KR100791663B1 - 확산 스펙트럼 송수신기 및 디지털 수신기 감도 확장 방법 - Google Patents

확산 스펙트럼 송수신기 및 디지털 수신기 감도 확장 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 아날로그 상관 기법에 관한 것으로서, 확산 스펙트럼 송수신기의 디지털 수신기부에 이용되어 소정의 디지털 수신기 부품을 언제 턴온할지를 결정한다. 특정 실시예에 따르면, 아날로그 상관기는 무선 섹션으로부터 다운 변환된 동위상 및 직교 위상 출력을 수신하여 수신 신호가 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하는 시기를 판단한다. 제어 회로는 상관기에 접속되어 기저 대역 프로세서의 디지털 수신기 부분에서 플래쉬 A/D 변환기를 선택적으로 활성화시킨다. 아날로그 상관기는 RSSI를 대신하여 수신 신호가 존재하는지 여부를 스니핑한다.

Description

확산 스펙트럼 송수신기 및 디지털 수신기 감도 확장 방법{METHOD FOR EXTENDING DIGITAL RECEIVER SENSITIVITY USING ANALOG CORRELATION}
본 발명은 전반적으로 통신 전자 분야에 관한 것으로써, 특히 아날로그 상관(analog correlation)을 이용하여 디지털 수신기의 감도를 확장하는 방법에 관한 것이다.
확산 스펙트럼은 군용 및 상업용으로 폭넓게 이용하는 통신 기술이다. 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 전송된 변조(transmitted modulation)는 채널을 통해 전송되기 전에 대역폭 확산(즉, 증가)되고, 수신기에서 동일한 양만큼 대역폭 역확산(즉, 감소)된다.
확산 스펙트럼을 위한 목표 응용 분야 중 한가지는 개별 전자 장치 사이에 무선 또는 고주파 통신을 용이하게 하는 것이다. 예컨대, 무선 근거리 통신망(WLAN)은 무선 기법을 이용하여 공중을 통해 데이터를 송수신함으로써, 유선 접속 필요성을 최소화하는 가요성 데이터 통신 시스템이다. 전형적인 WLAN에 있어서, 액세스 지점은 고정 위치로부터 유선 네트워크를 접속시키는 송수신기에 의해 제공된다. 종단 사용자는 랩탑 컴퓨터 내의 PC 카드 또는 데스트탑 컴퓨터용 ISA나 PCI 카드로서 전형적으로 구현되는 송수신기를 통하여 WLAN에 접속한다. 송수신기는 휴대용 컴퓨터, PDA(personal digital assistant) 등의 장치와 집적화될 수 있다.
오늘날 시판중인 대부분의 WLAN 제품은 900 ㎒ 및 2.4 ㎓ ISM 주파수 대역에서 동작하는 수직 애플리케이션(vertical application)을 목표로 하는 적절한 확산 스펙트럼 솔루션이다. 전술한 바와 같이, 이러한 제품은 PCMCIA, ISA 및 맞춤 PC형 보드 플랫폼에서의 액세스 지점 및 무선 어댑터를 포함한다. 전형적인 확산 스펙트럼 송수신기는 전송될 신호의 원하는 변조 및 송수신기에서 수신된 신호의 원하는 복조를 제공하는 기저 대역 프로세서(a baseband processor)에 결합된 통상의 IF 무선 회로를 포함한다. 따라서, 기저 대역 프로세서는 직접 시퀀스(DS : direct sequence) 변조, 주파수 호핑(FH : frequency hopping) 변조, 타임 호핑(TH : time hopping) 변조 또는 하나 이상의 다양한 기법을 함께 혼합하는 혼합형 변조 등의 주어진 확산 스펙트럼 변조 기법을 실행한다.
IEEE 802.11 WLAN 표준에 따라 설계된 공지의 확산 스펙트럼 송수신기에 있어서, 기저 대역 프로세서는 전형적으로 무선 섹션 내의 직교 IF 복조기로부터의 수신된 I(동위상) 및 Q(직교) 신호를 처리하는 온-보드 듀얼 평행(on-board dual parallel)("또는 플래쉬") 아날로그/디지털(A/D) 변환기를 포함한다. 플래쉬 A/D 변환기는 연속적인 근사 처리와는 달리, 아날로그/디지털 변환을 한 단계로 실행한다. 특히, 플래쉬 A/D 변환기는 입력 아날로그 전압을 2n-1 개의 임계 전압들과 동시에 비교하여 아날로그 전압을 나타내는 n 비트 디지털 코드를 발생시킨다. 전형적으로, 기저 대역 프로세서는 무선 섹션 내의 수신 신호 세기 표시자(RSSI : a receive signal strength indicator)로부터 제공된 아날로그 신호를 변환하는 다른 플래쉬 A/D 변환기를 포함한다.
