SE515218C2 - Anordning och förfarande vid kabelTVnät - Google Patents

Description

25 C30' ,.. ..- .35 . . . 515 218 2 ligen kan man inte använda samma protokoll vid sändning upp- ströms.

Digital information kan överföras över TVkabeln via modem, som omvandlar informationen till en modulering av en analog bärvåg, med en bärfrekvens. Punkt-till-punkt-konfigurationer med sändningar via modem är vanligt vid datakommunikation, och detta kan även användas i kabelTVnät. Nackdelen blir dock att man i basstationen måste hantera ett modem per användare, och detta kan med många användare per basstation bli en både dyrbar och tidskrävande lösning.

Beskrivning av närliggande teknik Vid sändningar via modem över samma kabel måste sändningarna, för att de inte ska krocka på kabeln, multiplexas i tid eller frekvens, som beskrivet i "CATV Return Path Characterization for Reliable Communications", Charles A. Eldering et al, IEEE Communications Magazine, August 1995. Vid tidsmultiplex kan de olika sändarna sända under olika tidsluckor till samma mottagare, och man kan få en multipunkt-till-punkt-konfigura- tion. Ett problem med detta är att varje sändare då utnyttjar den använda kabelTVkanalens hela bandbredd, och en smalbandig störning någonstans inom bandet kan förstöra hela sändningen.

Tidsmultiplex innebär också begränsad flexibilitet eftersom varje sändare behöver hela frekvensbandet och bara kan sända i bestämda tidsluckor. Vidare kan varje sändare bara hanteras under en viss tid i basstationen, vilket kan ge problem om antalet sändare är stort. Även vid traditionell frekvensmul- tiplex ger de höga störnivåerna i uppströmsbandet problem vid mottagningen. Dessutom måste varje kanal filtreras ut med en stor mängd filter, och det är svårt och kostsamt att göra dessa filter tillräckligt smalbandiga. Detta innebär att bärfrekvenserna inte kan läggas alltför tätt, vilket begrän- sar antalet bärfrekvenser som kan utnyttjas inom den använda kabelTVkanalen.

US 5 225 902 beskriver ett system för uppströms signalering 10 15 20 25 2.3.6 .. -.. -.. .35 . . . 515 218 3 med flera bärvågor, ett multibärvågssystem, i kabelTVnät. Man kan då lösa störningsproblemet genom att basstationen över- vakar mottagna signaler och väljer ett antal bärvågsfrekven- ser med lägsta störningsnivå. Dessa valda frekvenser har ingen inbördes korrelation utan är utvalda på grundval av aktuella störningsförhållanden. Eftersom störningsförhållan- dena varierar över dygnet övervakas de mottagna signalerna kontinuerligt, och byte av bärvågsfrekvens sker automatiskt vid behov.

De bästa bärvågsfrekvenserna meddelas användarna, vilka alla därefter sänder på samma, valda, bästa frekvenser. På så sätt försäkrar man sig om att man alltid använder ett antal bär- vågsfrekvenser med lägst störningsnivå, och dessutom gör an- vändningen av flera bärvågsfrekvenser att sändningen blir säkrare, eftersom sannolikheten för att en av signalerna kommer fram i läsbart skick ökar. Detta förfarande kräver emellertid något slags tidsmultiplexning för att inte sänd- ningarna ska krocka, med ovan beskrivna problem som följd.

Sammanfattning Ett problem vid överföring av information över kabelTVnät är den stora mängd modem som behövs om man placerar ett modem hos varje användare och ett för varje användare i basstatio- nen. Dessa modem kan då förvisso kommunicera över Tvkabeln enligt olika kända protokoll, men resultatet blir emellertid en punkt-till-punkt-konfiguration, och eftersom antalet modem i basstationen blir ansenligt blir lösningen kostsam och innebär tidskrävande hantering av de många modemen.

Vid multipunkt-till-punkt-kommunikation måste basstationen kunna avgöra vilken användare som sänder. Man kan då använda t ex frekvens- eller tidsmultiplex. Båda typerna av multiplex innebär avkall på överföringskapaciteten, i tids- respektive frekvensled. Tidsmultiplex ger begränsad flexibilitet, och traditionell frekvensmultiplex kräver en stor mängd mycket smalbandiga filter. 10 15 20 25 :v36 Ü I i ...

-H *QS . .

.H 5-15 218 4 Ett syfte med uppfinningen är att åstadkomma en snabb, flexi- bel och tillförlitlig överföring av information över kabelTV- nät vid multipunkt-till-punkt-konfiguration i uppströmsrikt- ningen, dvs i riktning mot basstationen.

Ytterligare ett syfte med uppfinningen är att övervinna de problem som traditionell frekvensmultiplex innebär, dvs att reducera antalet filter som krävs i basstationens mottagare och åstadkomma en frekvensmultiplexad överföring med tätt liggande bärfrekvenser och därmed en hög utnyttjandegrad av det använda frekvensbandet. Ännu ett syfte med uppfinningen är att kompensera för löp- tidsskillnader som kan finnas mellan signaler från olika an- vändare.

Vidare är det ett syfte med uppfinningen att åstadkomma reducerad störningskänslighet i överföring.

Ovan angivna syften uppfylls med ett förfarande som erhållit de i kravet 1 angivna särdragen. Ytterligare särdrag och vidareutvecklingar hos uppfinningen samt en anordning för att utföra förfarandet anges i de övriga patentkraven.

