JP2002101067A - 受信装置の相関ピーク検出方法及び装置 - Google Patents
受信装置の相関ピーク検出方法及び装置Info
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- JP2002101067A JP2002101067A JP2000288287A JP2000288287A JP2002101067A JP 2002101067 A JP2002101067 A JP 2002101067A JP 2000288287 A JP2000288287 A JP 2000288287A JP 2000288287 A JP2000288287 A JP 2000288287A JP 2002101067 A JP2002101067 A JP 2002101067A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ受信装置において、システムバスラ
イン幅を増大させることなく、演算の順序を入れ替える
だけで、演算有効桁数の減少を抑え、受信波の振幅変動
に対する感度の低下を改善することである。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置の同期タイミング検出
のための演算の順序を入れ替える。移動平均フィルタａ
６の出力信号Ｉ成分、Ｑ成分は夫々除算回路ａ１４、ａ
１５に入力され、移動平均フィルタａ７の出力信号Ｐは
除算回路ａ１４、ａ１５に入力され、除算出力信号（Ｉ
／Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が二乗演算回路ａ１６に入力され
る。二乗演算回路ａ１６による二乗和演算（Ｉ／Ｐ）2
＋（Ｑ／Ｐ）2により相関信号が得られる。
イン幅を増大させることなく、演算の順序を入れ替える
だけで、演算有効桁数の減少を抑え、受信波の振幅変動
に対する感度の低下を改善することである。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置の同期タイミング検出
のための演算の順序を入れ替える。移動平均フィルタａ
６の出力信号Ｉ成分、Ｑ成分は夫々除算回路ａ１４、ａ
１５に入力され、移動平均フィルタａ７の出力信号Ｐは
除算回路ａ１４、ａ１５に入力され、除算出力信号（Ｉ
／Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が二乗演算回路ａ１６に入力され
る。二乗演算回路ａ１６による二乗和演算（Ｉ／Ｐ）2
＋（Ｑ／Ｐ）2により相関信号が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はプリアンブルなどの
トレーニング信号を持つ受信信号、特にＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重、Orthogonal Frequency Division Mult
iplexing）受信信号などの受信装置の同期タイミングの
検出等に好適な相関ピーク検出法及び装置の改良に関す
る。
トレーニング信号を持つ受信信号、特にＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重、Orthogonal Frequency Division Mult
iplexing）受信信号などの受信装置の同期タイミングの
検出等に好適な相関ピーク検出法及び装置の改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＯＦＤＭ変調方式は送信側でサブキャリ
ア毎に、入力信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift
Keying）等で変調を行い、それにより得られた信号に
対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことでＯ
ＦＤＭ変調波信号を生成する。一方、受信側では受信し
たＯＦＤＭ変調波信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を行った後、復調を行う。従って、受信側ではＦＦ
Ｔ用の時間窓の設定や、周波数誤差補正のための受信信
号の同期タイミング（シンボルタイミング）を得る必要
がある。ＯＦＤＭ伝送方式では通常ガードインターバル
（ＧＩ）と呼ばれるＩＦＦＴ出力の繰り返し信号や、信
号系列の先頭部分にプリアンブルと呼ばれる既知信号を
付加して送信し、受信側ではこの既知信号区間での相関
を利用しタイミングを検出する方法が一般的である。
ア毎に、入力信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift
Keying）等で変調を行い、それにより得られた信号に
対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うことでＯ
ＦＤＭ変調波信号を生成する。一方、受信側では受信し