그러나, 신호 세기 표시를 제공하는 RSSI는, 신호가 잡음 레벨에 있거나 그 근처에 있을 때(예컨대, IEEE 802.11b 수신기에서 -95 dBm) 부정확한 검출의 확률을 낮추기 위해 효율적으로 동작할 수 없다. 전형적으로 저렴한 수신기(예컨대, IEEE 802.11b의 경우 ISM 2.4 ㎓ 시스템 등)에 있어서, RSSI는 일반적으로 도 1에 도시된 바와 같이 입력 신호의 전 범위에 걸쳐 동작한다. 중간 범위 동작 시, RSSI 출력 신호로부터 수신 신호의 발생을 판정할 수 있다. VRSSI가 Vmin인 잡음만의 상황(noise-only situation)에서, 신호 발생은 부정확한 검출 확률이 낮아지도록 잡음 세기보다 약 10㏈ 정도 크지 않으면 검출될 수 없다. 이것은 도 1에 도시되어 있다. 따라서, 신호가 잡음 레벨에 있거나 또는 근처에 있는 경우(즉, RSSI를 신뢰할 수 없을 때)에 낮은 부정확한 검출 확률을 가지고 결정하는 한 가지 방법은 분리 상관(separate correlation)을 실행하는 것이다. 이것은 메시지 전송 이후에 플래쉬 A/D 변환기가 턴오프되더라도 온 상태로 유지될 것을 요구한다. 플래쉬 A/D 변환기는 많은 양의 전류를 유도하기 때문에, 전력을 많이 소비하게 된다.
수신 신호를 "스니핑(sniff)"하기 위해 플래쉬 A/D 변환기를 우선적으로 턴온할 필요없이 잡음 레벨에 또는 근처에서 신호가 발생할 때 확산 스펙트럼 송수신기의 수신기 부분의 감도를 증가시키는 것이 바람직하다. 본 발명은 이러한 필요성을 다루고 있다.
발명의 개요
아날로그 상관 기법은 확산 스펙트럼 송수신기의 디지털 수신기 부분에서 사용되어 수신 신호가 발생할 때 주어진 디지털 수신기 부품을 언제 턴온할지를 결정한다. 특정 실시예에 따르면, 아날로그 상관기는 무선 섹션으로부터 아날로그 I 및 Q 출력을 수신하고, 국부 의사 난수(PN : pseudorandom number) 시퀀스를 수신 신호 내의 유사한 시퀀스로 록킹(locking)한다. 아날로그 상관기가 PN 시퀀스를 정렬시킬 때, 그 대응하는 상관 피크(correlaton peak)가 충분히 크면, 디지털 수신기 부분의 플래쉬 A/D 변환기가 턴온된다. 실제로, 신호가 잡음 플로어(noise floor) 또는 그 근처에 있는 경우에는 낮은 부정확한 경보 발생 가능성으로 무선 신호 세기 표시기(RSSI)가 수신 신호 온셋(onset)을 검출하지 못하기 때문에, 아날로그 상관기는 수신 신호에 대해 "스니핑"한다.
