演算部５３０の出力から簡単に伝送モードを判定するために、図９で説明したような重み付け処理を行う。
Ｍｏｄｅ１に対応する重み付け演算については、同一のガードインターバルを持つ他の伝送モードとの加算を行い（加算部７１０〜７１３）、あらかじめ定められた値α0で乗算を行う（乗算部７２００〜７２０３）。
例えば、Ｍｏｄｅ１ １／３２に対応する重み付け演算結果として、Ｍｏｄｅ１ １／３２とＭｏｄｅ２ １／３２とＭｏｄｅ３ １／３２に対応する電力演算結果を加算し（加算部７１０）、定められた値α0で乗算する（乗算部７２００）。
例えば、Ｍｏｄｅ１ １／３２に対応する重み付け演算結果として、Ｍｏｄｅ１ １／３２とＭｏｄｅ２ １／３２とＭｏｄｅ３ １／３２に対応する電力演算結果を加算し（加算部７１０）、定められた値α0で乗算する（乗算部７２００）。
Ｍｏｄｅ２に対応する重み付け演算については、同一のガードインターバルを持つＭｏｄｅ３の電力演算結果と加算し（加算部７１４〜７１７）、定められた値α1で乗算する（乗算部７２０４〜７２０７）。
Ｍｏｄｅ３の重み付け演算については、Ｍｏｄｅ３に対応する電力演算結果をあらかじめ定められた値α2で乗算する。
Ｍｏｄｅ３の重み付け演算については、Ｍｏｄｅ３に対応する電力演算結果をあらかじめ定められた値α2で乗算する。
図１３、図１４及び図１５は、以上の処理により求められた重み付け演算結果を示す。
各図に示すように重み付け演算処理により、受信信号の伝送モードに対応した重み付け演算結果が最も高い値を示すようになる。
例えば、「Ｍｏｄｅ１ １／３２」の信号を受信した場合は、その値が最も高くなっている（図１３（ａ）参照）。
各図に示すように重み付け演算処理により、受信信号の伝送モードに対応した重み付け演算結果が最も高い値を示すようになる。
例えば、「Ｍｏｄｅ１ １／３２」の信号を受信した場合は、その値が最も高くなっている（図１３（ａ）参照）。
最大値検出部５５０は、重み付け演算出力中、最大値を持つものを検出し、その対応する伝送モードを受信信号の伝送モードとして判定し、出力する。
以上のように、本発明の実施の形態２における周期判定１６０は、比較的簡単かつ正確に相関出力の周期を特定し、伝送モードの判定を行うことができる。
＜４．従来の伝送モード判定部と本発明の伝送モード判定部との対比＞
従来の伝送モード判定方式は、＜２．伝送モード判定の基本原理＞で説明したようなＯＦＤＭ信号の特徴を用いて、全ての伝送モードについて、有効シンボル遅延部、相関演算部（有効シンボル遅延部と相関演算部をまとめて遅延積演算部と呼ぶ）、区間積分部、スペクトル強調部を具備し、最も高い相関を示す伝送モードを送信側で設定された伝送モードとして判定するものである。
以上のように、本発明の実施の形態２における周期判定１６０は、比較的簡単かつ正確に相関出力の周期を特定し、伝送モードの判定を行うことができる。
＜４．従来の伝送モード判定部と本発明の伝送モード判定部との対比＞
従来の伝送モード判定方式は、＜２．伝送モード判定の基本原理＞で説明したようなＯＦＤＭ信号の特徴を用いて、全ての伝送モードについて、有効シンボル遅延部、相関演算部（有効シンボル遅延部と相関演算部をまとめて遅延積演算部と呼ぶ）、区間積分部、スペクトル強調部を具備し、最も高い相関を示す伝送モードを送信側で設定された伝送モードとして判定するものである。
一方、本発明に係る伝送モード判定方法は、全ての伝送モードについて、遅延処理部１個、加算部１個、相関部、区間積分部が１個でよく、また、スペクトル強調部を使用しないで周期の判定を行っている。
このことにより、従来の構成に比べ回路規模の大幅削減を実現することができる。
またさらに、本発明の構成では、従来のシリアルタイプのような、一つ一つの伝送モードを順次切り替えながら判定する方法に比べ、一度に全ての伝送モードを網羅することが可能であり、効率的な判定を行うことが可能である。
このことにより、従来の構成に比べ回路規模の大幅削減を実現することができる。
またさらに、本発明の構成では、従来のシリアルタイプのような、一つ一つの伝送モードを順次切り替えながら判定する方法に比べ、一度に全ての伝送モードを網羅することが可能であり、効率的な判定を行うことが可能である。
＜変形例１＞
図１６は、伝送モード判定部３３０の変形例である（図４参照）。
図４の伝送モード判定部３３０との違いは、第１遅延処理部１３０と第１相関演算部１４０とを入れ替えた点である。
図１６に示すように、第１遅延処理部１３０からのそれぞれの出力と入力信号との相関を演算する第１相関演算部１４１と、第１相関演算部の全ての出力の総和を演算する加算部１５０による構成でも、同様の効果を得ることができる。
図１６は、伝送モード判定部３３０の変形例である（図４参照）。
図４の伝送モード判定部３３０との違いは、第１遅延処理部１３０と第１相関演算部１４０とを入れ替えた点である。
