JP2000505611A

JP2000505611A - ポイント―トゥ―マルチポイント同期ｃｄｍａシステムの多重ユーザ捕捉方法

Info

Publication number: JP2000505611A
Application number: JP9530156A
Authority: JP
Inventors: サミュエルシー．キングストン; トーマスアール．ジアロレンツィ; ランダルアール．シルベスター; デービッドダブリュ．マトラック; パトリックスミス
Original assignee: エル―３コミュニケーションズコーポレーション
Priority date: 1996-02-23
Filing date: 1997-01-27
Publication date: 2000-05-09
Also published as: AU1838597A; EP0882329A1; US5903551A; US5805584A; WO1997031428A1; KR19990087222A; CN1217101A; IL125607A; IL125607A0; BR9707688A

Abstract

(57)【要約】本発明は、ポイント−トゥ−マルチポイントＣＤＭＡシステムのフォワードチャネルの捕捉方法を開示する。この方法の１つは、（ａ）受信ＣＤＭＡ信号中に有ることが知られている第１のｐｎコードにより受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第１の基準を得るステップと、（ｂ）受信ＣＤＭＡ信号中に無いことが知られている第２のｐｎコードにより受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第２の基準を得るステップと、（ｃ）第１、及び第２の信号レベルの間の違いを用いて所望のチャネルに同期するステップと、を有している。この方法においては、逆拡散する第１の逆拡散ステップは連続的に送信されるサイドチャネルを逆拡散し、また同期ステップは、その送信側チャネルに同期する。更に、受信信号レベルの第１の基準を獲得するステップは相関ピークを得、また、受信信号レベルの第２の基準を獲得するステップは相関ヌルを得る。好ましくは、逆拡散及び獲得するステップは、ｎ個の第１のｐｎ符号位相状態の範囲及びｎ個の第２のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して遂行される。