たＯＦＤＭ変調波信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）を行った後、復調を行う。従って、受信側ではＦＦ
Ｔ用の時間窓の設定や、周波数誤差補正のための受信信
号の同期タイミング（シンボルタイミング）を得る必要
がある。ＯＦＤＭ伝送方式では通常ガードインターバル
（ＧＩ）と呼ばれるＩＦＦＴ出力の繰り返し信号や、信
号系列の先頭部分にプリアンブルと呼ばれる既知信号を
付加して送信し、受信側ではこの既知信号区間での相関
を利用しタイミングを検出する方法が一般的である。
【０００３】図３にＯＦＤＭ復調器で相関信号のピーク
を検出することにより同期タイミングを検出する従来の
回路の構成例を示す。図３において、ＯＦＤＭ受信信号
ａ１は遅延回路ａ２に入力される。遅延回路ａ２では所
定時間だけ上記受信信号が遅延される。遅延回路ａ２の
出力信号は複素共役信号生成回路ａ３に入力される。該
回路ａ３からの複素共役信号は、乗算回路ａ４で上記受
信信号ａ１と乗算される。乗算回路ａ４の出力信号は移
動平均フィルタａ６に入力される。移動平均フィルタａ
６では上記出力信号の一定時間の平均化が行われる。
を検出することにより同期タイミングを検出する従来の
回路の構成例を示す。図３において、ＯＦＤＭ受信信号
ａ１は遅延回路ａ２に入力される。遅延回路ａ２では所
定時間だけ上記受信信号が遅延される。遅延回路ａ２の
出力信号は複素共役信号生成回路ａ３に入力される。該
回路ａ３からの複素共役信号は、乗算回路ａ４で上記受
信信号ａ１と乗算される。乗算回路ａ４の出力信号は移
動平均フィルタａ６に入力される。移動平均フィルタａ
６では上記出力信号の一定時間の平均化が行われる。
【０００４】移動平均フィルタａ６の出力信号は二乗和
演算回路ａ８に入力され、二乗演算信号に変換される。
一方、ＯＦＤＭ受信信号ａ１は二乗和演算回路ａ５に入
力され、二乗演算信号に変換され、その二乗演算出力信
号は移動平均フィルタａ７に入力される。移動平均フィ
ルタａ７では該二乗演算出力信号の一定時間の平均化が
行われる。移動平均フィルタａ７の出力信号は、二乗演
算回路ａ９に入力され、二乗演算出力信号に変換され
る。除算回路ａ１０では、二乗和演算回路ａ８の出力信
号を二乗演算回路ａ９の出力信号で除算する。除算回路
ａ１０の出力信号としては相関信号が得られるので、ピ
ーク検出回路ａ１１によりこの相関信号から相関ピーク
を検出する。
演算回路ａ８に入力され、二乗演算信号に変換される。
一方、ＯＦＤＭ受信信号ａ１は二乗和演算回路ａ５に入
力され、二乗演算信号に変換され、その二乗演算出力信
号は移動平均フィルタａ７に入力される。移動平均フィ
ルタａ７では該二乗演算出力信号の一定時間の平均化が
行われる。移動平均フィルタａ７の出力信号は、二乗演
算回路ａ９に入力され、二乗演算出力信号に変換され
る。除算回路ａ１０では、二乗和演算回路ａ８の出力信
号を二乗演算回路ａ９の出力信号で除算する。除算回路
ａ１０の出力信号としては相関信号が得られるので、ピ
ーク検出回路ａ１１によりこの相関信号から相関ピーク
を検出する。
【０００５】このようにＯＦＤＭ受信機においては、得
られた相関ピークから同期タイミングを生成するため
に、送信側から送出される図４に示すような特別な信号
「プリアンブル」により同期を行う際、受信直後のプリ
アンブルと遅延したプリアンブルとの間に存在する相関
関係（相関ピーク）を算出する。この場合、ＯＦＤＭ信
号は直交変調されているので、複素数信号として処理さ
れることになり、上記図３の回路による信号処理のフロ
ーは図２のようになる。
られた相関ピークから同期タイミングを生成するため
に、送信側から送出される図４に示すような特別な信号
「プリアンブル」により同期を行う際、受信直後のプリ
アンブルと遅延したプリアンブルとの間に存在する相関
関係（相関ピーク）を算出する。この場合、ＯＦＤＭ信
号は直交変調されているので、複素数信号として処理さ
れることになり、上記図３の回路による信号処理のフロ
ーは図２のようになる。
【０００６】（ａ）受信入力の実数部、虚数部の夫々を
二乗し和をとって二乗和を算出し、この二乗和を移動平
均フィルタにより平滑化して第１の信号Ｐを得る。
二乗し和をとって二乗和を算出し、この二乗和を移動平
均フィルタにより平滑化して第１の信号Ｐを得る。
【０００７】（ｂ）図２において、受信入力（プリアン
ブル）を遅延し符号反転して複素共役信号を生成し、こ
の複素共役信号と上記受信入力とを複素乗算し、得られ
た複素乗算信号の実数部及び虚数部を移動平均フィルタ
により平滑化して実数部をＩとする第２の信号及び虚数
部をＱとする第３の信号を得る。
ブル）を遅延し符号反転して複素共役信号を生成し、こ
の複素共役信号と上記受信入力とを複素乗算し、得られ
た複素乗算信号の実数部及び虚数部を移動平均フィルタ
により平滑化して実数部をＩとする第２の信号及び虚数
部をＱとする第３の信号を得る。
【０００８】（ｃ）相関ピークを得るためには、第２及
び第３の信号Ｉ、Ｑから成る複素数信号が複素平面に描
くベクトルの絶対値を第１の信号で除算する必要がある
が、絶対値を求める際Ｉ、Ｑの二乗和をとるため、除数
のＰも値の重みを合わせるために二乗して上記二乗和を
除算することにより相関信号を得る。