図１６に示すように、第１遅延処理部１３０からのそれぞれの出力と入力信号との相関を演算する第１相関演算部１４１と、第１相関演算部の全ての出力の総和を演算する加算部１５０による構成でも、同様の効果を得ることができる。
また、例えばガードインターバルの信号が、有効シンボルの一部の複写ではなく、既知の信号であった場合についても、図１９、図２０に示すように既知パターンを生成するパターン生成部１７０を遅延処理部１３０の代わりに配置することにより、同様の効果を得ることができる。
＜変形例２＞
図１７は、周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である（図６参照）。
＜変形例２＞
図１７は、周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である（図６参照）。
第１遅延処理部１３０、加算部１５０及び相関演算部１４０は、図４に示す本発明の実施形態と同一のものであるとする。
図６の周期判定部１６０との違いは、第２相関演算部６１０は、相関演算器が１つであるのに対し、本変形例の第２相関演算部４３０は、相関演算器を伝送モード数有していることである。
図６の周期判定部１６０との違いは、第２相関演算部６１０は、相関演算器が１つであるのに対し、本変形例の第２相関演算部４３０は、相関演算器を伝送モード数有していることである。
周期判定部１６１の第２相関演算部４３０は、Ｋ×Ｌ個の相関演算器をもち、第２遅延処理部４２０の出力それぞれに対して、区間積分部４１０の出力との相関を演算する。
この構成により、回路規模は若干大きくなるものの、積算部４４０への入力は、図６に示す実施形態に比べてその頻度が上がる。従って、例えば、積算部４４０の積算期間を短くしたとしても、図６の実施形態と同じ効果を得ることができる。
この構成により、回路規模は若干大きくなるものの、積算部４４０への入力は、図６に示す実施形態に比べてその頻度が上がる。従って、例えば、積算部４４０の積算期間を短くしたとしても、図６の実施形態と同じ効果を得ることができる。
＜変形例３＞
図１８は、周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である（図６参照）。
本変形例の周期判定部１６２は、区間積分部４１０、閾値判定部８２０、カウンタ８３０及び伝送モード検出部８４０とで構成される。
図７（ｂ）に示すように、区間積分部４１０の出力は、伝送モードに応じて、その伝送シンボル長周期で、高い相関を示す。
図１８は、周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である（図６参照）。
本変形例の周期判定部１６２は、区間積分部４１０、閾値判定部８２０、カウンタ８３０及び伝送モード検出部８４０とで構成される。
図７（ｂ）に示すように、区間積分部４１０の出力は、伝送モードに応じて、その伝送シンボル長周期で、高い相関を示す。
そこで、区間積分部４１０の出力を、あらかじめ定められた値を超えたかどうか判定する閾値判定部８２０を設け、カウンタ８３０を閾値判定部の出力に応じてリセットするものとする。
以上の処理により、カウンタの最大値は、伝送シンボルに応じた値となる。
そこで、このカウンタの最大値に応じて受信信号の伝送モードを判定することが可能となる。
以上の処理により、カウンタの最大値は、伝送シンボルに応じた値となる。
そこで、このカウンタの最大値に応じて受信信号の伝送モードを判定することが可能となる。
例えば、閾値未満の状態から、閾値を超えた状態に遷移した際に、カウンタをリセットする。ここでいうカウンタは、１サンプルごとにカウントするものとする。とすると、カウンタの最大値は、ある伝送シンボルの長さとなる。
すなわち、カウンタの最大値が「２１１２」である場合は、伝送モードは「Ｍｏｄｅ１ １／３２」と判定できる。伝送モードが「Ｍｏｄｅ１ １／３２」の場合は、１シンボル長が「（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0＝２０４８＋６４＝）２１１２」であるからである（図２１参照）。
すなわち、カウンタの最大値が「２１１２」である場合は、伝送モードは「Ｍｏｄｅ１ １／３２」と判定できる。伝送モードが「Ｍｏｄｅ１ １／３２」の場合は、１シンボル長が「（Ｔｍ0＋Ｔｍ0ｇ0＝２０４８＋６４＝）２１１２」であるからである（図２１参照）。
同様に、カウンタの最大値が「１０２４０」である場合は、伝送モードは「Ｍｏｄｅ３ １／４」と判定できる。伝送モードが「Ｍｏｄｅ３ １／４」の場合は、１シンボル長が「（Ｔｍ2＋Ｔｍ2ｇ3＝８１９２＋２０４８＝）１０２４０」であるからである
