JPH09261121A - 符号分割多重通信装置 - Google Patents
符号分割多重通信装置Info
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- JPH09261121A JPH09261121A JP8066890A JP6689096A JPH09261121A JP H09261121 A JPH09261121 A JP H09261121A JP 8066890 A JP8066890 A JP 8066890A JP 6689096 A JP6689096 A JP 6689096A JP H09261121 A JPH09261121 A JP H09261121A
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- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速同期が可能であり、構成が簡単で、しか
も、待機時の消費電力を小さくすることができる符号多
重分割通信装置を提供すること。 【解決手段】 受信アンテナ１０の受信信号に含まれる
特定パターンがＳＡＷマッチドフィルタ１２によって検
出されると、同フィルタ１２から相関ピークが出力され
る。チップ同期信号発生器１３はその相関ピークを検出
し、その検出時点から一定時間経過した時点で同期信号
を発生する。その同期信号に同期して直交ＰＮ信号発生
器２０が予め決められた直交ＰＮ符号を発生する。ま
た、キャリア生成器２３がＳＡＷマッチドフィルタ１２
の出力に基づいてキャリアを発生する。この発生したキ
ャリアが直交ＰＮ符号発生器２０の出力によって変調さ
れる。そして、受信アンテナによって受信された信号が
変調出力と乗算器２８において乗算され、積分器２９で
積分されて元の信号に戻される。
も、待機時の消費電力を小さくすることができる符号多
重分割通信装置を提供すること。 【解決手段】 受信アンテナ１０の受信信号に含まれる
特定パターンがＳＡＷマッチドフィルタ１２によって検
出されると、同フィルタ１２から相関ピークが出力され
る。チップ同期信号発生器１３はその相関ピークを検出
し、その検出時点から一定時間経過した時点で同期信号
を発生する。その同期信号に同期して直交ＰＮ信号発生
器２０が予め決められた直交ＰＮ符号を発生する。ま
た、キャリア生成器２３がＳＡＷマッチドフィルタ１２
の出力に基づいてキャリアを発生する。この発生したキ
ャリアが直交ＰＮ符号発生器２０の出力によって変調さ
れる。そして、受信アンテナによって受信された信号が
変調出力と乗算器２８において乗算され、積分器２９で
積分されて元の信号に戻される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信に係わり、特に高速同期が可能な符号多重分割通信装
置に関する。
信に係わり、特に高速同期が可能な符号多重分割通信装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】符号多重分割通信方式（ＣＤＭＡ；Code
Division Multiple Access）は、他の多重通信方式
（ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡ）がある一定のユーザ以上は許容
不可能であるのに対し、通信品質が徐々に劣化するため
（Graceful degradation）、符号同期の設定が可能な限
り許容可能であり、ユーザ数の増加を見込むことができ
る。また、耐干渉性、信号秘匿、耐フェージング性にも
優れており、広範囲な利用が行われつつある。
Division Multiple Access）は、他の多重通信方式
（ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡ）がある一定のユーザ以上は許容
不可能であるのに対し、通信品質が徐々に劣化するため
（Graceful degradation）、符号同期の設定が可能な限
り許容可能であり、ユーザ数の増加を見込むことができ
る。また、耐干渉性、信号秘匿、耐フェージング性にも
優れており、広範囲な利用が行われつつある。
【０００３】ＣＤＭＡ通信装置は、送信装置において、
送信すべきベースバンドデータに拡散符号を乗算し、さ
らにキャリアを乗算してアンテナから発信する。そし
て、受信装置においては、送信時の拡散符号と同じ位相
を持つ拡散符号を用意し、in-line相関検波を使用して
ベースバンドデータを取り出す。
送信すべきベースバンドデータに拡散符号を乗算し、さ
らにキャリアを乗算してアンテナから発信する。そし
て、受信装置においては、送信時の拡散符号と同じ位相
を持つ拡散符号を用意し、in-line相関検波を使用して