び第３の信号Ｉ、Ｑから成る複素数信号が複素平面に描
くベクトルの絶対値を第１の信号で除算する必要がある
が、絶対値を求める際Ｉ、Ｑの二乗和をとるため、除数
のＰも値の重みを合わせるために二乗して上記二乗和を
除算することにより相関信号を得る。
【０００９】（ｄ）この相関信号をピーク検出回路に入
力し、相関信号の変化の最大（相関ピーク）となる時間
を検出し、受信機の受信タイミング（同期タイミング）
を得る。
力し、相関信号の変化の最大（相関ピーク）となる時間
を検出し、受信機の受信タイミング（同期タイミング）
を得る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述した信号処理フロ
ーにおいて、相関ピークを得るための演算順序をその回
路構成に忠実な式で示すと、
ーにおいて、相関ピークを得るための演算順序をその回
路構成に忠実な式で示すと、
【００１１】
【数１】 となる。即ち、ディジタル的な処理を行う場合、演算有
効桁数が大幅に増大することになる。
効桁数が大幅に増大することになる。
【００１２】図５は上記従来の方法による構成におい
て、上記演算を実行した場合の演算有効桁数の推移を示
す。同図から明らかなように、移動平均フィルタの出力
である第１、第２、第３の信号Ｐ、Ｉ、Ｑにおいて、正
負符号を除いた有効桁数をａ〔ｂｉｔ〕とした場合、次
に行われる二乗演算Ｐ2により２倍の２ａ〔ｂｉｔ〕
と、二乗和演算Ｉ2＋Ｑ2により更に１〔ｂｉｔ〕増大し
て２ａ＋１〔ｂｉｔ〕となる。
て、上記演算を実行した場合の演算有効桁数の推移を示
す。同図から明らかなように、移動平均フィルタの出力
である第１、第２、第３の信号Ｐ、Ｉ、Ｑにおいて、正
負符号を除いた有効桁数をａ〔ｂｉｔ〕とした場合、次
に行われる二乗演算Ｐ2により２倍の２ａ〔ｂｉｔ〕
と、二乗和演算Ｉ2＋Ｑ2により更に１〔ｂｉｔ〕増大し
て２ａ＋１〔ｂｉｔ〕となる。
【００１３】しかるに上記増大した有効桁数のＰ2で、
Ｉ2＋Ｑ2の除算演算に移行するにあたり、Ｐ2及びＩ2＋
Ｑ2の有効桁数を全て生かして上記演算を実行するのは
通常不可能である。例えば、上述した信号処理を行う図
２の構成の回路システムのデータバスライン幅はビット
制限があるのが普通であり、増加した有効桁数は削除し
なければならない。例として、二乗後に上記除算に移行
するデータバスラインの幅を、二乗前の桁数のａ〔ｂｉ
ｔ〕に合わせた場合、２ａもしくは２ａ＋１〔ｂｉｔ〕
に増加した有効桁数の内の上位ａ〔ｂｉｔ〕のみしか除
算に移行することはできず、これは二乗前の有効桁数に
換算すると、０．５ａ〔ｂｉｔ〕以下の意味しか持た
ず、実質的に構成システム全体としての演算有効桁数が
減少したことになる。その結果、受信したＯＦＤＭ信号
の振幅が減少した場合の演算誤差が増加し、受信感度を
下げることになる。
Ｉ2＋Ｑ2の除算演算に移行するにあたり、Ｐ2及びＩ2＋
Ｑ2の有効桁数を全て生かして上記演算を実行するのは
通常不可能である。例えば、上述した信号処理を行う図
２の構成の回路システムのデータバスライン幅はビット
制限があるのが普通であり、増加した有効桁数は削除し
なければならない。例として、二乗後に上記除算に移行
するデータバスラインの幅を、二乗前の桁数のａ〔ｂｉ
ｔ〕に合わせた場合、２ａもしくは２ａ＋１〔ｂｉｔ〕
に増加した有効桁数の内の上位ａ〔ｂｉｔ〕のみしか除
算に移行することはできず、これは二乗前の有効桁数に
換算すると、０．５ａ〔ｂｉｔ〕以下の意味しか持た
ず、実質的に構成システム全体としての演算有効桁数が
減少したことになる。その結果、受信したＯＦＤＭ信号
の振幅が減少した場合の演算誤差が増加し、受信感度を
下げることになる。
【００１４】また増加した有効桁数を全て除算に移行さ
せるとした場合、データバスライン幅をその分増加させ
なければならず、しかも除算回路の規模をも増大させる
ことになる。このことはシステム全体の体積を膨張さ
せ、他の処理を圧迫し、消費電流が増大するなどのシス
テム構成上不利な状況を引き起こすので、前記のように
二乗演算を行うようにしてもデータバスライン幅の増加
することなく、しかも有効桁数の削減をしないですむ方
策を取るべきである。
せるとした場合、データバスライン幅をその分増加させ
なければならず、しかも除算回路の規模をも増大させる
ことになる。このことはシステム全体の体積を膨張さ
せ、他の処理を圧迫し、消費電流が増大するなどのシス
テム構成上不利な状況を引き起こすので、前記のように
二乗演算を行うようにしてもデータバスライン幅の増加
することなく、しかも有効桁数の削減をしないですむ方
策を取るべきである。
【００１５】本発明の目的は、ＯＦＤＭ受信装置などに
おいて相関ピークの検出を行うに当り、システム構成の
増大を防ぐため、データバスライン幅に制限を設けて
も、演算有効桁数を減少させる必要のない方法及び装置
を提供することにある。
おいて相関ピークの検出を行うに当り、システム構成の
増大を防ぐため、データバスライン幅に制限を設けて
も、演算有効桁数を減少させる必要のない方法及び装置
を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の受信装置の相関ピーク検出方法は、プリア