以上のように、本変形例の周期判定部１６２は、対応する伝送モードそれぞれに対して遅延積演算部、区間積分部、シンボルフィルタを持つことなく、伝送モードの自動判定を実現することが可能である。このことにより、従来の構成に比べ回路規模削減を実現することができる。
以上のように、本変形例の周期判定部１６２は、対応する伝送モードそれぞれに対して遅延積演算部、区間積分部、シンボルフィルタを持つことなく、伝送モードの自動判定を実現することが可能である。このことにより、従来の構成に比べ回路規模削減を実現することができる。
＜補足＞
以上、本発明に係る復調装置について実施形態に基づいて説明したが、この復調装置を部分的に変形することもでき、本発明は上述の実施形態に限られないことは勿論である。
（１）実施形態及び変形例では、一部で、説明の容易化のため、Ｋ＝３、Ｌ＝４となるＩＳＤＢ−Ｔ方式について主に説明を行ったが、もちろん、他の（Ｋ、Ｌ）の組み合わせについても同様の構成にて実現可能である。
（２）ＯＦＤＭ復調装置におけるＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部３１０、直交復調部３２０、伝送モード判定部３３０、ＯＦＤＭ復調部３４０及び誤り訂正部３５０の各機能ブロックは典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。
以上、本発明に係る復調装置について実施形態に基づいて説明したが、この復調装置を部分的に変形することもでき、本発明は上述の実施形態に限られないことは勿論である。
（１）実施形態及び変形例では、一部で、説明の容易化のため、Ｋ＝３、Ｌ＝４となるＩＳＤＢ−Ｔ方式について主に説明を行ったが、もちろん、他の（Ｋ、Ｌ）の組み合わせについても同様の構成にて実現可能である。
（２）ＯＦＤＭ復調装置におけるＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部３１０、直交復調部３２０、伝送モード判定部３３０、ＯＦＤＭ復調部３４０及び誤り訂正部３５０の各機能ブロックは典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。
ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサー を利用しても良い。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサー を利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
ＯＦＤＭ方式を採用する通信における、伝送モードの自動判定を行うすべての復調装置に関して、その小型化に特に有用である。
図５（ａ）は、入力信号であるＯＤＦＭ信号の構成を表し、図５（ｂ）は、第１遅延処理部１３０の出力信号を表し、図５（ｃ）は、第１相関演算部１４０の出力信号を表す
本発明の実施の形態における伝送モード判定部３３０のうち周期判定部１６０の構成を示す機能ブロック図である。
第２相関演算部６１０の出力信号の生成について説明した図である。
図７（ａ）は、第１相関演算部１４０の出力信号を表し、図７（ｂ）は、図７（ａ）で示された信号を、区間積分部４１０が、Ｔｍ0ｇ0区間で区間積分した結果の信号波形を表し、図７（ｃ）は、第２遅延処理部４２０からの出力信号を表し、図７（ｄ）は、第２相関演算部６１０からの出力信号を表す。
相関判定部４５０の構成を示すブロック図である。
重み付け演算部５４０の構成を示すブロック図である。
Ｍｏｄｅ１の信号を受信した時の電力演算部出力の概略図である。
Ｍｏｄｅ２の信号を受信した時の電力演算部出力の概略図である。
Ｍｏｄｅ３の信号を受信した時の電力演算部出力の概略図である。
Ｍｏｄｅ１の信号を受信した時の重み付け演算部出力の概略図である。
Ｍｏｄｅ２の信号を受信した時の重み付け演算部出力の概略図である。
Ｍｏｄｅ３の信号を受信した時の重み付け演算部出力の概略図である。
伝送モード判定部３３０の変形例の構成を示すブロック図である。
周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である。
周期判定部１６０の変形例の構成を示すブロック図である。
伝送モード判定部の変形例の構成を示すブロック図である。
伝送モード判定部の変形例の構成を示すブロック図である。
ＩＳＤＢ−Ｔ方式の、伝送モードと有効シンボル長、ガードインターバル長の対応を示す図である。
１１０ ２１０ 入力端子
１２０ ２１５ 出力端子
１３０ 遅延処理部
１４０ １４１ ４３０ ４５０ ６１０ 相関演算部
１５０ 加算部
１６０ １６１ １６２ 周期判定部
１７０ パターン生成部
２００ 伝送モード判定部
２２０〜２２２ 遅延積計算部
２４０〜２４２ 相関波形演算部
２５０〜２５３ ４１０ 区間積分部
２６０〜２６３ ５３０ 電力演算部
２７０〜２７３ スペクトル強調フィルタ