ベースバンドデータを取り出す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このＣＤＭ
Ａ通信装置においては、受信装置において拡散符号を発
生させるタイミング、すなわち、同期捕捉が問題とな
る。従来、この同期捕捉の方法として、図８に示すディ
ジタルスライディング相関器あるいは図９に示すディジ
タルマッチドフィルタ等が用いられていた。ディジタル
スライディング相関器は、拡散符号を受信信号より早く
巡回させ、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）等を有する判
定回路によって同期引き込みを行う。
Ａ通信装置においては、受信装置において拡散符号を発
生させるタイミング、すなわち、同期捕捉が問題とな
る。従来、この同期捕捉の方法として、図８に示すディ
ジタルスライディング相関器あるいは図９に示すディジ
タルマッチドフィルタ等が用いられていた。ディジタル
スライディング相関器は、拡散符号を受信信号より早く
巡回させ、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）等を有する判
定回路によって同期引き込みを行う。
【０００５】このディジタルスライディング相関器はＬ
ＯＯＰを用いた同期機構であるため、安定に同期保持が
できるが、相関器のバランスによる動作不安定があり、
また、最大で符号１周期の巡回が必要であり、同期捕捉
に時間がかかる欠点がある。ディジタルマッチドフィル
タは、シフトレジスタを有して構成され、既知の拡散符
号と受信信号との相関積分を行うことにより、相関ピー
クを検出することによって同期捕捉を行う。このディジ
タルマッチドフィルタは、スライディング相関器より高
速同期が可能であるが、相関ピークの存在タイミングに
あいまいさが生じる可能性がある。また、拡散符号の１
周期のチップ数が多くなると（例えば数千）、シフトレ
ジスタのビット数も多くなり、経済的に問題が生じる。
ＯＯＰを用いた同期機構であるため、安定に同期保持が
できるが、相関器のバランスによる動作不安定があり、
また、最大で符号１周期の巡回が必要であり、同期捕捉
に時間がかかる欠点がある。ディジタルマッチドフィル
タは、シフトレジスタを有して構成され、既知の拡散符
号と受信信号との相関積分を行うことにより、相関ピー
クを検出することによって同期捕捉を行う。このディジ
タルマッチドフィルタは、スライディング相関器より高
速同期が可能であるが、相関ピークの存在タイミングに
あいまいさが生じる可能性がある。また、拡散符号の１
周期のチップ数が多くなると（例えば数千）、シフトレ
ジスタのビット数も多くなり、経済的に問題が生じる。
【０００６】さらに、上述したスライディング相関器、
ディジタルマッチドフィルタは共に、待機時（信号受信
時以外）における電力消費が大きい問題がある。この発
明は上記の事情を考慮してなされたもので、高速同期が
可能であり、構成が簡単で、しかも、待機時の消費電力
を小さくすることができる符号多重分割通信装置を提供
することを目的とする。
ディジタルマッチドフィルタは共に、待機時（信号受信
時以外）における電力消費が大きい問題がある。この発
明は上記の事情を考慮してなされたもので、高速同期が
可能であり、構成が簡単で、しかも、待機時の消費電力
を小さくすることができる符号多重分割通信装置を提供
することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、受信アンテナと、受信アンテナによって受信された
信号が印可され、該信号に含まれる特定パターンを抽出
する表面弾性波デバイスと、表面弾性波デバイスから出
力される相関ピークを検出し、その検出時点から一定時
間経過した時点で同期信号を発生する同期信号発生手段
と、同期信号発生手段から出力される同期信号に同期し
て予め決められた符号を発生する符号発生手段と、表面
弾性波デバイスの出力に基づいてキャリアを発生するキ
ャリア発生手段と、キャリアを符号発生手段の出力によ
って変調する変調手段と、受信アンテナによって受信さ
れた信号を変調手段の出力によって相関検波する検波手
段とを設けてなるものである。
は、受信アンテナと、受信アンテナによって受信された
信号が印可され、該信号に含まれる特定パターンを抽出
する表面弾性波デバイスと、表面弾性波デバイスから出
力される相関ピークを検出し、その検出時点から一定時
間経過した時点で同期信号を発生する同期信号発生手段
と、同期信号発生手段から出力される同期信号に同期し
て予め決められた符号を発生する符号発生手段と、表面
弾性波デバイスの出力に基づいてキャリアを発生するキ
ャリア発生手段と、キャリアを符号発生手段の出力によ
って変調する変調手段と、受信アンテナによって受信さ
れた信号を変調手段の出力によって相関検波する検波手
段とを設けてなるものである。