예시된 실시예에 있어서, 아날로그 상관기는 각 I 및 Q 채널에 대하여 아날로그 곱셈기, 적분기 및 덤프 회로(an integrator and dump circuit), 샘플 앤드 홀드 회로(a sample-and-hold circuit), 아날로그 제곱기(analog squarer)를 포함한다. 의사 난수(PN) 시퀀스 발생기는, 선택된 지연의 적용 이후에, 각 채널에 대해 소정의 PN 시퀀스를 제공한다. PN 시퀀스 발생기는 사전결정된 칩 레이트로 각 데이터 비트를 확산시켜 확산 스펙트럼 변조를 제공하는 데 이용되는 발생기이다. 대표적인 실시예에 있어서, PN 시퀀스는 바커 PN 시퀀스(a Barker PN sequence)이다. 동작 시, 신호가 잡음 레벨 또는 그 근처에 있을 때, PN 시퀀스 록킹 이후에, 상관기 출력은 선택된 지연에서 소정의 상대적인 상관 피크에 있게 된다. 소정의 상대적인 상관 피크가 임계치를 초과할 때, 제어 신호는 아날로그 상관기로부터 출력되어 디지털 수신기 내의 플래쉬 A/D 변환기를 턴온한다. 결과적으로, 수신 신호가 발생하고 상대적인 상관 피크가 주어진 임계치를 초과할 때 더 많은 전력 소비 플래쉬 A/D 변환기가 활성화된다. 변환기들은 종래의 기술에 언급된 바와 같이 수신 신호를 스니핑하기 위하여 활성화될 필요가 없다.
본 발명의 일부 목적 및 특징을 앞에서 개략 설명했다. 이러한 목적 및 특징들은 본 발명의 우수한 특징 및 적용을 단지 예시하는 것이다. 많은 다른 장점들은 다른 방법으로 본 발명을 응용하거나, 개시될 본 발명을 수정함으로써 달성될 것이다. 따라서, 본 발명의 다른 목적 및 완전한 이해는 다음과 같은 상세한 설명을 참조해야 할 것이다.
본 발명 및 그 장점에 대한 보다 완전한 이해를 위해, 첨부하는 도면과 함께 후속하는 상세한 설명을 참조하여야 한다.
도 1은 종래의 확산 스펙트럼 수신기에서 수신 신호 세기 표시자 전압과 신호 세기 사이의 관계를 나타낸 도면,
도 2는 종래의 대표적인 확산 스펙트럼 송수신기의 구조에 대한 블록도,
도 3은 도 2의 확산 스펙트럼 송수신기의 기저 대역 프로세서 부품들에 대한 블록도,
도 4는 본 발명의 기본 동작 원리를 도시하는 아날로그 상관기의 블록도,
도 5는 본 발명에 따라 신호 세기가 잡음 레벨 또는 그 근처에 있을 때 디지털 수신기 회로를 제어하기 위해 아날로그 상관기를 어떻게 사용할지에 대한 방법을 도시한 상세 블록도.
도 2는 본 발명을 실행할 수 있는 공지된 무선 송수신기(200)를 도시하고 있다. 이 송수신기는 제안된 IEEE 802.11 표준에 따라 2.4 ㎓ ISM 대역에서의 WLAN 응용에 이용될 수 있지만, 본 발명은 이에 국한되지는 않는다. 송수신기는 RF 전력 증폭기 및 송신/수신 스위치(204)에 결합되는 선택가능한 안테나(202)를 포함한다. 또한, 저잡음 증폭기(206)는 안테나에 동작가능하게 결합된다. 송수신기는 저잡음 증폭기(206)와 RF 전력 증폭기 및 송신/수신 스위치(204)에 접속되는 업/다운 변환기(208)를 구비한다. 업/다운 변환기(208)는 2중 주파수 합성기(210) 및 직교 IF 변조기/복조기(212)에 접속된다. IF 변조기/복조기(212)는 널리 공지된 바와 같이 RSSI 모니터링하는 수신 신호 세기 표시자(RSSI) 기능, 또는 "스니핑" 기능을 포함한다. 하나 이상의 필터(214) 및 전압 제어 발진기(VCOs)(216)도 제공될 수 있다. 전술한 부품들은 확산 스펙트럼 송수신기의 통상적인 무선 부분을 포함한다. 그러한 부품들의 동작은 잘 알 것이다.
확산 스펙트럼 기저 대역 프로세서(218)는 무선 부분에 결합되고 본 기술 분야에서 널리 알려진 전 이중 또는 반 이중 패킷 기반 확산 스펙트럼 통신을 도모하는데 필요한 모든 기능을 포함한다. 특히, 프로세서는 IF 변조기(212)로부터 동위상(I) 및 직교(Q) 신호를 수신하는 온 보드 이중 플래쉬 A/D 변환기(on-board dual, flash A/D converters)(220 및 222)를 갖는다. 기저 대역 프로세서는 IF 변조기(212)로부터 수신된 신호 세기 표시자(RSSI) 전압을 처리하는 또 다른 A/D 변환기(224)도 포함한다. CCA(Clear Channel Assessment) 회로(226)는 CCA 기능을 제공하여 데이터 충돌을 피하고 네트워크 처리량을 최적화한다. 플래쉬 A/D 변환기 출력은 수신 신호를 역확산하는 복조기(228)에 제공된다. 변조기(230)는 잘 알겠지만 확산 기능을 실행한다. 인터페이스 회로(232)는 복조기(228)와 변조기(230)에 접속되어 기저 대역 프로세서로부터/로 데이터를 인터페이스한다. 상술한 모든 부품들은 당업자에게 널리 알려져 있다.