２８０〜２８３ ５５０ 最大値検出部
２９０ 比較判定部
３０５ 受信装置
３１０ Ａ／Ｄ変換部
３２０ 直交復調部
３３０ 伝送モード判定部
３４０ ＯＦＤＭ復調部
３５０ 誤り訂正部
３６０ 復調装置
３７０ デコーダ
３８０ 表示装置
３９０ 音声出力装置
４２０ 遅延処理部
４４０ 積算部
５４０ 重み付け演算部
６２０ 入力切替部
６３０ 出力切替部
７１０〜７１７ 加算部
８２０ 閾値判定部
８３０ カウンタ
８４０ 伝送モード検出部
１２０ ２１５ 出力端子
１３０ 遅延処理部
１４０ １４１ ４３０ ４５０ ６１０ 相関演算部
１５０ 加算部
１６０ １６１ １６２ 周期判定部
１７０ パターン生成部
２００ 伝送モード判定部
２２０〜２２２ 遅延積計算部
２４０〜２４２ 相関波形演算部
２５０〜２５３ ４１０ 区間積分部
２６０〜２６３ ５３０ 電力演算部
２７０〜２７３ スペクトル強調フィルタ
２８０〜２８３ ５５０ 最大値検出部
２９０ 比較判定部
３０５ 受信装置
３１０ Ａ／Ｄ変換部
３２０ 直交復調部
３３０ 伝送モード判定部
３４０ ＯＦＤＭ復調部
３５０ 誤り訂正部
３６０ 復調装置
３７０ デコーダ
３８０ 表示装置
３９０ 音声出力装置
４２０ 遅延処理部
４４０ 積算部
５４０ 重み付け演算部
６２０ 入力切替部
６３０ 出力切替部
７１０〜７１７ 加算部
８２０ 閾値判定部
８３０ カウンタ
８４０ 伝送モード検出部
Claims (11)
- 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、
Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比との組み合わせに基づいて、前記第１相関信号からＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成する第２相関手段と、
前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号のうち、相関の度合いが最も大きいものを求めることにより、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、
前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段と
を備えることを特徴とする復調装置。 - 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、
前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成する手段と、
前記区間積分信号が、所定の閾値を越えた時から、次に前記所定の閾値を超えた時までの時間を測定する手段と、
前記測定した時間に応じて、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、
前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段と
を備えることを特徴とする復調装置。 - 前記第1相関手段は、前記受信信号をＫ種類の有効シンボルの長さ分遅延させたＫ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ種類の遅延信号のすべてを加算して加算信号を生成し、前記加算信号と前記受信信号との相関を表す第１相関信号を生成すること
を特徴とする請求項１又は２記載の復調装置。 - 前記第1相関手段は、前記受信信号をＫ種類の有効シンボルの長さ分遅延させたＫ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ種類の遅延信号それぞれと前記受信信号との相関を表すＫ種類の相関信号を生成し、前記Ｋ種類の相関信号のすべてを加算して第１相関信号を生成すること
を特徴とする請求項１又は２記載の復調装置。 - 前記第２相関手段は、前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成し、生成した前記区間積分信号を前記ＯＦＤＭシンボルの長さ分遅延させたＫ×Ｌ種類の遅延信号を生成し、前記Ｋ×Ｌ種類の遅延信号それぞれと、前記区間積分信号との相関を算出しＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成すること
を特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 前記判定手段は、
前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号それぞれの電力を求める手段と、
前記求めたＫ×Ｌ種類の電力に重み付けを行う重み付け手段とを含み、