【０００８】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の符号分割多重通信装置において、表面弾性波デバイス
にＳＡＷマッチドフィルタを用いたものである。請求項
３に記載の発明は、請求項２に記載の符号分割多重通信
装置において、ＳＡＷマッチドフィルタを、Ａｌ2Ｏ3基
板と、このＡｌ2Ｏ3基板上に形成されたＡｌＮ膜と、前
記ＡｌＮ膜上に形成されたＡｌタッピングパターンとか
ら構成したことを特徴とする。請求項４に記載の発明
は、請求項１に記載の符号分割多重通信装置において、
符号発生手段が直交ＰＮ符号を発生することを特徴とす
る。請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の符号分
割多重通信装置において、同期信号発生手段を、表面弾
性波デバイスの出力を包絡線検波する検波回路と、検波
回路の出力が一定レベルを越えた時点を検出する比較回
路と、比較回路の出力を受け一定時間を計時し、該一定
時間が経過した時点で同期信号を発生する信号発生手段
とから構成したことを特徴とする
の符号分割多重通信装置において、表面弾性波デバイス
にＳＡＷマッチドフィルタを用いたものである。請求項
３に記載の発明は、請求項２に記載の符号分割多重通信
装置において、ＳＡＷマッチドフィルタを、Ａｌ2Ｏ3基
板と、このＡｌ2Ｏ3基板上に形成されたＡｌＮ膜と、前
記ＡｌＮ膜上に形成されたＡｌタッピングパターンとか
ら構成したことを特徴とする。請求項４に記載の発明
は、請求項１に記載の符号分割多重通信装置において、
符号発生手段が直交ＰＮ符号を発生することを特徴とす
る。請求項５に記載の発明は、請求項１に記載の符号分
割多重通信装置において、同期信号発生手段を、表面弾
性波デバイスの出力を包絡線検波する検波回路と、検波
回路の出力が一定レベルを越えた時点を検出する比較回
路と、比較回路の出力を受け一定時間を計時し、該一定
時間が経過した時点で同期信号を発生する信号発生手段
とから構成したことを特徴とする
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
によるＣＤＭＡ受信装置の構成を示すブロック図、図２
は同送信装置の構成を示すブロック図である。まず、送
信装置から説明する。図２において、符号１は送信すべ
きベースバンドデータを発生するベースバンドデータ発
生回路である。このベースバンドデータ発生回路は、制
御回路２からの起動信号Ｓ１を受け、図３（イ）に示す
ように、まず、１１チップの間”１”信号を出力し、次
いで５チップの間”０”信号を出力し、そして、送信す
べきデータを出力する。また、上記動作を繰り返す。こ
こで、送信データは１ビットが１０２４チップに対応
し、したがって、送信すべきデータがＮビットの場合、
１０２４×Ｎチップの間データ出力が行われる。
施の形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
によるＣＤＭＡ受信装置の構成を示すブロック図、図２
は同送信装置の構成を示すブロック図である。まず、送
信装置から説明する。図２において、符号１は送信すべ
きベースバンドデータを発生するベースバンドデータ発
生回路である。このベースバンドデータ発生回路は、制
御回路２からの起動信号Ｓ１を受け、図３（イ）に示す
ように、まず、１１チップの間”１”信号を出力し、次
いで５チップの間”０”信号を出力し、そして、送信す
べきデータを出力する。また、上記動作を繰り返す。こ
こで、送信データは１ビットが１０２４チップに対応
し、したがって、送信すべきデータがＮビットの場合、
１０２４×Ｎチップの間データ出力が行われる。
【００１０】符号３は、制御回路２からの信号Ｓ２（図
２（ロ）参照）が”１”に立ち上がった時点以降、予め
決められたショートＰＮ符号を発生するショートＰＮ符
号発生器である。ここで、ショートＰＮ（Pseudorandom
Noise）符号とは、周期性を有する疑似ランダム雑音符
号であり、Ｍ系列、バーカー系列、ゴールド系列等が知
られている。そして、この実施形態では、１１チップバ
ーカーコードが用いられており、１周期の構造は次の通
りである。 １１１０００１００１０ また、図３（ハ）にこのショートＰＮ符号発生器３の出
力を示す。
２（ロ）参照）が”１”に立ち上がった時点以降、予め
決められたショートＰＮ符号を発生するショートＰＮ符
号発生器である。ここで、ショートＰＮ（Pseudorandom
Noise）符号とは、周期性を有する疑似ランダム雑音符
号であり、Ｍ系列、バーカー系列、ゴールド系列等が知
られている。そして、この実施形態では、１１チップバ
ーカーコードが用いられており、１周期の構造は次の通
りである。 １１１０００１００１０ また、図３（ハ）にこのショートＰＮ符号発生器３の出
力を示す。