확산 스펙트럼 기법 중 한 유형으로는 직접 시퀀스 변조(direct sequence modulation)가 있다. 예시를 위해, 본 발명은 직접 시퀀스 기저 대역 처리기와 관련하여 설명될 것이지만, 본 발명이 이에 한정되지는 않는다. 직접 시퀀스 변조는 의사 랜덤 번호(PN) 발생기의 출력 시퀀스를 펄스 트레인(a train of pulses)상에서 선형 변조함으로써 형성되는데, 각 펄스는 칩 타임(chip time)이라고 불리는 지속 기간을 갖는다. 11 비트 바커 시퀀스(즉, ++++---+--+-)는 이러한 목적에 이용될 수 있다. 물론, 11 비트 바커 시퀀스의 사용은 단지 예시적일 뿐이다. 바커 시퀀스는 -(n-1) < τ < n-1인 모든 τ에 대하여 │ρs(τ)│<1인 비주기적 자기 상관 값(aperiodic autocorrelation values)을 갖는 길이 n의 2진 (-1, +1) 시퀀스 {s(t)}이다. 전형적으로 이러한 유형의 변조는 2진 위상 시프트 키잉(BPSK : binary phase-shift-keyed) 정보 신호와 함께 이용된다. 직접 시퀀스 BPSK 신호는 직접 시퀀스 변조에 의해 BPSK 신호를 승산하는 것에 의해 발생된다. 수신 BPSK 신호를 복조하기 위하여, (역확산을 위해 이용되는 수신기에서 PN 파형을 발생시키는) 국부 PN 랜덤 발생기는 수신 BPSK 신호의 PN 파형의 원 칩(one chip) 내로 동기화되어야 한다. 이러한 기능은 칩의 일부(fraction)만큼 시간적으로 순차적으로 국부 PN 파형을 스텝화하고(step), 각 위치에서 수신 파형과 국부 PN 기준 파형 사이의 고도한 상관에 대해 검색하는 검색 루틴에 의해 행해진다. 그 검색은 대강의 정렬이 달성되었음을 표시하는 상관이 소정의 임계치를 초과할 때 종료한다. 2 개의 파형을 대강 정렬한 후에, 지연-록킹(delay-locked) 또는 타우 디더 추적 루프(tau-dither tracking loop)를 이용하여 정밀 정렬을 유지시킨다. 이러한 프로세스의 다른 세부 사항은, 예컨대, 본원에서 참조로서 인용되는 "The Communications Handbook, 16.4(1997), CRC Press]에 개시되어 있다.
도 3은 기저 대역 프로세서(300) 및 그 관련된 플래쉬 A/D 변환기(302 및 304)를 도시하고 있다. 이론적으로, 플래쉬 변환기(302 및 304)는 메시지의 종료(EOM) 전송 이후에(승인이 예상되지 않는다면) 턴오프될 수 있다. 그러나, 종래의 기술에 있어서, 이것은 실용적인 것이 아니다. 특히, 신호가 RSSI의 잡음보다 높되 10 ㏈보다 낮은 경우에 출력에서 부정확한 경보 발생 확률이 높으면, 언제 수신 신호 세기가 잡음 플로어(대략 -95 dBm)보다 높되 약 10 dB 정도보다 작은지를 판정하는데 RSSI 출력이 효과적으로 이용될 수 없다. 따라서, 종래 기술에서, 플래쉬 A/D 변환기는 잡음 플로어(약 -95와 -85 ㏈m사이) 근처에서의 수신 신호 온셋에 대한 "스니핑"을 위해 온 상태로 유지되어야 한다. 그러한 상관에 필요한 플래쉬 A/D 변환기는 대량의 전류를 유도한다. 이러한 문제점을 극복하고, 디지털 수신기의 전체 전력 소비를 줄이기 위해서, 본 발명은 수신 신호를 저 전력 아날로그 상관기로 스니핑함으로써 디지털 수신기 감도를 확장한다. 아날로그 상관기가 수신 신호의 존재를 나타내는 상관 피크를 검출하면, 주 기저 대역 프로세서 내의 플래쉬 A/D 변환기는 턴온된다. 아날로그 상관기의 부품들은 저 전력 소자이며, 플래쉬 A/D 변환기의 사용을 제한한 결과, 송수신기의 전체 전력 소비는 종래의 송수신기와 비교하여 상당히 줄어든다.