Enligt uppfinningen åstadkommas en anordning och ett för- farande för sändning och mottagning av information i kabel- TVnät, där varje användare sänder på varsin bärfrekvens.

Bärfrekvenserna är sinsemellan ortogonala, och därför blir varje bärvågs bidrag till nästa lika med noll och de separata kanalerna kan skiljas ut genom beräkning av minst en gemensam algoritm, t ex minst en FFT (Fast Fourier Transform). Denna FFT avkodar alla sändande kanaler simultant och alla använda- re kan således sända samtidigt. Detta ger en snabb och till- förlitlig överföring i multipunkt-till-punkt-konfiguration.

Enligt uppfinningen reduceras den störningskänslighet tids- multiplexning ger. FFT:n reducerar också den mängd olika filter som skulle behövas om varje kanal skulle filtreras ut för sig, vilket är fallet vid traditionell frekvensmultiplex. 10 15 20 25 »äs Q) ..U1 ._ 515 218 5 Eftersom frekvenserna är ortogonala, och inte påverkar var- andra vid separeringen med FFT:n, kan de läggas mycket tätt inom det använda frekvensbandet.

Bärfrekvenser med för höga störningar kan förkastas vid ändrade störningsförhållanden, men de frekvenser som används behåller alltid korrelationen sinsemellan. Denna korrelation beskrives här som att signalerna är ortogonala, men de skulle också kunna ha någon annan typ av korrelation som möjliggör en gemensam separering av de olika sändarkanalerna med minst en gemensam algoritm.

Vidare åstadkommer uppfinningen en kompensering för löptids- skillnader som kan finnas mellan signaler från olika sändare.

Kort figurbeskrivning För att föreliggande uppfinning enkelt ska kunna förstås och utföras kommer den att beskrivas medelst åskådningsexempel och med hänvisning till de bifogade ritningarna, i vilka likartade element betecknas med samma referensnummer och i vilka: figur 1 visar en nätverksarkitektur för ett kabelTVnät i enlighet med en föredragen utföringsform av uppfinningen; figur 2 visar strukturen på en QPSK-sändare, (QPSK = Quadri Phase Shift Keying), varav varje abonnent kan ha en eller flera, och relevanta delar av en nedströmsmottagare; figur 3 visar ett kodningsdiagram för QPSK-signaler, dvs principen för Gray-kodning; figur 4 visar uppbyggnaden av en mottagare i basstationen; figur 5 visar ett beslutdiagram för QPSK-signaler, dvs prin- cipen för avkodning av de Gray-kodade symbolerna; Jäs 10 15 20 25 515 218 6 figur 6A beskriver frekvensbandsallokering för kabelTV ; figur 6B visar subkanalsallokering inom en kabelTVkanal; figur GC illustrerar frekvensspektrum för två sinsemellan ortogonala signaler; figur 7 illustrerar subkanaler med olika fördröjning; figur 8 visar en subkanal som upprepat sänder symbolen "00"; figur 9 visar hur fyra successiva subkanaler som upprepat sänder symbolen "OO" får olika antal faslägen beroende på att de har olika frekvens ; figur 10A beskriver funktionen hos en serie filter, kallad filterbank, för fyra faslägen; figur 10B visar en möjlig implementering av en filterbank för ett flertal faslägen; figur 11 visar ett implementerat system med fyra faslägen; figur 12 visar strukturen på en QPSK-sändare enligt en andra utföringsform av uppfinningen, och relevanta delar av en nedströmsmottagare; Figur 13 illustrerar hur varje skyddsperiod förskjuter faslä- get med en bestämd fasvinkel; figur 14 visar hur ett faskompenseringsorgan kan implemente- ras enligt en andra utföringsform; figur 15 visar en signal med diskontinuerlig fas; figur 16A visar en spektralfördelning för en signal med kontinuerlig fas; och ZIMEI' I _ ' “" 'H -çn - .. 10 15 20 25 515 218 7 figur 16B visar en spektralfördelning för en signal med diskontinuerlig fas.

Detaljerad beskrivning av en föredragen utföringsform Nätverksarkitektur Fig 1 visar en nätverksarkitektur för ett kabelTVnät i enlig- het med en föredragen utföringsform av uppfinningen. En basstation 1 är via kabel 2 förbunden med en antenn 3. Kabeln 2 kan liksom övriga förbindelser med basstationen 1 t ex ut- göras av optisk kabel, koaxialkabel eller vågledare. Bas- stationen 1 är även förbunden med en lagringsenhet 4, en nätverksanslutning 5 och en nätverksenhet 6, vilka eventuellt även kan ingå som delar i själva basstationen. Från nätverk- senheten 6 utgår ett flertal likartade grenar 20, t ex i form av koaxialkablar.

I en visad gren 20 är nätverksenheten 6 elektriskt förbunden via koaxialkabel med en pol 7 på en dubbelriktad förstärkare 8. Förstärkarens andra pol 9 är i sin tur elektriskt för- bunden med en första pol 10 på ett första uttagsdon 11, på vilket en andra pol 12 är ansluten via ett andra uttagsdon 13 till en första abonnent 14. En andra och en tredje abonnent 17 respektive 18 är anslutna direkt till var sin pol på det första uttagsdonet 11.