ンブルなどのトレーニング信号を持つ受信信号におけ
る、プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を
平滑化して第１の信号Ｐを得ると共に、上記受信信号と
その所定遅延時間信号の複素共役信号との複素乗算を行
ってその複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑化して第
２及び第３の信号Ｉ，Ｑを得てから、これら信号による
除算で得た除算信号Ｉ／Ｐ及びＱ／Ｐの二乗和から相関
ピークを検出することを要旨とする。
め、本発明の受信装置の相関ピーク検出方法は、プリア
ンブルなどのトレーニング信号を持つ受信信号におけ
る、プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を
平滑化して第１の信号Ｐを得ると共に、上記受信信号と
その所定遅延時間信号の複素共役信号との複素乗算を行
ってその複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑化して第
２及び第３の信号Ｉ，Ｑを得てから、これら信号による
除算で得た除算信号Ｉ／Ｐ及びＱ／Ｐの二乗和から相関
ピークを検出することを要旨とする。
【００１７】また本発明の受信装置の相関ピーク検出装
置は、プリアンブルなどのトレーニング信号を持つ受信
信号における、プリアンブル区間信号の実数部と虚数部
の二乗和を算出する第１の手段と、上記第１の手段の二
乗和を平滑化する第１の移動平均フィルタと、上記受信
信号を所定時間遅延させる遅延回路と、上記遅延回路の
出力遅延時間信号の複素共役信号と上記受信信号とを複
素乗算する第２の手段と、第２の手段からの複素乗算信
号の実数部と虚数部を平滑化する第２の移動平均フィル
タと、上記第１の移動平均フィルタから出力される第１
の信号Ｐで，第２の移動平均フィルタから出力される第
２及び第３の信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、上記除
算手段からの除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を得る第
３の手段と、上記二乗和から相関ピークを検出する第４
の手段と、を備えたことを要旨とする。
置は、プリアンブルなどのトレーニング信号を持つ受信
信号における、プリアンブル区間信号の実数部と虚数部
の二乗和を算出する第１の手段と、上記第１の手段の二
乗和を平滑化する第１の移動平均フィルタと、上記受信
信号を所定時間遅延させる遅延回路と、上記遅延回路の
出力遅延時間信号の複素共役信号と上記受信信号とを複
素乗算する第２の手段と、第２の手段からの複素乗算信
号の実数部と虚数部を平滑化する第２の移動平均フィル
タと、上記第１の移動平均フィルタから出力される第１
の信号Ｐで，第２の移動平均フィルタから出力される第
２及び第３の信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、上記除
算手段からの除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を得る第
３の手段と、上記二乗和から相関ピークを検出する第４
の手段と、を備えたことを要旨とする。
【００１８】更に本発明のＯＦＤＭ受信装置の相関ピー
ク検出方法は、プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つＯＦＤＭ受信信号における、プリアンブル区間信号
の実数部と虚数部の二乗和を平滑化して第１の信号Ｐを
得ると共に、上記受信信号とその所定遅延時間信号の複
素共役信号との複素乗算を行ってその複素乗算信号の実
数部と虚数部を平滑化して第２及び第３の信号Ｉ，Ｑを
得てから、これら信号による除算で得た除算信号Ｉ／Ｐ
及びＱ／Ｐの二乗和から相関ピークを検出することを要
旨とする。
ク検出方法は、プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つＯＦＤＭ受信信号における、プリアンブル区間信号
の実数部と虚数部の二乗和を平滑化して第１の信号Ｐを
得ると共に、上記受信信号とその所定遅延時間信号の複
素共役信号との複素乗算を行ってその複素乗算信号の実
数部と虚数部を平滑化して第２及び第３の信号Ｉ，Ｑを
得てから、これら信号による除算で得た除算信号Ｉ／Ｐ
及びＱ／Ｐの二乗和から相関ピークを検出することを要
旨とする。
【００１９】また更に本発明のプリアンブルなどのトレ
ーニング信号を持つＯＦＤＭ受信信号における、プリア
ンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を算出する第
１の手段と、上記第１の手段の二乗和を平滑化する第１
の移動平均フィルタと、上記受信信号を所定時間遅延さ
せる遅延回路と、上記遅延回路の出力遅延時間信号の複
素共役信号と上記受信ＯＦＤＭ信号とを複素乗算する第
２の手段と、第２の手段からの複素乗算信号の実数部と
虚数部を平滑化する第２の移動平均フィルタと、上記第
１の移動平均フィルタから出力される第１の信号Ｐで，