도 4는 아날로그 상관기(400)의 기본 동작을 도시하고 있다. 일반적으로, 아날로그 상관기는, 국부 PN 시퀀스(예컨대 11 비트 바커)를 샘플링되고 다운 변환된(sampled down-converted) 동위상 및 직교 위상 신호 V1 및 VQ 내의 유사한 PN 시퀀스와 동기화시키는데 이용된다. 아날로그 상관기가 PN 시퀀스를 정렬하면, 그 대응하는 상관 피크가 임계치를 초과한 경우에, 수신기 섹션의 디지털 부분 내의 플래쉬 A/D 변환기가 턴온된다. 이들 변환기는 EOM 전송 이후에 정상적으로 오프된다.
이 도면에서는 IF 복조기로부터 발생된 동위상(I) 신호만이 처리된 것으로 도시되어 있다. 물론, 상관기(400)는 직교 위상(Q) 신호를 처리하는 비슷한 루프도 포함한다. 도시된 바와 같이, IF 복조기 단으로부터 제공된 VI 신호는, 11 비트 시프트 레지스터(404)에 의해 발생되고 지연 회로(406)에 의해 τ만큼 지연된 이후의 바커 시퀀스와 아날로그 곱셈기(402)에서 혼합된다. 11 비트 시프트 레지스터는 소정의 주파수, 예컨대, 11 ㎒에서 동작한다. 아날로그 혼합기(402)의 출력은 가산 회로(408)에 의해 가산된 다음, 샘플 회로(410)에 의해 샘플링된다. 본 예시에서 샘플 레이트는 매 11 칩이다. 이어서, 샘플링 출력은 제곱 회로(412)에서 제곱되어 Q 신호에 대해 유사하게 유도된 출력과 가산되고, 그 결과는 제어 회로(414)로 인가된다. 동작 시, 시프트 레지스터 출력은 수신 VI 신호 및 수신 VQ 신호내의 바커 파형의 원 칩 내로 동기화된다. 그런 다음, 제어 회로는 지연 회로(406)에 의해 제공된 지연 τ을 조정하기 위한 신호를 생성하여 바커 시퀀스의 정렬을 유지시킨다. 시퀀스들이 정렬되면, 상관기는 대략 11의 처리 이득을 갖는다. 처리 이득이 소정의 임계치보다 높은 상관 피크를 나타내면, 수신 신호 온셋이 발생하고 플래쉬 A/D 변환기가 활성화된다.
도 5는 신호가 잡음 플로어 또는 그 근처에서 발생할 떼 수신 신호의 존재를 검출하는 데 사용하는 본 발명의 아날로그 상관기(500)의 바람직한 실시예를 도시하고 있다. 상관기는 아날로그 곱셈기(502), 적분기 및 덤프 회로(504), 샘플 앤드 홀드 회로(506), 아날로그 제곱 회로(508)를 포함하는 I 채널 브랜치를 포함한다. Q 채널 브랜치는 아날로그 곱셈기(510), 적분기 및 덤프 회로(512), 샘플 앤드 홀드 회로(514), 아날로그 제곱 회로(516)를 포함한다. 각 브랜치는 PN 발생기(518)로부터 제공된 바커(또는 다른 PN) 시퀀스와 함께 각 VI 및 VQ신호를 제공받는다. 도 4에 도시된 바와 같이, PN 시퀀스는 지연 회로(520)에 의해 τ 만큼 지연된다. 제어 회로(525)는 제어 신호를 생성하는데, 그 제어 신호는 저속 A/D 변환기(522)에 의해 디지털 형태로 변환되고 그 지연 회로(520)를 제어하는 데 이용된다. A/D 변환기(522)와 지연 회로(520)는 종래의 타우-디더 추적 루프를 포함한다. 동작 시, 피크 상관은, 원 칩 내에 (PN 발생기와 각 I 및 Q 신호로부터 발생된) PN 시퀀스가 있을 때, 일어난다. 이 부분에서, 제어 회로(525)는 추적 루프에 의해 사용되는 출력 신호를 발생시킴으로써, 그 상관이 피크 값으로 유지되도록 지연 τ을 설정한다. 상관 피크가 소정의 임계치보다 크면, 제어 회로(525)는 온 상태로 플래쉬 A/D 변환기(524 및 526)를 활성화시키는 출력을 발생시킨다. 전술한 바와 같이, 변환기(524 및 526)는 EDM 전송 이후에 정상적으로 오프된다.