【００１１】４は、制御回路２からの信号Ｓ３（図３
（ホ）参照）が”１”に立ち上がった時点以降、予め決
められた直交ＰＮ符号を発生する直交ＰＮ符号発生器で
ある。ここで、直交ＰＮ符号とは、自己相関関数が位相
差０以外の場合に０となる符号系列であり、サイドロー
ブが発生しないため、ＤＳ／ＣＤＭＡに適した符号であ
る。図３（ニ）にこの直交ＰＮ符号発生器の出力を示
す。５はショートＰＮ符号発生器３の出力と直交ＰＮ符
号発生器４の出力を加算する加算器、６はベースバンド
データ発生回路１の出力と加算器５の出力を乗算する乗
算器である。この乗算器の出力を図３（ヘ）に示す。７
はキャリア（搬送波：図３（チ）参照）を発生する発振
器、８は乗算器６の出力と発振器７の出力を乗算する乗
算器であり、その出力を図３（ト）に示す。９は乗算器
８の出力を増幅する増幅器、１０は増幅器９の出力を空
中に放射するアンテナである。
（ホ）参照）が”１”に立ち上がった時点以降、予め決
められた直交ＰＮ符号を発生する直交ＰＮ符号発生器で
ある。ここで、直交ＰＮ符号とは、自己相関関数が位相
差０以外の場合に０となる符号系列であり、サイドロー
ブが発生しないため、ＤＳ／ＣＤＭＡに適した符号であ
る。図３（ニ）にこの直交ＰＮ符号発生器の出力を示
す。５はショートＰＮ符号発生器３の出力と直交ＰＮ符
号発生器４の出力を加算する加算器、６はベースバンド
データ発生回路１の出力と加算器５の出力を乗算する乗
算器である。この乗算器の出力を図３（ヘ）に示す。７
はキャリア（搬送波：図３（チ）参照）を発生する発振
器、８は乗算器６の出力と発振器７の出力を乗算する乗
算器であり、その出力を図３（ト）に示す。９は乗算器
８の出力を増幅する増幅器、１０は増幅器９の出力を空
中に放射するアンテナである。
【００１２】このように、図２に示す送信装置は、ま
ず、１１チップのショートＰＮ符号を送信し、次いで５
チップのダミーデータを送信した後、直交ＰＮ符号で拡
散変調した送信データ（ベースバンドデータ）を送信す
る。次に、受信装置について説明する。図１において、
符号１０は受信アンテナ、１２はＳＡＷマッチドフィル
タ（ＳＡＷコリレータ）である。なお、ＳＡＷはSurfac
e Acoustic Wave （表面弾性波）の略である。図４はＳ
ＡＷコリレータ１２の構成を示す斜示図である。この図
において１２ａはＡｌ2Ｏ3（サファイア）によって形成
された基板、１２ｂはこのＡｌ2Ｏ3基板上にＭＯ−ＣＶ
Ｄ法により形成されたＡｌＮ（窒化アルミニウム）膜で
あり、このＡｌＮ膜上に光リソグラフィ技術によってＡ
ｌ（アルミニウム）入力パターン１２ｃと、Ａｌタッピ
ングパターン１２ｄが各々形成されている。ここで、Ａ
ｌタッピングパターン１２ｄは前述したバーカーコード
（１１１０００１００１０）に対応したパターンとなっ
ている。
ず、１１チップのショートＰＮ符号を送信し、次いで５
チップのダミーデータを送信した後、直交ＰＮ符号で拡
散変調した送信データ（ベースバンドデータ）を送信す
る。次に、受信装置について説明する。図１において、
符号１０は受信アンテナ、１２はＳＡＷマッチドフィル
タ（ＳＡＷコリレータ）である。なお、ＳＡＷはSurfac
e Acoustic Wave （表面弾性波）の略である。図４はＳ
ＡＷコリレータ１２の構成を示す斜示図である。この図
において１２ａはＡｌ2Ｏ3（サファイア）によって形成
された基板、１２ｂはこのＡｌ2Ｏ3基板上にＭＯ−ＣＶ
Ｄ法により形成されたＡｌＮ（窒化アルミニウム）膜で
あり、このＡｌＮ膜上に光リソグラフィ技術によってＡ
ｌ（アルミニウム）入力パターン１２ｃと、Ａｌタッピ
ングパターン１２ｄが各々形成されている。ここで、Ａ
ｌタッピングパターン１２ｄは前述したバーカーコード
（１１１０００１００１０）に対応したパターンとなっ
ている。
【００１３】いま、図５（イ）に示す信号（図３（ト）
と同じ）がアンテナ１１によって受信され、ＳＡＷマッ
チドフィルタ１２の入力パターン１２ｃへ印可される
と、該信号がＳＡＷとなってＳＡＷマッチドフィルタ１
２の表面を伝達され、タッピングパターン１２ｄを通過
する。そして、伝達された波動の位相がタッピングパタ
ーン１２ｄと丁度一致すると、各波動振幅が積分され、
図５（ロ）に示すように、タッピングパターンの出力端
１２ｏ，１２ｏに１１倍の相関ピークが現れる。また、
波動の位相がタッピングパターン１２ｄと一致しない場
合は出力端１２ｏ，１２ｏの電圧は相関ピークの１／１
１となる。このＳＡＷコリレータ１２の出力は、チップ
同期信号発生回路１３へ印可される。
と同じ）がアンテナ１１によって受信され、ＳＡＷマッ
チドフィルタ１２の入力パターン１２ｃへ印可される
と、該信号がＳＡＷとなってＳＡＷマッチドフィルタ１
２の表面を伝達され、タッピングパターン１２ｄを通過
する。そして、伝達された波動の位相がタッピングパタ