Varje nätverksgren kan innefatta ett flertal dubbelriktade förstärkare, uttagsdon och abonnenter med olika typ av an- slutning till nätet. Hos den första abonnenten 14 är en TV- mottagare 16 ansluten till nätet via ett riktat kopplingsdon 15, hos den andra abonnenten 17 går nätanslutningen via ett gränssnitt 19 för bredbandstjänster, till vilket är ansluten en dator 21 och en Tvmottagare 22. Hos den tredje abonnenten 18 är en telefon 23 ansluten till nätet via ett gränssnitt 24 för bredbandstjänster.

Sändning nedströms 10 15 20 25 515 218 8 I basstationen 1 kombineras signaler från ett flertal olika källor för överföring nedströms, mot abonnenterna. Källorna kan innefatta satellitsändningar som tas emot av antennen 3, lagrad information från lagringsenheten 4 och information som via nätverksanslutningen 5 överförs från andra nätverk eller andra basstationer.

Om basstationen 1 och nätverksenheten 6 ligger på avstånd från varandra kan signalerna mellan dem överföras på optisk fiber. Dessa kan liksom övriga optiska förbindelser i nätet vara t ex singelmodsfiber, med användning av en mycket linjär optisk modulator med våglängder på t ex 1310 nm eller 1550 nm, och både lasrar med distributiv återkoppling och externa modulatorer kan användas.

Vid sändning av videosignaler nedströms mot abonnenterna omvandlar nätverksenheten 6 de optiska signalerna till elekt- riska, förstärker dem och överför dem till koaxialkablarna 20 med användning av t ex ett RF-modem. Signalerna förstärks utmed varje kabel, vid behov, i dubbelriktade förstärkare. En del av signaleffekten tappas av till varje abonnent med hjälp av uttagsdonen 11,13.

Basstationen 1 eller nätverksenheten 6 innefattar organ 60 för subkanalsallokering. I dessa organ allokeras minst en frekvens för varje abonnent som på en gemensam anropskanal begärt frekvensallokering, och meddelande om dessa allokerade frekvenser sänds till varje abonnent över en nedströmskanal.

Hos abonnenterna 14,l7,18 tas signalerna emot av det riktade kopplingsdonet 15, gränssnittet 19 respektive gränssnittet 24 för bredbandstjänster.

Sändning uppströms Vid sändning uppströms från abonnenten multiplexas signalerna på koaxialkabeln. De dubbelriktade förstärkarna 8 förstärker signalerna utmed kabeln vid behov, och de multiplexade och vid behov förstärkta signalerna överförs till nätverksenheten 10 15 20 25 ïàá gas 515 218 9 6, vilken kombinerar signalerna från ett flertal grenar i nätet och överför dem till basstationen 1, eventuellt omvand- lade till optiska signaler. Basstationen 1 tar emot signaler- na, tolkar dem och behandlar informationen i signalerna. Om nätverket är förbundet med andra nätverk överför basstationen vid behov meddelanden till de andra nätverken, via nätverks- anslutningen 5.

QPSK-sändaren hos abonnenten Fig 2 visar strukturen på en uppströms QPSK-sändare 26, (QPSK = Quadri Phase Shift Keying), varav varje abonnent kan ha en eller flera, och relevanta delar av en nedströms mottagare 27. Båda kan t ex innefattas i gränssnitten 19,24 för bred- bandstjänster. Den information som abonnenten vill sända upp- ströms matas in via t ex telefonens eller datorns knappsats, eller via något annat inmatningsorgan (ej visat) förbundet med gränssnittet 19,24. De abonnenter som är anslutna enbart via ett riktat kopplingsdon 15 kan inte sända uppströms. Det riktade kopplingsdonet 15 har för stor dämpning i uppströms- riktningen, eftersom det är konstruerat för enbart nedströms sändning och ska förhindra eventuella reflektioner i nätet.

Före sändaren 26 slumpkodas den digitala informationen i kod- ningsorgan 28, vilket kan innefattas i sändaren 26, och förs till en symbolkodare 29, vilken styckar den digitala signalen i delar om två bitar och tilldelar ett komplext värde antjbn till varje tvåbitskombination genom Graykodning, visad i fig 3, vilken medför att närliggande fas-skift motsvarar en för- ändring med bara en bit: 00, 01, 11, 10. Varje tvåbitskom- bination kallas en symbol. I denna utföringsform används QPSK-modulering, men man skulle även kunna använda DPSK (Dual Phase Shift Keying), 8PSK (8 Phase Shift Keying), QAM (Qua- drature Amplitude Modulation) eller någon annan signalupp- sättning, beroende på tillgängligt signal/brusförhållande.

Symbolkodarens 29 utgång matar realdelen av utsignalen till en "i-fas"-blandare 30 och imaginärdelen av utsignalen till en "kvadratur-fas"-blandare 31. Enheten 30 har en andra 10 15 20 25 3.6 : 3:5 515 218 10 ingång kopplad till en frekvensomformare 32, till vilken även enheten 31 är kopplad via en -90°-fasförskjutare 33.

Systemet är känsligt för frekvensavvikelser. En frekvensavvi- kelse på enbart 50 ppm, vilket är ett normalt värde för kristallstyrda oscillatorer får mottagaren att tappa följ- ningen av signalen, när fasen driver iväg. Av bl a detta skäl använder systemet den återvunna bärvågen från nedströmskana- len för att generera blandningsbärvågen för uppströmssignalen från abonnenten.