第２の移動平均フィルタから出力される第２及び第３の
信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、上記除算手段からの
除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を得る第３の手段と、
上記二乗和から相関ピークを検出する第４の手段と、を
備えたことを要旨とする。
ーニング信号を持つＯＦＤＭ受信信号における、プリア
ンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を算出する第
１の手段と、上記第１の手段の二乗和を平滑化する第１
の移動平均フィルタと、上記受信信号を所定時間遅延さ
せる遅延回路と、上記遅延回路の出力遅延時間信号の複
素共役信号と上記受信ＯＦＤＭ信号とを複素乗算する第
２の手段と、第２の手段からの複素乗算信号の実数部と
虚数部を平滑化する第２の移動平均フィルタと、上記第
１の移動平均フィルタから出力される第１の信号Ｐで，
第２の移動平均フィルタから出力される第２及び第３の
信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、上記除算手段からの
除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を得る第３の手段と、
上記二乗和から相関ピークを検出する第４の手段と、を
備えたことを要旨とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明においては、前記演算
【００２１】
【数２】
【００２２】をそのまま実行するのではなく、
【００２３】
【数３】
【００２４】となるように展開し、二乗と除算の順序を
入れ替えて演算するので、その信号処理のフローを図１
に示す。
入れ替えて演算するので、その信号処理のフローを図１
に示す。
【００２５】（Ａ）受信入力の実数部、虚数部の夫々を
二乗し和をとって二乗和を算出し、この二乗和を移動平
均フィルタにより平滑化して第１の信号Ｐを得る。
二乗し和をとって二乗和を算出し、この二乗和を移動平
均フィルタにより平滑化して第１の信号Ｐを得る。
【００２６】（Ｂ）図１において、受信入力（プリアン
ブル）を遅延し符号反転して複素共役信号を生成し、こ
の複素共役信号と上記受信入力とを複素乗算し、得られ
た複素乗算信号の実数部および虚数部を移動平均フィル
タにより平滑化して実数部をＩとする第２の信号及び虚
数部をＱとする第３の信号を得る。
ブル）を遅延し符号反転して複素共役信号を生成し、こ
の複素共役信号と上記受信入力とを複素乗算し、得られ
た複素乗算信号の実数部および虚数部を移動平均フィル
タにより平滑化して実数部をＩとする第２の信号及び虚
数部をＱとする第３の信号を得る。
【００２７】（Ｃ）相関ピークを得るため、第２及び第
３の信号Ｉ、Ｑから成る複素数信号が複素平面に描くベ
クトルの絶対値を第１の信号Ｐで除算する必要があり、
前述したように従来では絶対値を求めていたが、上述し
た理由により移動平均フィルタ以降から相関ピーク検出
までの信号処理を変更し、二乗と除算の演算順序を入れ
替えている。即ち、第２、第３の信号Ｉ、Ｑを夫々第１
の信号Ｐで除算し、（Ｉ/Ｐ）及び（Ｑ/Ｐ）の二乗和
（Ｉ/Ｐ）2＋（Ｑ/Ｐ）2をとることにより相関信号を得
る。
３の信号Ｉ、Ｑから成る複素数信号が複素平面に描くベ
クトルの絶対値を第１の信号Ｐで除算する必要があり、
前述したように従来では絶対値を求めていたが、上述し
た理由により移動平均フィルタ以降から相関ピーク検出
までの信号処理を変更し、二乗と除算の演算順序を入れ
替えている。即ち、第２、第３の信号Ｉ、Ｑを夫々第１
の信号Ｐで除算し、（Ｉ/Ｐ）及び（Ｑ/Ｐ）の二乗和
（Ｉ/Ｐ）2＋（Ｑ/Ｐ）2をとることにより相関信号を得
る。
【００２８】（Ｄ）この相関信号をピーク検出回路に入
力し、相関信号の変化の最大（相関ピーク）となる時間
を検出し、受信機の受信タイミング（同期タイミング）
を得る。
力し、相関信号の変化の最大（相関ピーク）となる時間
を検出し、受信機の受信タイミング（同期タイミング）
を得る。
【００２９】図６は本発明の前記演算順序による演算時
における有効桁数の推移を示す。同図から明らかなよう
に、分子、分母の有効桁が保たれた状態で除算（Ｉ／
Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が行われる。また分母≧分子の関係が
常に保たれているため、二乗に移行する有効桁は下位半
数の桁ですむ。二乗の後でバスライン幅の制限により桁
落ちがあるが、演算の後なので問題ない。従ってこれに
より下記の利点が得られる。
における有効桁数の推移を示す。同図から明らかなよう
に、分子、分母の有効桁が保たれた状態で除算（Ｉ／
Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が行われる。また分母≧分子の関係が
常に保たれているため、二乗に移行する有効桁は下位半
数の桁ですむ。二乗の後でバスライン幅の制限により桁
落ちがあるが、演算の後なので問題ない。従ってこれに