ーン１２ｄと丁度一致すると、各波動振幅が積分され、
図５（ロ）に示すように、タッピングパターンの出力端
１２ｏ，１２ｏに１１倍の相関ピークが現れる。また、
波動の位相がタッピングパターン１２ｄと一致しない場
合は出力端１２ｏ，１２ｏの電圧は相関ピークの１／１
１となる。このＳＡＷコリレータ１２の出力は、チップ
同期信号発生回路１３へ印可される。
【００１４】なお、図４に示すＡｌＮ／Ａｌ2Ｏ3構造
は、伝搬速度が約6000m/secと他の圧電体に比較して
１．５〜２倍であり、加工寸法を大きくとることがで
き、また、電気機械結合係数も約１％と比較的大きく、
伝搬時間温度係数を零にできることから、ＧＨｚ帯ＳＡ
Ｗデバイス材料として最適である。
は、伝搬速度が約6000m/secと他の圧電体に比較して
１．５〜２倍であり、加工寸法を大きくとることがで
き、また、電気機械結合係数も約１％と比較的大きく、
伝搬時間温度係数を零にできることから、ＧＨｚ帯ＳＡ
Ｗデバイス材料として最適である。
【００１５】チップ同期信号発生器１３は、直交ＰＮ符
号を発生するタイミングを指示する同期信号を発生する
回路であり、図６に示すように、包絡線検波回路１５
と、比較回路１６と、同期信号発生回路１７とから構成
されている。包絡線検波回路１５は、ＳＡＷマッチドフ
ィルタ１２の出力の包絡線検波を行い、その出力を比較
回路１６の＋入力端へ供給する。比較回路１６は包絡線
検波回路１５の出力と一定電圧Ｖｔｈとを比較し、前者
が後者より大の場合に検出信号を出力する。ここで、一
定電圧Ｖｔｈには、ＳＡＷマッチドフィルタ１２の相関
ピークを検出できるような値が選ばれており、したがっ
て、比較回路１６はＳＡＷマッチドフィルタ１２から相
関ピークが出力された時これを検出し、検出信号を同期
信号発生回路１７へ出力する。
号を発生するタイミングを指示する同期信号を発生する
回路であり、図６に示すように、包絡線検波回路１５
と、比較回路１６と、同期信号発生回路１７とから構成
されている。包絡線検波回路１５は、ＳＡＷマッチドフ
ィルタ１２の出力の包絡線検波を行い、その出力を比較
回路１６の＋入力端へ供給する。比較回路１６は包絡線
検波回路１５の出力と一定電圧Ｖｔｈとを比較し、前者
が後者より大の場合に検出信号を出力する。ここで、一
定電圧Ｖｔｈには、ＳＡＷマッチドフィルタ１２の相関
ピークを検出できるような値が選ばれており、したがっ
て、比較回路１６はＳＡＷマッチドフィルタ１２から相
関ピークが出力された時これを検出し、検出信号を同期
信号発生回路１７へ出力する。
【００１６】同期信号発生回路１７は比較回路１６から
の検出信号を受け、一定時間を計測した後同期信号Ｓｄ
を出力する。ここで、一定時間とは、図５におけるダミ
ーデータが伝達される時間である。すなわち、同期信号
Ｓｄは、受信アンテナ１０においてベースバンドデータ
の先頭部が受信される時刻を示している。直交ＰＮ符号
発生器２０は同期信号Ｓｄを受け、図２の直交ＰＮ符号
発生器４と全く同じ直交ＰＮ符号を発生し、乗算器２２
へ出力する。図５（ニ）にこの直交ＰＮ符号発生器４の
出力を示す。
の検出信号を受け、一定時間を計測した後同期信号Ｓｄ
を出力する。ここで、一定時間とは、図５におけるダミ
ーデータが伝達される時間である。すなわち、同期信号
Ｓｄは、受信アンテナ１０においてベースバンドデータ
の先頭部が受信される時刻を示している。直交ＰＮ符号
発生器２０は同期信号Ｓｄを受け、図２の直交ＰＮ符号
発生器４と全く同じ直交ＰＮ符号を発生し、乗算器２２
へ出力する。図５（ニ）にこの直交ＰＮ符号発生器４の
出力を示す。
【００１７】キャリア生成器２３は、ＳＡＷマッチドフ
ィルタ１２の出力に含まれるキャリアを抽出し、レベル
調整をして出力する回路であり、図７に示すように、Ｓ
ＡＷマッチドフィルタ１２の出力を増幅する増幅器２４
と、増幅器２４の出力を受け、レベルがほぼ一定のキャ
リア信号（図５（ハ）参照）を出力するＡＧＣ（自動利
得調整）回路２５と、キャリア周波数以外の雑音成分を
除去するバンドパスフィルタ２６とから構成されてい
る。
ィルタ１２の出力に含まれるキャリアを抽出し、レベル
調整をして出力する回路であり、図７に示すように、Ｓ
ＡＷマッチドフィルタ１２の出力を増幅する増幅器２４
と、増幅器２４の出力を受け、レベルがほぼ一定のキャ
リア信号（図５（ハ）参照）を出力するＡＧＣ（自動利
得調整）回路２５と、キャリア周波数以外の雑音成分を
除去するバンドパスフィルタ２６とから構成されてい
る。
【００１８】乗算器２２はキャリア生成器２３から出力
されるキャリア信号と、直交ＰＮ符号発生器２０から出
力される直交ＰＮ符号を乗算して乗算器２８へ出力する
（図５（ホ）参照）。乗算器２８は受信アンテナ１０に
よって受信された信号と乗算器２２の出力とを乗算す
る。すなわち、この乗算器２８においてin-line相関検
波が行われる。この乗算器２８の出力は積分器２９にお