제어 회로는 예컨대 소프트웨어 구동 프로세서, 마이크로컨트롤러, 유한 상태 머신, 핸드와이어형 로직(handwired logic), ASIC(application-specific integrated circuit), FPGA(field programmable gave array), 디지털 신호 처리기(DSP) 등의 임의의 편리한 방식으로 구현될 수 있다. 일단 지연이 결정되면, 제어 회로는 이러한 값을 디지털 수신기에 제공하여 디지털 부품에 의한 상관을 용이하게 한다.
아날로그 상관기는 수신 신호가 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하는 때(아니면, RSSI가 비효율적일 때)를 검출하는 동작을 한다. 상관 피크가 발생하면때, 플래쉬 A/D 변환기는 턴온된다. 이러한 플래쉬 A/D 변환기의 지능적 제어는 기저 대역 프로세서에서 전력 관리를 개선시켜 확산 스펙트럼 송수신기의 전반적인 성능을 개선한다.
당업자라면 아날로그 상관이 신호 검출 지점의 측면에서 보면 상대적으로 품질이 떨어지지만, 반대로 그 대응하는 (디지털 수신기 회로에서 수행되는) 바커 상관은 고품질 신호 검출을 제공함을 알 것이다. 따라서, 전반적으로, 본 기술은 저품질 신호 검출용 아날로그 상관기 및 고품질 신호 검출용 정상 디지털 상관기를 이용한다.

Claims (10)

  1. 기저 대역 프로세서(a baseband processor)(218)에 접속된 무선 회로(radio circuit:208, 212)를 포함하는 확산 스펙트럼 송수신기(a spread spectrum transceiver)(200)에 있어서,
    상기 기저 대역 프로세서는 상기 무선 회로로부터 수신된 다운 변환된 동위상 및 직교 위상 신호(down-converted in-phase and quadrature-phase signals)를 샘플링하는 플래쉬 A/D 변환기(220, 222)와 확산 스펙트럼 역확산기(a spread spectrum despreader)를 포함하되,
    상기 송수신기는,
    수신 신호가 소정의 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생되는 시기를 검출하는 아날로그 상관기(an analog correlator)(400)와,
    상기 아날로그 상관기에 접속되어 상기 플래쉬 A/D 변환기를 선택적으로 활성화시키는 제어 회로(414)를 포함하고,
    상기 아날로그 상관기는, 상기 수신 신호가 상기 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하면, 상기 제어 회로가 상기 플래쉬 A/D 변환기를 선택적으로 활성화할 수 있도록 하는 신호를 상기 제어 회로에 전송하는
    확산 스펙트럼 송수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 아날로그 상관기는 의사 난수(PN : pseudorandom number) 시퀀스 발생기(518), 동위상 섹션(an in-phase section) 및 직교 위상 섹션(a quadrature section)을 포함하는 확산 스펙트럼 송수신기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 동위상 섹션은,
    상기 무선 회로로부터의 다운 변환된 동위상 신호 및 상기 PN 시퀀스 발생기에 의해 발생된 비트 시퀀스를 수신하고, 이러한 수신에 응답하여 제 1 신호를 발생시키는 아날로그 곱셈기(502)와,
    소정의 시간 주기에 걸쳐 상기 제 1 신호를 적분하여 제 2 신호를 발생시키는 적분기 및 덤프 회로(an integrator and dump circuit)(504)와,
    상기 제 2 신호를 샘플링하여 제 3 신호를 발생시키는 샘플 앤드 홀드 회로(a sample and hold circuit)(506)와,
    상기 제 3 신호를 제곱하여 제 4 신호를 발생시키는 아날로그 제곱 회로(an analog squaring circuit)(508)