より下記の利点が得られる。
【００３０】（ｉ）移動平均フィルタの出力が常に分母
≧分子となるため、除算は結果的に有効桁数を変化させ
ることなく演算でき、従って、有効桁数を減少させるこ
となく除算を行うことができる。 （ｉｉ）除算後の最大値が１となるため、次の演算で二
乗とビット制限による下位の桁落ちがあっても必ず相関
ピークが得られる。
≧分子となるため、除算は結果的に有効桁数を変化させ
ることなく演算でき、従って、有効桁数を減少させるこ
となく除算を行うことができる。 （ｉｉ）除算後の最大値が１となるため、次の演算で二
乗とビット制限による下位の桁落ちがあっても必ず相関
ピークが得られる。
【００３１】上記利点により従来の方法では除算前に失
っていた有効桁数を生かすことができ、その生かせた有
効桁に相当するだけ受信（同期）感度を増大させること
ができる。
っていた有効桁数を生かすことができ、その生かせた有
効桁に相当するだけ受信（同期）感度を増大させること
ができる。
【００３２】
【実施例】図７は本発明のＯＦＤＭ受信装置の周期タイ
ミング検出装置の一実施例を示す。同図において、図３
と同一符号は同一又は類似の回路をあらわし、ａ１４及
びａ１５は夫々除算回路、ａ１６は二乗和演算回路であ
る。上記実施例において、移動平均フィルタａ６、ａ７
までの動作は図３の装置と同様であり、移動平均フィル
タａ６の出力信号のＩ成分、Ｑ成分は夫々除算回路ａ１
４、ａ１５に入力され、また移動平均フィルタａ７の出
力信号Ｐは除算回路ａ１４、ａ１５に入力され、除算出
力信号（Ｉ／Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が二乗和演算回路ａ１６
に入力される。二乗演算回路ａ１６による二乗和演算
（Ｉ／Ｐ）2＋（Ｑ／Ｐ）2により相関信号が得られる。
ミング検出装置の一実施例を示す。同図において、図３
と同一符号は同一又は類似の回路をあらわし、ａ１４及
びａ１５は夫々除算回路、ａ１６は二乗和演算回路であ
る。上記実施例において、移動平均フィルタａ６、ａ７
までの動作は図３の装置と同様であり、移動平均フィル
タａ６の出力信号のＩ成分、Ｑ成分は夫々除算回路ａ１
４、ａ１５に入力され、また移動平均フィルタａ７の出
力信号Ｐは除算回路ａ１４、ａ１５に入力され、除算出
力信号（Ｉ／Ｐ）、（Ｑ／Ｐ）が二乗和演算回路ａ１６
に入力される。二乗演算回路ａ１６による二乗和演算
（Ｉ／Ｐ）2＋（Ｑ／Ｐ）2により相関信号が得られる。
【００３３】図８及び図９は夫々本発明により相関演算
において有効桁数が増加することによる効果を示すもの
で、図７は、ＯＦＤＭ受信装置の受信波を最適な受信状
態を維持できる振幅に対し、０．５倍の振幅に減少させ
た時における受信入力（プリアンブル）の相関演算結果
の推移（ピークの得られる様子）を、また図８は、振幅
が０．３３（３分の１）倍の時の推移、を夫々従来と本
発明の方法とで比較して示している。
において有効桁数が増加することによる効果を示すもの
で、図７は、ＯＦＤＭ受信装置の受信波を最適な受信状
態を維持できる振幅に対し、０．５倍の振幅に減少させ
た時における受信入力（プリアンブル）の相関演算結果
の推移（ピークの得られる様子）を、また図８は、振幅
が０．３３（３分の１）倍の時の推移、を夫々従来と本
発明の方法とで比較して示している。
【００３４】ＯＦＤＭ受信装置では相関ピークを検出し
て同期（受信）タイミングを決定するが、この時ピーク
が鋭く現れているほど正確なタイミングに同期すること
ができる。従来の方法（Ｂ）では図８に示すように有効
桁数の減少により相関ピーク部が平坦になっているた
め、同期するタイミング位置が不明確になる。これに対
し本発明の方法（Ａ）では、相関ピークが鋭く現れてい
るため、同期タイミングを正確に捉えることができる。
て同期（受信）タイミングを決定するが、この時ピーク
が鋭く現れているほど正確なタイミングに同期すること
ができる。従来の方法（Ｂ）では図８に示すように有効
桁数の減少により相関ピーク部が平坦になっているた
め、同期するタイミング位置が不明確になる。これに対
し本発明の方法（Ａ）では、相関ピークが鋭く現れてい
るため、同期タイミングを正確に捉えることができる。
【００３５】また図９に示すように受信波の振幅を３分
の１にしたことにより、従来の方法（Ｂ）では相関ピー
クを得られず同期及び受信が不可能であるのに対し、本
発明の方法（Ａ）では十分に相関ピークが得られている
ため、同期及び受信が可能である。なお、本発明は、Ｏ
ＦＤＭ受信装置だけでなく、プリアンブルなどのトレー
ニング信号を持つ受信信号用の受信装置における相関ピ
ーク検出のために適用できる。
の１にしたことにより、従来の方法（Ｂ）では相関ピー
クを得られず同期及び受信が不可能であるのに対し、本
発明の方法（Ａ）では十分に相関ピークが得られている
ため、同期及び受信が可能である。なお、本発明は、Ｏ
ＦＤＭ受信装置だけでなく、プリアンブルなどのトレー
ニング信号を持つ受信信号用の受信装置における相関ピ
ーク検出のために適用できる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、受