いて直交ＰＮ符号の符号長で積分され、もとのベースバ
ンドデータに復調される。図５（へ）に積分器２９の出
力を示す。
されるキャリア信号と、直交ＰＮ符号発生器２０から出
力される直交ＰＮ符号を乗算して乗算器２８へ出力する
（図５（ホ）参照）。乗算器２８は受信アンテナ１０に
よって受信された信号と乗算器２２の出力とを乗算す
る。すなわち、この乗算器２８においてin-line相関検
波が行われる。この乗算器２８の出力は積分器２９にお
いて直交ＰＮ符号の符号長で積分され、もとのベースバ
ンドデータに復調される。図５（へ）に積分器２９の出
力を示す。
【００１９】このように、上記実施形態においては、
「パケット方式」を採用し、同期捕捉／追尾用にショー
トＰＮ符号を用い、送信データの拡散に直交ＰＮ符号を
用いている。これにより、ＲＦ帯にてＳＡＷマッチドフ
ィルタ１２からショートＰＮ符号の相関ピークが得ら
れ、それから同期信号とキャリアの抽出が可能となるた
め、簡単で高速な同期捕捉が可能となる。この結果、in
-line相関検波を用いて容易にＣＤＭＡ通信装置を構成
することが可能となる。
「パケット方式」を採用し、同期捕捉／追尾用にショー
トＰＮ符号を用い、送信データの拡散に直交ＰＮ符号を
用いている。これにより、ＲＦ帯にてＳＡＷマッチドフ
ィルタ１２からショートＰＮ符号の相関ピークが得ら
れ、それから同期信号とキャリアの抽出が可能となるた
め、簡単で高速な同期捕捉が可能となる。この結果、in
-line相関検波を用いて容易にＣＤＭＡ通信装置を構成
することが可能となる。
【００２０】また、ディジタルスライディング相関器等
のディジタル相関器は、ＲＦ帯（キャリアを含んだま
ま）では相関操作が行えないので、検波が必要になる。
したがって、検波が不可能な低Ｃ／Ｎ（キャリアノイ
ズ）下では相関が行えない。これに対し、ＳＡＷマッチ
ドフィルタはＲＦ帯での相関操作を行うことができるの
で、相関操作によってプロセスゲイン分のノイズの抑圧
ができる。したがって、低Ｃ／Ｎでも相関検波→復調が
可能になる。また、ＳＡＷマッチドフィルタは受動素子
であり、電力消費がない。したがって、待機電力の少な
い装置を構成することができる。さらに、ＳＡＷマッチ
ドフィルタはフロントエンド（ＲＦ帯のまま）使用でき
るので、ダウンコンバート等の必要がない利点がある。
のディジタル相関器は、ＲＦ帯（キャリアを含んだま
ま）では相関操作が行えないので、検波が必要になる。
したがって、検波が不可能な低Ｃ／Ｎ（キャリアノイ
ズ）下では相関が行えない。これに対し、ＳＡＷマッチ
ドフィルタはＲＦ帯での相関操作を行うことができるの
で、相関操作によってプロセスゲイン分のノイズの抑圧
ができる。したがって、低Ｃ／Ｎでも相関検波→復調が
可能になる。また、ＳＡＷマッチドフィルタは受動素子
であり、電力消費がない。したがって、待機電力の少な
い装置を構成することができる。さらに、ＳＡＷマッチ
ドフィルタはフロントエンド（ＲＦ帯のまま）使用でき
るので、ダウンコンバート等の必要がない利点がある。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
速同期が可能であり、構成が簡単で、しかも、待機時の
消費電力が小さい符号分割多重通信装置を提供すること
ができる。
速同期が可能であり、構成が簡単で、しかも、待機時の
消費電力が小さい符号分割多重通信装置を提供すること
ができる。
【図１】 この発明の一実施形態による符号多重分割受
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の一実施形態による符号多重分割送
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】 図２に示す受信装置の各部の波形を示す波形
図である。
図である。
【図４】 図１に示すＳＡＷマッチドフィルタ１２の構
成を示す斜視図である。
成を示す斜視図である。
【図５】 図１に示す受信装置の各部の波形を示す波形
図である。
図である。
【図６】 図１におけるチップ同期信号発生器１３の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図７】 図１に示すキャリア生成器２３の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】 従来のディジタルスライディング相関器の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図９】 従来のディジタルマッチドフィルタの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
１０……受信アンテナ、１２……ＳＡＷマッチドフィル
タ、１３……チップ同期信号発生器、２０……直交ＰＮ