前記重み付けをしたＫ×Ｌ種類の電力の値が最大であるものを、相関の度合いが最も大きいものとする
ことを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 前記重み付け手段において、
前記求めたＫ×Ｌ種類の電力をＩＮkl（但し、ｋ＝１，…，Ｋ、ｌ＝１，…，Ｌ）とし、前記重み付けをした結果であるＫ×Ｌ種類の電力をＯＵＴkl（但し、ｋ＝１，…，Ｋ、ｌ＝１，…，Ｌ）とするとき、（式１）を満たす
ことを特徴とする請求項６記載の復調装置。 - 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置において用いられる復調方法であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力するステップと、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関ステップと、
Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比との組み合わせに基づいて、前記第１相関信号からＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成する第２相関ステップと、
前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号のうち、相関の度合いが最も大きいものを求めることにより、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定ステップと、
前記判定ステップによる判定の結果に応じて前記受信信号を復調するステップと
を備えることを特徴とする復調方法。 - 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置の集積回路であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、
Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比との組み合わせに基づいて、前記第１相関信号からＫ×Ｌ種類の第２相関信号を生成する第２相関手段と、
前記Ｋ×Ｌ種類の第２相関信号のうち、相関の度合いが最も大きいものを求めることにより、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、
前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段と
を備えることを特徴とする集積回路。 - 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置において用いられる復調方法であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力するステップと、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関ステップと、
前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成するステップと、
前記区間積分信号が、所定の閾値を越えた時から、次に前記所定の閾値を超えた時までの時間を測定するステップと、
前記測定した時間に応じて、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定ステップと、
前記判定ステップによる判定の結果に応じて前記受信信号を復調するステップと
を備えることを特徴とする復調方法。 - 有効シンボルとガードインターバルとで構成され、ガードインターバルの長さは有効シンボルの長さに対する比で定まるＯＦＤＭシンボル複数からなる信号を復調する復調装置の集積回路であって、
有効シンボルの長さが、Ｋ種類の長さのいずれかであって、カードインターバルの長さを定める比が、Ｌ種類の比のいずれかであるところのＯＦＤＭシンボルからなる受信信号を入力する手段と、
前記Ｋ種類の長さに基づいて、前記受信信号から１つの第１相関信号を生成する第１相関手段と、
前記第１相関信号を所定の長さ分、Ｋ種類の有効シンボルの長さとＬ種類の比とで定まるガードインターバルの長さのうち最も小さい長さで区間積分を行い１つの区間積分信号を生成する手段と、
前記区間積分信号が、所定の閾値を越えた時から、次に前記所定の閾値を超えた時までの時間を測定する手段と、
前記測定した時間に応じて、前記受信信号の有効シンボルの長さとカードインターバルの長さとを判定する判定手段と、
前記判定手段による判定の結果に応じて前記受信信号を復調する手段と
を備えることを特徴とする集積回路。
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