信波の振幅に減衰が起こった場合に、受信を維持する能
力及び同期タイミングを維持する能力が向上すると共
に、従来のように二乗、加算、除算、データバスライン
夫々の演算有効桁数を増加させることなく受信性能を維
持することができる。
信波の振幅に減衰が起こった場合に、受信を維持する能
力及び同期タイミングを維持する能力が向上すると共
に、従来のように二乗、加算、除算、データバスライン
夫々の演算有効桁数を増加させることなく受信性能を維
持することができる。
【図１】本発明の方法による信号処理のフローを示す図
である。
である。
【図２】従来の方法による信号処理のフローを示す図で
ある。
ある。
【図３】図２の方法を実施するための従来の回路構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のプリアンブル部の信号形式の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図５】従来の演算方法による演算有効桁数の推移の説
明図である。
明図である。
【図６】本発明の演算方法による演算有効桁数の推移の
説明図である。
説明図である。
【図７】本発明の装置の一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】本発明の効果を示す特性図である。
【図９】本発明の効果を示す特性図である。
ａ１ 受信信号 ａ２ 遅延回路 ａ３ 複素共役信号生成回路 ａ４ 乗算回路 ａ５ 二乗和演算回路 ａ６，ａ７ 移動平均フィルタ ａ１１ ピーク検出回路 ａ１４，ａ１５ 除算回路 ａ１６ 二乗和演算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 須永 徹 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 高田 宏正 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5C025 AA11 DA10 5K022 DD01 DD17 DD32 5K047 AA11 CC01 HH15 HH53 MM12 MM33 MM36
Claims (4)
- 【請求項１】 プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つ受信信号における、 プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を平滑
化して第１の信号Ｐを得ると共に、上記受信信号とその
所定遅延時間信号の複素共役信号との複素乗算を行って
その複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑化して第２及
び第３の信号Ｉ，Ｑを得てから、これら信号による除算
で得た除算信号Ｉ／Ｐ及びＱ／Ｐの二乗和から相関ピー
クを検出することを特徴とする受信装置の相関ピーク検
出方法。 - 【請求項２】 プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つ受信信号における、 プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を算出
する第１の手段と、 上記第１の手段の二乗和を平滑化する第１の移動平均フ
ィルタと、 上記受信信号を所定時間遅延させる遅延回路と、 上記遅延回路の出力遅延時間信号の複素共役信号と上記
受信信号とを複素乗算する第２の手段と、 第２の手段からの複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑
化する第２の移動平均フィルタと、 上記第１の移動平均フィルタから出力される第１の信号
Ｐで，第２の移動平均フィルタから出力される第２及び
第３の信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、 上記除算手段からの除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を
得る第３の手段と、 上記二乗和から相関ピークを検出する第４の手段と、を
備えたことを特徴とする受信装置の相関ピーク検出装
置。 - 【請求項３】 プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つＯＦＤＭ受信信号における、 プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を平滑
化して第１の信号Ｐを得ると共に、上記受信信号とその
所定遅延時間信号の複素共役信号との複素乗算を行って
その複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑化して第２及
び第３の信号Ｉ，Ｑを得てから、これら信号による除算
で得た除算信号Ｉ／Ｐ及びＱ／Ｐの二乗和から相関ピー
クを検出することを特徴とするＯＦＤＭ受信信号の相関
ピーク検出法。 - 【請求項４】 プリアンブルなどのトレーニング信号を
持つＯＦＤＭ受信信号における、 プリアンブル区間信号の実数部と虚数部の二乗和を算出