Nedströmsmottagaren 27 har konventionellt en mottagarkrets 35, vars utgång är kopplad till ett adressfilter 36, vars utgång ger en utgående datasignal till abonnenten. Mottagar- kretsen 35 tar emot ett datapaket från basstationen 1.

Adressfiltret 36 skiljer ut den del av datapaketet som är adresserad till den aktuella nedströmsmottagaren 27. Denna del av datapaketet överförs till en styrprocessor 37, vilken styr frekvensomformaren 32. Datapaketet kan förutom infor- mation om allokerad bärfrekvens, innefatta information som beordrar en sändare som hörs dåligt att höja sin sändaref- fekt, och en sändare som hörs bra att sänka sin sändareffekt, eller information om en förbestämd fördröjning av varje sänd- ning. Frekvensomformaren 32 är kopplad till mottagarkretsen 35 och utvinner klock- och styrsignaler ur en nedströmsbärvåg fc.

De på uppströmsbärvågen modulerade signalerna från vardera blandaren 30 och 31 summeras i en adderare 38. Eftersom de bärvågor som matas till de respektive blandarna 30 och 31 är ortogonala mot varandra har även den resulterande bärvågen från adderaren 38 två delar, som är ortogonala mot varandra.

Adderarens 38 digitala utsignal DA-omvandlas i en DA-omvand- lare 39 med en samplingsfrekvens fs som erhålls klockstyrt från enheten 32 i nedströms-mottagaren 27. Efter DA-omvand- ling av de digitala signalerna kallas ett intervall av den analoga signalen, vilket motsvarar en digital tvåbitskom- bination, för en signalenhet eller en symbol. Symbolen efter DA-omvandling är således den digitala symbolens analoga 10 15 20 25 315 :l-šs 515 218 ll motsvarighet med en utsträckning i tiden motsvarande den tid den digitala symbolen ligger på. De analoga signalerna band- passfiltreras i ett bandpassfilter 40 innan de omvandlas från IF- till RF-bandet i en omvandlare 141, vilken kan innefattas i sändaren 26, från vilken signalerna sänds till basstationen 1. Omvandlaren 141 är kopplad till frekvensomformaren 32 var- ifrån den får en frekvensreferens fr för omvandlingen.

Basstationens mottagare Fig 4 visar uppbyggnaden av en mottagare i basstationen 1.

Denna mottar samtidigt signalerna från abonnentsändarna som en bredbandssignal för separering med en gemensam algoritm.

Denna gemensamma algoritm utgörs i den föredragna utförings- formen av en FFT (Fast Fourier Transform), men kan även utgöras av någon annan lämplig algoritm. De mottagna signa- lerna S bandbegränsas med ett bandpassfilter 41, varefter de blandas med en bärvåg vars frekvens är densamma som en grund- frekvens fo, vilken är den lägsta frekvens som utnyttjas av subkanalspaketet. De blandade signalerna lågpassfiltreras med ett lågpassfilter 43 och AD-omvandlas med en AD-omvandlare 44. Den digitala informationen matas därefter till ett FFT- beräkningsblock 45.

FFT:n FFT-beräkningsblocket 45 tar emot data från AD-omvandlaren 44, och beräknar på konventionellt sätt en FFT (Fast Fourier Transform) av mottagna data. Det tidsintervall under vilket FFT:n varje gång beräknas kallas ett FFT-fönster. Längden på detta intervall är vald så att det rymmer ett helt antal perioder för vilken som helst av bärvågorna, och så att FFT:n beräknas på N stycken sampel av indata, där N är en potens av två. Detta medger användning av en snabb radix2-FFT.

FFT:n skiljer ut varje uppströmskanal och matar informationen på en kanal till ett adaptivt utjämnarblock 46. Utjäm- 10 15 20 25 id lä 515 218 12 narblockets 46 utgång är kopplad till ett beslutsblock 49 och till ett beräkningsorgan 48 via en adderare 47 för kompense- ring i utjämnarblocket 46 av förändringar i fas och amplitud, orsakade av kanalens överföringsfunktion. För att fastställa dessa förändringars utseende inleds varje sändning med en för mottagaren känd sekvens av symboler. En omkopplare S1 ställs då i läge för att koppla in ett träningsblock 51 till addera- ren 47. För var och en av symbolerna beräknas felet som en skillnad e mellan den faktiskt mottagna symbolen Sm på utjäm- narblockets 46 utgång och den kända träningssymbolen St som tas från träningsblocket 51. Denna skillnad beräknas av adde- raren 47. Beräkningsorganet 48 minimerar skillnaden genom minsta-kvadratmetoden med en steglängd A, vilken kan erhållas från något av basstationens organ, och påverkar det adaptiva utjämnarblocket 46. Ju längre träningssekvensen är, desto bättre blir felkompenseringen. Efter fullbordad tränings- sekvens ställs omkopplaren S1 i läge för att koppla besluts- blockets 49 utgång till adderaren 47, och en besluts-åter- koppling erhålles, där beräkningsorganet 48 fortlöpande mini- merar skillnaden mellan den mottagna symbolen Sm och en avkodad symbol Sk på beslutsblockets 49 utgång.

Beslutsblocket 49 avkodar symbolerna enligt diagrammet i fig 5. En mottagen symbol Sm översätts med närmast liggande kända symbol Sk. De så avkodade symbolerna utgör den uppströms sända, digitala informationen.