符号発生器、２２……乗算器、２３……キャリア生成
器、２８……乗算器。
タ、１３……チップ同期信号発生器、２０……直交ＰＮ
符号発生器、２２……乗算器、２３……キャリア生成
器、２８……乗算器。
Claims (5)
- 【請求項１】 受信アンテナと、 前記受信アンテナによって受信された信号が印可され、
該信号に含まれる特定パターンを抽出する表面弾性波デ
バイスと、 前記表面弾性波デバイスから出力される相関ピークを検
出し、その検出時点から一定時間経過した時点で同期信
号を発生する同期信号発生手段と、 前記同期信号発生手段から出力される同期信号に同期し
て予め決められた符号を発生する符号発生手段と、 前記表面弾性波デバイスの出力に基づいてキャリアを発
生するキャリア発生手段と、 前記キャリアを前記符号発生手段の出力によって変調す
る変調手段と、 前記受信アンテナによって受信された信号を前記変調手
段の出力によって相関検波する検波手段と、 を具備してなる符号分割多重通信装置。 - 【請求項２】 前記表面弾性波デバイスはＳＡＷマッチ
ドフィルタである請求項１に記載の符号分割多重通信装
置。 - 【請求項３】 前記ＳＡＷマッチドフィルタは、Ａｌ2
Ｏ3基板と、このＡｌ2Ｏ3基板上に形成されたＡｌＮ膜
と、前記ＡｌＮ膜上に形成されたＡｌタッピングパター
ンとから構成されていることを特徴とする請求項２に記
載の符号分割多重通信装置。 - 【請求項４】 前記符号発生手段は直交ＰＮ符号を発生
することを特徴とする請求項１に記載の符号分割多重通
信装置。 - 【請求項５】 前記同期信号発生手段は、前記表面弾性
波デバイスの出力を包絡線検波する検波回路と、 前記検波回路の出力が一定レベルを越えた時点を検出す
る比較回路と、 前記比較回路の出力を受け一定時間を計時し、該一定時
間が経過した時点で同期信号を発生する信号発生手段と
からなることを特徴とする請求項１に記載の符号分割多
重通信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066890A JPH09261121A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 符号分割多重通信装置 |
| US08/822,374 US6061342A (en) | 1996-03-22 | 1997-03-20 | Code division multiple access apparatus |
| EP97104888A EP0797315B1 (en) | 1996-03-22 | 1997-03-21 | Code division multiple access apparatus |
| DE69724860T DE69724860T2 (de) | 1996-03-22 | 1997-03-21 | Kodemultiplexmehrfachzugriffsgerät |
| KR1019970009618A KR100221464B1 (ko) | 1996-03-22 | 1997-03-21 | 부호분할 다중통신장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8066890A JPH09261121A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 符号分割多重通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09261121A true JPH09261121A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13328967
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8066890A Pending JPH09261121A (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 符号分割多重通信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6061342A (ja) |
| EP (1) | EP0797315B1 (ja) |
| JP (1) | JPH09261121A (ja) |
| KR (1) | KR100221464B1 (ja) |
| DE (1) | DE69724860T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2000035110A1 (fr) * | 1998-12-09 | 2000-06-15 | Tsubochi Kazuo | Procede de communication multiplex par repartition de code |