する第１の手段と、 上記第１の手段の二乗和を平滑化する第１の移動平均フ
ィルタと、 上記受信信号を所定時間遅延させる遅延回路と、 上記遅延回路の出力遅延時間信号の複素共役信号と上記
ＯＦＤＭ受信信号とを複素乗算する第２の手段と、 第２の手段からの複素乗算信号の実数部と虚数部を平滑
化する第２の移動平均フィルタと、 上記第１の移動平均フィルタから出力される第１の信号
Ｐで，第２の移動平均フィルタから出力される第２及び
第３の信号Ｉ，Ｑを除算する除算手段と、 上記除算手段からの除算信号Ｉ／Ｐ，Ｑ／Ｐの二乗和を
得る第３の手段と、 上記二乗和から相関ピークを検出する第４の手段と、を
備えたことを特徴とするＯＦＤＭ受信信号の相関ピーク
検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000288287A JP2002101067A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | 受信装置の相関ピーク検出方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000288287A JP2002101067A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | 受信装置の相関ピーク検出方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002101067A true JP2002101067A (ja) | 2002-04-05 |
Family
ID=18771896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000288287A Pending JP2002101067A (ja) | 2000-09-22 | 2000-09-22 | 受信装置の相関ピーク検出方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002101067A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100788653B1 (ko) * | 2002-11-07 | 2007-12-26 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 기반 동기 검출 장치 및 방법 |
| JP2012138920A (ja) * | 2005-08-22 | 2012-07-19 | Cohda Wireless Pty Ltd | 無線ネットワークにおける通信方法および通信システム |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07143097A (ja) * | 1993-11-16 | 1995-06-02 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
| JPH11145931A (ja) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 |
| JP2000252951A (ja) * | 1999-03-01 | 2000-09-14 | Sony Corp | 同期信号検出方法及び無線通信装置 |
-
2000
- 2000-09-22 JP JP2000288287A patent/JP2002101067A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07143097A (ja) * | 1993-11-16 | 1995-06-02 | Toshiba Corp | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
| JPH11145931A (ja) * | 1997-11-07 | 1999-05-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ復調器用シンボルタイミング検出回路 |
| JP2000252951A (ja) * | 1999-03-01 | 2000-09-14 | Sony Corp | 同期信号検出方法及び無線通信装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100788653B1 (ko) * | 2002-11-07 | 2007-12-26 | 삼성전자주식회사 | Ｏｆｄｍ 기반 동기 검출 장치 및 방법 |
| JP2012138920A (ja) * | 2005-08-22 | 2012-07-19 | Cohda Wireless Pty Ltd | 無線ネットワークにおける通信方法および通信システム |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20040908 |
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