Frekvensallokering Fig 6A beskriver frekvensbandsallokering för kabelTV. Bas- stationen 1 innefattar organ 60 för subkanalsallokering. För uppströms sändningar för olika typer av interaktiv TV, post- orderköp mm har man avdelat frekvensbandet 5-40 MHz, och för nedströms sändningar används bandet 50 MHz och uppåt. Inom dessa frekvensband delas spektrum upp i enskilda band, t ex BA,BB,BC, för enskilda kabelTVkanaler. I fig 6A är detta visat för nedströmsbandet 50 MHz och uppåt, men detsamma gäller i uppströmsbandet 5-40 MHz. 10 15 20 25 :id 515 218 13 Fig 6B visar subkanalsallokering inom en kabelTVkanal. Denna allokering åstadkommes genom att man delar upp frekvensspekt- rum mellan O Hz och halva samplingsfrekvensen, fs/2 i ett antal frekvenser fn, vilket antal är en potens av två och vilka frekvenser alla är multiplar av en grundfrekvens fo, med intervallet Af. Därefter utnyttjas de frekvenser som ligger inom den kabelTVkanal som ska användas, fO,f1,f2,f3,f4, som bärvågor för abonnenternas uppströms sändningar, dvs abonnentsändarna tilldelas varsin unik bärfrekvens. Bärfre- kvenserna väljs ortogonala.

Fig 6C illustrerar frekvensspektrum för två ortogonala signa- ler, sl,s2 med centrumfrekvens f2 respektive f3. Subkanalerna, vars bärfrekvenser valts enligt ovan, kan detekteras samti- digt med användning av en FFT på grund av att indelningen av frekvensbandet gjorts sådan att signalerna är ortogonala.

Innebörden i begreppet ortogonala signaler förklaras nedan.

Om starka störningar gör delar av frekvensbandet oanvändbart kan systemet reallokera de abonnenter som berörs, till andra delar av frekvensbandet. En abonnent som behöver mer band- bredd kan tilldelas fler frekvenser, vilket dock kräver att abonnenten har möjlighet att sända på fler frekvenser samti- digt, t ex med fler än en QPSK-sändare. Eventuell realloke- ring eller tilldelning av flera frekvenser till en användare, görs också i basstationens 1 organ 60 för subkanalsalloke- ring.

Ortogonalitet Två signaler s1(t) och s2(t) med centrumfrekvenserna f2 re- spektive f3 sägs vara ortogonala om de uppfyller villkoret §sl(t)xs2(t)dt=O, över intervallet t=0 till t=¶§ymb°l Detta innebär att det inte finns någon överhörning mellan dem, och de kan detekteras oberoende av varandra. För att bibehålla ortogonaliteten måste de ha en frekvensskillnad Af = 1/Tsymbol 10 15 20 25 Jäïâ 515 '218 14 där Tswflml = en symbolperiod eller signalenhet, dvs det segment av signalen i tidsplanet som motsvarar en binär kod = symbol. Med QPSK-modulering, dvs fyra faslägen blir de fyra digitala symbolerna OO, 01, 11, 10.

Frekvensbandet från noll till halva samplingsfrekvensen delas i 2” intervall, där n är tillräckligt stort för att ge N subkanaler inom kabelTVkanalens frekvensband.

Algoritmen som åstadkommer subkanalsallokeringen innefattas i organ 60 för subkanalsallokering i basstationen 1 eller nätverksenheten 6 och kombinerar en första uppskattning av antalet intervall som krävs med uppgifter om lägsta krävda samplingsfrekvens enligt samplingsteoremet. Om justering behövs kan antalet intervall ökas och/eller samplingsfrekven- sen höjas, så att subkanalerna kan extraheras på ett sätt som är lämpligt för beräkning av FFT-algoritmen.

Fig 7 illustrerar subkanaler K1,K2,K3...Kn, vilka vardera sänder en ström av symboler a1,a2,a3, med olika fördröjning i olika kanaler. (Symbolerna al,a2,a3 kan vara desamma, men behöver inte vara det). Dessa fördröjningar är orsakade av löptiden för signalerna från abonnenterna till basstationen 1. Eftersom olika abonnenter befinner sig på olika avstånd från basstationen 1 är löptiderna olika långa. För att FFT- algoritmen ska kunna särskilja de olika kanalerna krävs att sända symboler från olika abonnenter överlappar i ett tidsin- tervall vari FFT:n beräknas, d v s inga symbolövergångar SX får förekomma i detta intervall, kallat ett FFT-fönster I.

Därför krävs en skyddsperiod Tg mellan varje FFT-fönster, och detta sänker den möjliga överföringstakten i sändningen.

Längden på skyddsperioden bestäms av en maximal skillnad i fördröjning Dmax mellan två sändare. Denna nödvändiga skydds- period ger i sin tur upphov till ytterligare ett problem: fasen hos den mottagna symbolen varierar på ett sätt som de adaptiva utjämnarna 46 inte utan vidare kan kompensera för.

Basstationen 1 innefattar organ 81 för beräkning av längden på skyddsperioden Tg, och organ 82 för beräkning av antal lO 15 20 25 fsk! , . . < . , . -35 - . » . 51-5 218 57* 15 möjliga faslägen, och faslägenas utseende, hos varje separe- rad signal.