| JP2007274700A (ja) * | 2007-04-06 | 2007-10-18 | Hitachi Communication Technologies Ltd | 移動通信システムのセルサーチ方法 |
| US7778310B2 (en) | 1998-05-13 | 2010-08-17 | Fipa Frohwitter Intellectual Property Ag | Code division multiple access mobile communication system |
| KR101351603B1 (ko) * | 2012-08-24 | 2014-02-13 | 건국대학교 산학협력단 | 단일 반송파 ｍｉｍｏ기반의 ｐｎ시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템 및 그 방법 |
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| JP3291248B2 (ja) * | 1998-07-16 | 2002-06-10 | 日本碍子株式会社 | 弾性表面波マッチトフィルタ |
| US6442190B1 (en) * | 1998-11-10 | 2002-08-27 | The Board Of Regents Of The University Of Nebraska | Method and system for self-encoding a sequential string of data symbols for transmission via communication systems |
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| US6825794B2 (en) | 2000-06-02 | 2004-11-30 | Research In Motion Limited | Wireless communication system using surface acoustic wave (SAW) second harmonic techniques |
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| US7796694B1 (en) | 2005-11-04 | 2010-09-14 | Cypress Semiconductor Corporation | Circuit and method or encoding DSSS signals |
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-
1996
- 1996-03-22 JP JP8066890A patent/JPH09261121A/ja active Pending
-
1997
- 1997-03-20 US US08/822,374 patent/US6061342A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-03-21 DE DE69724860T patent/DE69724860T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-03-21 EP EP97104888A patent/EP0797315B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-03-21 KR KR1019970009618A patent/KR100221464B1/ko not_active IP Right Cessation
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0797315A3 (en) | 2002-11-13 |
| KR100221464B1 (ko) | 1999-09-15 |
| DE69724860T2 (de) | 2004-07-08 |
| DE69724860D1 (de) | 2003-10-23 |
| EP0797315B1 (en) | 2003-09-17 |
| KR970068216A (ko) | 1997-10-13 |
| EP0797315A2 (en) | 1997-09-24 |
| US6061342A (en) | 2000-05-09 |
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|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
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