    를 포함하는 확산 스펙트럼 송수신기.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 직교 위상 섹션은,
    상기 무선 회로로부터의 다운 변환된 직교 위상 신호 및 상기 PN 시퀀스 발생기에 의해 발생된 비트 시퀀스를 수신하고, 이러한 수신에 응답하여 제 1 신호를 발생시키는 아날로그 곱셈기(510)와,
    소정의 시간 주기에 걸쳐 상기 제 1 신호를 적분하여 제 2 신호를 발생시키는 적분기 및 덤프 회로(512)와,
    상기 제 2 신호를 샘플링하여 제 3 신호를 발생시키는 샘플 앤드 홀드 회로(514)와,
    상기 제 3 신호를 제곱하여 제 4 신호를 발생시키는 아날로그 제곱 회로(516)
    를 포함하는 확산 스펙트럼 송수신기.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 PN 시퀀스 발생기는 바커 시퀀스(a Barker sequence)를 발생시키는 확산 스펙트럼 송수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 바커 시퀀스는 11 비트 바커인 확산 스펙트럼 송수신기.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 무선 회로로부터 수신된 다운 변환된 동위상 및 직교 위상 신호 내의 PN 시퀀스와 상기 PN 시퀀스 발생기로부터 출력된 PN 시퀀스를 정렬 상태로 유지하는 추적 루프(522, 520)를 더 포함하는 확산 스펙트럼 송수신기.
  8. 무선 회로(208, 212)와,
    상기 무선 회로에 접속되며, 상기 무선 회로로부터 수신된 다운 변환된 동위상 및 직교 위상 신호를 샘플링하는 A/D 변환기 및 복조기를 포함하는 기저 대역 프로세서(218)와,
    PN 시퀀스 발생기(404)와,
    수신 신호가 소정의 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하는 시기를 검출하는 아날로그 상관기(400)와,
    상기 수신 신호 검출에 이어서, 상기 무선 회로로부터 수신된 다운 변환된 동위상 및 직교 위상 신호 내의 PN 시퀀스와 상기 PN 시퀀스 발생기로부터 출력된 PN 시퀀스를 정렬 상태로 유지하는 추적 루프(406)와,
    상기 아날로그 상관기에 접속되어 상기 A/D 변환기를 오프 상태로부터 온 상태로 선택적으로 스위칭하는 제어 회로(414)를 포함하되,
    상기 아날로그 상관기는, 상기 수신 신호가 상기 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하면, 상기 제어 회로가 상기 A/D 변환기를 오프 상태로부터 온 상태로 선택적으로 스위칭할 수 있도록 하는 신호를 상기 제어 회로에 전송하는
    송수신기.
  9. 무선 회로(208, 212)와,
    상기 무선 회로에 접속되며, 고품질 신호 검출용 디지털 회로 및 확산 스펙트럼 역확산기를 포함하는 기저 대역 프로세서(218)와,
    수신 신호를 스니핑(sniffing)하는 아날로그 상관기(400)와,
    상기 아날로그 상관기에 접속되어 고품질 신호 검출이 가능하도록 디지털 회로를 선택적으로 활성화시키는 회로(414)를 포함하되,
    상기 아날로그 상관기는, 상기 수신 신호가 검출되면, 고품질의 신호 검출이 가능하도록 상기 활성화 회로가 상기 디지털 회로를 선택적으로 활성화할 수 있도록 하는 신호를 상기 활성화 회로에 전송하는
    무선 국부 네트워그(WLAN)에 이용하기 위한 확산 스펙트럼 송수신기.
  10. 무선 회로(208, 212) 및 상기 무선 회로에 접속되는 기저 대역 프로세서(218)를 구비하는 디지털 수신기의 감도를 확장하는 방법에 있어서,
    소정의 디지털 수신기 부품이 턴오프된 동안, 아날로그 상관(400)을 수행하여 수신 신호가 소정의 잡음 레벨 또는 그 근처에서 발생하는 시기를 검출하는 단계와,
    상기 수신 신호가 검출되면, 상기 소정의 디지털 수신기 부품을 스위칭 온(414)하는 단계
    를 포함하는 디지털 수신기 감도 확장 방법.
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