Fig 8 visar en subkanal som upprepat sänder symbolen "00", vilket i föregående figur 7 motsvarar att symbolerna a1,a2,a3, är desamma hela tiden. Så behöver inte alls vara fallet men det gör exemplet mer åskådligt. Om skyddsperioden Tg görs lika lång som FFT-fönstret I, markerat som Tg=I, får signalen bara ett och samma fasläge, men då får man bara 50% utnyttjandegrad i överföringen. Om skyddsperioden sätts till 1/4 av FFT:ns längd, markerat i figuren som Tg=I/4, framgår att fasen hos signalen i början av varje FFT-fönster, punk- terna A,B,C,D, upptar fyra punkter i beslutsrummet, åtskilda med ungefär 90°, dvs symbolen har fyra olika faslägen, och detta övergår vida de adaptiva utjämnarnas 46 förmåga till kompensering, även med en lång träningssekvens. Enligt denna utföringsform av uppfinningen väljes skyddsperiodens Tg längd till: Tg = I/2" med I = längden av FFT:n och där 2” ger det maximala antalet faslägen i den mottagna signalen, vid FFT-fönstrets början.

Om skyddsperioden sätts till 1/4 av FFT:ns längd, markerat i figuren som Tg=I/4, fås således maximalt fyra faslägen.

Fig 9 visar hur fyra successiva subkanaler som upprepat sänder symbolen "OO" får olika antal faslägen beroende på att de har olika frekvens. Kanal a) har fyra faslägen al, a2, a3, a4; kanal b) har två faslägen; kanal c) har fyra faslägen och kanal d) har ett fasläge. Antalet faslägen på en kanal be- stäms av dess frekvens och skyddsperiodens längd Tg i för- hållande till FFT:ns längd I. Uppfinningen utnyttjar detta förutsägbara beteende hos fasvariationerna genom att gruppera de symboler som har samma faslägen i grupper och filtrera varje grupp med för dess fas- och dämpningsförhållanden lämp- ligt filter. Basstationen 1 innefattar organ 83 för gruppe- ring av signalerna efter antal möjliga faslägen och organ 84 för cyklisk filtrering av varje grupp av signaler med ett bestämt antal filter, ordnade i filterbankar 70,76. 10 15 20 25 : ska i .' 515 218 16 Fig 10A beskriver funktionen hos en serie filter, kallad fil- terbank 70, för fyra faslägen. Filterbanken 70 innefattar en serie filter Hll(z),H12(z)...H1n(z), som kopplas in cykliskt för att filtrera signalerna. Genom att man vet hur många olika faslägen man maximalt får på en kanal, och i vilken ordning dessa olika faslägen uppträder, kan man låta denna serie olika filter multiplexas i en sådan ordning att en viss symbol utjämnas av just det filter som är avpassat till dess fas-vridning och dämpning. Filtret justeras sedan genom min- sta-kvadratmetoden, varefter man skiftar till nästa i takt med att nästa symbol beräknats av FFT:n. Ett flertal sådana filterbankar innefattas i basstationen 1. Filterbankarnas längd, antalet filter, bestäms av det maximala antalet faslä- gen, 2". Varje filter H(z) i en filterbank har minst en komplex filterkoefficient h och används för ett bestämt fasläge. Filterkoefficienten h kan uppdateras enligt t ex minsta kvadratmetoden med hjälp av beräkningsorganet 48.

Filterbankens 70 ingång kopplas till FFT-beräkningsblocket 45 och ersätter det konventionella adaptiva utjämnarblocket 46, visat i figur 4. Adderaren 47, beräkningsorganet 48 och beslutsblocket 49 fungerar som beskrivet i samband med figur 4.

Fig 10B visar en möjlig implementering av en filterbank 70 för ett flertal faslägen. I figur l0B innehåller filterbanken ett filter 71, vars komplexa filterkoefficient ändras cyk- liskt så att flera olika filter åstadkommes, dvs filterbanken utgörs av ett filter 71 vars komplexa filterkoefficient väljs cykliskt bland ett flertal komplexa filterkoefficienter h2l,h22...h2n, som finns lagrade i ett skiftregister 72.

Skiftregistret 72 skiftas ett steg för varje symbol, och varje koefficient justeras med minsta-kvadratmetoden av beräkningsorganet 48, med steglängden A. Adderaren 47, beräk- ningsorganet 48 och beslutsblocket 49 fungerar som beskrivet i samband med figur 4.

I figurerna 10A och 10B har träningsblocket 51, omkopplaren S1 och därtill hörande förbindelser utelämnats för åskådlig- hets skull, men de innefattas av utföringsformen såsom be- 10 15 20 25 .Bb .. ».. v.. w35 . . 1 . ... 515 218 17 skrivits tidigare.

Fig ll visar ett implementerat system med fyra faslägen.

Eftersom antalet faslägen i varje kanal är känt behöver inte alla kanaler ha maximal längd på sina filter, vilket spar minnesutrymme. Kanalerna K2 och K4 har fyra faslägen och fungerar i analogi med beskrivningen av figur 10B. Kanal Kl har bara ett fasläge och behöver således bara ett filter 73, vars filterkoefficient bara behöver justeras med minsta- kvadratmetoden med hjälp av beräkningsorganet 48. Kanal K3 har två faslägen och därmed två filterkoefficienter c32,c3l i sitt skiftregister 75 för cyklisk inkoppling till filtret 74.

Adderaren 47, beräkningsorganet 48 och beslutsblocket 49 fungerar som beskrivet i samband med figur 4.

Beskrivning av andra utföringsformer I det följande kommer alternativa utföranden av uppfinningen att beskrivas. Endast de från den föredragna utföringsformen särskiljande särdragen har beskrivits. I övriga delar över- ensstämmer de med den föredragna utföringsformen.

Fig 12 visar en QPSK-sändare 126 enligt en andra utförings- form av uppfinningen, och relevanta delar av nedströmsmotta- garen 27. (Varje abonnent kan även här ha en eller flera QPSK-sändare 126). QPSK-sändaren 126 fungerar likadant som QPSK-sändaren 26 i den föredragna utföringsformen, med till- lägg av ett faskompenseringsorgan 142. Faskompenseringsorga- net 142 kompenserar skyddsperiodens Tg inverkan på signalens fasläge, genom att vågformen startas om i ett för varje symbol specifikt fasläge efter varje symbol. I denna ut- föringsform krävs ingen gruppering och filtrering av grupper- na med samma filterbankar, eftersom alla signaler når bassta- tionens 1 mottagare med ett för varje symbol specifikt faslä- ge.

Fig 13 illustrerar hur varje skyddsperiod Tg förskjuter fasläget med en fasvinkel 0. Med Tg=I/4 fås fyra möjliga lO 15 20 25 1:55 515 218 if' 18 faslägen och förskjutningen blir: 6k=6O+ik¶/2 ik=O,1,2,3.

Det krävs då en faskompensering oc = 2flTg/TC , där TC=1/fc dvs bärvågens periodtid.

I ett symbolintervall nummer k kan signalen skrivas: sk(t)=Acos(2¶fct+9k-køc) (k-1)Tsymb0l trigonometrisk utveckling ger: sk(t)=Acos(6k-koc)cos(2nfct)-Asin(0k-koc)sin(2nfct) (2) vidare trigonometrisk utveckling samt ansatserna: ak=cos0k xk=cos(k$C) bk=sin6k yk=sin(k@c) ger sk(t)=A[akxk+bkyk]cos(2flfct)-A[bkxk-akyk]sin(2nfCt) (3).

Inför: A[akxk+bkyk]=ak' och A[bkxk-akyk]=bk' så erhålls: sk(t)=ak'cos(2nfct)-bk'sin(2flfCt) (4) Fig 14 visar hur ekvation 4 kan implementeras i faskompense- ringsorganet 142. Symbolkodaren 29 styckar den digitala signalen i delar om två bitar och tilldelar ett komplext värde akijbk till varje tvåbitskombination motsvarande antjbn, beskrivet i samband med figur 3. Realdelen ak matas till en blandare 143, vari den blandas med ett värde xk, och till en blandare 146, vari den blandas med ett värde yk. Imaginär- delen bk matas till en blandare 147, vari den blandas med ett värde xk, och till en blandare 145, vari den blandas med ett värde yk. Värdena xk och yk erhålles från styrprocessorn 37.

Utsignalerna från blandaren 143 och blandaren 145 summeras i en adderare 148, på vars utgång erhålls ak'. Utsignalerna 10 15 20 25 . - 35 . . 515 218 19 från blandaren 146 och blandaren 147 summeras i en adderare 149, på vars utgång erhålls bk'. De på så vis faskompenserade real- och imaginärdelarna ak' och bk' matas sedan vidare till blandaren 30 respektive blandaren 31, (se figur 12).

Fig 15 visar en signal med diskontinuerlig fas, i enlighet med ekvation 4. Med diskontinuerlig fas menas här att fasen inte är kontinuerlig under det att en ström med likadana symboler sänds. En sådan vågform kan genereras med QPSK- sändaren 126 i figur 12.

Fig 16A visar en spektralfördelning för en signal med konti- nuerlig fas, och figur 16B visar en spektralfördelning för en signal med diskontinuerlig fas, båda som funktion av normerad frekvens. Man skulle kunna befara att denna typ av signal skulle ha en mer svårhanterlig spektralfördelning, men simu- leringar visar att skillnaden inte är så stor. Detta framgår av figurerna 16A och 16B.

Enligt en tredje utföringsform av uppfinningen kan bassta- tionen 1 styra varje abonnents QPSK-sändare 26 att fördröja respektive sändningar med förbestämda tider, så att alla sändningar når basstationens 1 mottagare samtidigt och med ett för varje symbol specifikt fasläge. I denna utföringsform krävs ingen skyddsperiod, och således uppstår inget fasfel av den typ som i den föredragna utföringsformen, dvs faskompen- sering eller gruppering och filtrering av grupperna med samma filterbankar behövs inte, eftersom alla signaler når bassta- tionens 1 mottagare med ett för varje symbol specifikt faslä- ge.

Basstationens 1 organ 81 för beräkning av skyddsperioden Tg och organ 82 för beräkning av antal och utseende på faslägena åstadkommer då information för varje QPSK-sändare 26, an- gående nödvändig fördröjning av uppströmssändningen. Denna information kan t ex sammanföras med informationen om frek- vensallokering och skickas till varje abonnents nedströmsmot- tagare 27, i vilken styrprocessorn 37 ombesörjer fördröjning- en. 10 515 218 20 I den i anslutning till figurerna 1-11 beskrivna föredragna utföringsformen sker omvandlingen mellan optiska och elekt- riska signaler i nätverksenheten 6, men i ett annat utförande kan hela nätverket vara optiskt. Förstärkare och uttagsdon kan då vara optiska sådana, och sändningarna sker med t ex en våglängd för varje abonnent, där våglängderna är sinsemellan korrelerade på ett sådant sätt att alla sändare kan tas emot och separeras samtidigt av minst en gemensam algoritm, t ex minst en FFT. Mellanting kan också tänkas, där en större del av nätverket är optiskt än vad som är fallet i den föredragna utföringsformen, utan att hela nätverket är optiskt.

Claims (13)

10 15 20 25 B35 515 218 21 Patentkrav

1. Förfarande för sändning och mottagning av information över kabelTVnät innefattande minst en basstation förbunden med ett grenformigt kabelnät som grenar ut sig från basstationen till minst tvâ abonnenter försedda med sändare, innefattande ste- gen: - abonnentsändarna tilldelas varsin unik bärfrekvens; - bärfrekvenserna väljs att vara ortogonala mot varandra; och - signaler från abonnentsändarna sänds samtidigt, tas emot i basstationen som en bredbandssignal och separeras med minst en gemensam algoritm.

2. Förfarande enligt krav 1, där den gemensamma algoritmen innefattar beräkning av minst en FFT (Fast Fourier Trans- form).

3. Förfarande enligt krav 1 eller 2, vidare innefattande stegen: - en skyddsperiod införs mellan sända symboler, vilken skyddsperiod har en längd som utgör en förbestämd del av längden på den del av algoritmen som separerar signalerna från de olika abonnentsändarna; och - förhållandet mellan skyddsperiodens längd och längden på den del av algoritmen som separerar signalerna från de olika abonnentsändarna utnyttjas för att bestämma ett antal möjliga faslägen, och utseendet på faslägena, hos varje separerad signal.

4. Förfarande enligt krav 3, vidare innefattande stegen att: - symbolerna grupperas efter antal möjliga faslägen; - varje grupp av symboler filtreras cykliskt med ett bestämt antal filter; och att - antalet filter för varje grupp av symboler bestäms av antalet faslägen för gruppen.

5. Förfarande enligt krav 2, vidare innefattande stegen: - en skyddsperiod beräknas, vilken ges en längd som utgör en 10 15 20 25 Éfi 515 218 n förbestämd del av längden på den del av algoritmen som sepa- rerar signalerna från de olika abonnentsändarna; - förhållandet mellan skyddsperiodens längd och längden på den del av algoritmen som separerar signalerna från de olika abonnentsändarna utnyttjas för att bestämma ett antal möjliga faslägen, och utseendet på faslägena, hos varje separerad signal; och - signaler avsedda att sändas uppströms, mot basstationen, faskompenseras i varje abonnentsändare så att alla signaler får samma fasläge.

6. Förfarande enligt krav 2, vidare innefattande stegen: - en lämplig fördröjning beräknas för varje abonnent; och - varje abonnentsändare styrs att sända efter den för abon- nentsändaren beräknade, lämpliga fördröjningen.

7. Anordning för sändning och mottagning av information över kabelTVnät med minst en anordning (1,6) kopplad till ett grenformigt kabelnät (20,11,13) som grenar ut sig mot minst två abonnenter (l7,l8) försedda med sändare (26), innefattan- de: - organ (60) för allokering av varsin unik bärfrekvens till varje abonnentsändare (26), där bärfrekvenserna är ortogona- la; och - organ (41-50) för samtidig mottagning av signaler från varje abonnentsändare (26) som en bredbandssignal och separe- ring av signalerna med minst en gemensam algoritm.

8. Anordning enligt krav 7 där mottagningsorganen (41-50) vidare innefattar beräkningsorgan (45) för minst en FFT.

9. Anordning enligt krav 7 eller 8, där basstationen (1) vidare innefattar: - organ (81) för beräkning av längden på en skyddsperiod mellan sända symboler; och - organ (82) för beräkning av ett antal möjliga faslägen, och utseendet på faslägena, hos varje separerad signal.

10. Anordning enligt krav 9, där basstationen vidare innefat- 10 15 20 25 5:0 515 218 23 tar; - organ (83) för gruppering av signalerna efter antal möjli- ga faslägen; och - organ (84) för cyklisk filtrering av varje grupp av signa- ler med ett bestämt antal filter, där antalet filter för varje grupp bestäms av antalet faslägen för gruppen.

11. ll. Anordning för sändning och mottagning av information över kabelTVnät med minst en anordning (1,6) kopplad till ett grenformigt kabelnät (20,l1,13) som grenar ut sig mot minst två abonnenter (17,18) försedda med sändare (126) innefat- tande faskompenseringsorgan (142), vilken anordning innefat- tar: - organ (60) för allokering av varsin unik bärfrekvens till varje abonnentsändare (126), där bärfrekvenserna är ortogona- la; och - organ (41-50) för samtidig mottagning av signaler från varje abonnentsändare (126) som en bredbandssignal och sepa- rering av signalerna med minst en gemensam algoritm.

12. Anordning enligt krav 11, där mottagningsorganen (41-50) innefattar beräkningsorgan (45) för minst en FFT.

13. Anordning enligt krav 11 eller 12, innefattande : - organ (81) för beräkning av längden på en skyddsperiod mellan sända symboler; och - organ (82) för beräkning av ett antal möjliga faslägen, och utseendet på faslägena, hos varje separerad signal.