Description

【発明の詳細な説明】ポイント−トゥ−マルチポイント同期ＣＤＭＡシステムの多重ユーザ捕捉方法関連特許出願に関するクロスリファレンス本特許出願は、本願と同一の出願人に譲渡された１９９６年２月２３日出願のＳ．キングストン等（S．Kingstonet al.）による「マルチポイント−トゥ−ポイント同期ＣＤＭＡシステムの多重ユーザ捕捉方法（A MULTI-USER ACQUISITION PROCEDURE FOR MULTIPOINT-TO-POINT SYNCHRONOUS CDMA SYSTEMS）」と題する米国特許出願第０８／６０６，２８５号（代理人事件整理番号ＤＵＴ５１３）に関連する。１．発明の属する技術分野本発明は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、特に、直接拡散（ＤＳ）ポイント−トゥ−マルチポイント同期ＣＤＭＡ通信システムに関する。２．発明の背景ＣＤＭＡ通信システムでは、複数のユーザ通信信号を周波数スペクトルの同一部分内で、すなわち共有して送信することができる。これは、キャリヤを変調することによって生じる波形のスペクトルを「拡散」する異なる擬似雑音（ｐｎ）２値符号系列（例えば、各ユーザ毎に１つ）を複数用いることによって実行される。所与の受信機ではユーザ信号の全てが受信され、割当てられた１つのｐｎ２値符号系列を相関器に供給し、受信ＣＤＭＡ信号を「逆拡散」してその受信機に向けられた信号のみを抽出することによって１つのユーザ信号が選択される。他の（相関を有しない）全てのユーザ送信は雑音として現れる。１つのタイプのＣＤＭＡ通信システムは、ＥＩＡ／ＴＩＡ／ＩＳ−９５と呼ばれるドキュメントによって規定される。この規定されたシステムでは、複数の基地局を用いて複数の移動局（例えばセルラ電話）との双方向直接拡散（ＤＳ）ＣＤＭＡリンクを確立及び維持する。ＩＳ−９５システムの１つの特徴は各基地局によって送信されるパイロット・チャネルの存在である。パイロット・チャネルは各ＣＤＭＡ基地局によって連続的に送信される非変調の直接拡散スペクトル拡散信号である。パイロット・チャネルは、移動局がフォワードＣＤＭＡチャネル（すなわち、基地局から移動局へ）のタイミングを得ることを可能にし、コヒーレント復調のための位相基準、及びいつハンドオフをするかを確定するための基地局間の信号強度比較に関する基準を供給する。パイロットｐｎ系列はフォワードＣＤＭＡチャネル及び逆方向ＣＤＭＡチャネルを拡散するために用いられる最長周期２¹⁵の１対の変形ＰＮ系列として定義される。異なる基地局は異なるパイロットＰＮ系列オフセットによって識別される。パイロットｐｎ系列オフセット指標はゼロオフセットのパイロットｐｎ系列に関し、６４のｐｎチップ単位により定義される。ｐｎチップはｐｎ系列の１ビットとして定義される。パイロットの強度は受信エネルギー全体に対する受信パイロット・エネルギーの比率として定義される。ウォルシュ関数はパイロットチャネル及びユーザチャネルに用いられる異なるｐｎ２値符号系列間の直交性を確立するために用いられる２^Nクラスの直交２値関数である。パイロット・チャネルを用いることにより移動局のＣＤＭＡシステムにおいてある種の利点が得られる一方、移動局に対向するユーザ・トランシーバが固定されるとシステムにおいて不利な点を有する。例えば、パイロット・チャネルは、もしパイロット・チャネルを用いなかったらシステムユーザに分配することができるはずのある量の利用可能なｐｎ符号系列、及び信号エネルギーを消費する。更に、多くの検出方法では、キャリヤ位相ロックの前にｐｎコード・タイミングへの同期を行わなければならない。この場合、非コヒーレントな検出アルゴリズムが用いられなければならない。一般に、非コヒーレントな検出器は、符号タイミング・セルのレンジをサーチしながらの固定帯域幅内のエネルギー検出に依存する。正確な符号タイミングを見つける際、検出器のエネルギーレベルは所定の閾レベルを上回る。次に、ビット−同期ループがより高精度の分解度でビットタイミングを得る。しかしながら、標準の捕捉方法はユーザ数が多くなると機能しなくなることが知られている。これは同期型のＣＤＭＡシステムのユーザが同期しない場合、雑音電力が信号電力に匹敵するようになるという事実による。その結果、ユーザの受信機にとって、雑音の増加に起因する正しくない位相と正確なｐｎタイミング位相とを判別することが非常に困難になる。捕捉技術は、その動作がフォワードリンクへの同期が起こる全体の速度に大きな影響があるという点で受信機の重要な側面である。もし、ユーザの受信機を同期させるのに必要な時間が過度になる場合、それによる遅延はユーザにとって受け入れがたいものとみなされる。発明の目的受信機を同期ＣＤＭＡ通信システムに同期させることを可能にする方法、及び装置を提供することが本発明の第１の目的である。更に、全ての活性な符号に直交するヌル（不活発な）ｐｎ符号系列を送信する第１のフォワードチャネルと、常に活性なｐｎ符号系列を送信する第２のフォワードチャネルと、を有し、第１のフォワードチャネル、又は第２のフォワードチャネル、あるいは両フォワードチャネルを用いてフォワードＣＤＭＡリンクに同期する受信機を備えた、同期ＣＤＭＡシステムを実施する方法と装置を提供するのが本発明の目的である。発明の概要複数の同期干渉チャネルがある場合に、所望のＣＤＭＡチャネルを捕捉することが可能な回路及び方法をユーザ端末に備えた本発明の実施例に従った装置及び方法によって、前述及び他の課題は解決され、本発明の目的は実現される。１つの特徴として、本発明は、ＣＤＭＡシステムのフォワードチャネルに同期する方法を開示する。本方法は、（ａ）受信ＣＤＭＡ信号中に無いことが知られている第１のｐｎ符号により受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散する、（ｂ）受信信号レベルの基準を得る、（ｃ）得られた受信信号レベルの基準を、受信すべき所望のフォワードチャネルに対応する第２のｐｎ符号の位相をセットする場合に用いるステップを有している。この方法では、逆拡散ステップはヌルチャネルを逆拡散し、所望のフォワードチャネルは全ての加入者装置又は端末にシステム・レベルの情報を提供する連続的に送信されるサイドチャネルである。他の特徴として、本発明は、ポイント−トゥ−マルチポイントＣＤＭＡシステムのフォワードチャネル捕捉方法を教示する。この方法は、（ａ）受信ＣＤＭＡ信号中に有ることが知られている第１のｐｎコードにより受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第１の基準を得るステップと、（ｂ）受信ＣＤＭＡ信号中に無いことが知られている第２のｐｎコードにより受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第２の基準を得るステップと、（ｃ）第１、及び第２の信号レベルの間の違いを用いて所望のチャネルに同期するステップと、を有している。この方法では、逆拡散する第１の逆拡散ステップは連続的に送信されるサイドチャネルを逆拡散し、また同期ステップは、その送信側チャネルに同期する。更に、受信信号レベルの第１の基準を獲得するステップは相関ピークを得、また、受信信号レベルの第２の基準を獲得するステップは相関ヌルを得る。好ましくは、逆拡散及び獲得するステップは、ｎ個の第１のｐｎ符号位相状態の範囲及びｎ個の第２のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して遂行される。ｐｎ符号位相状態ｉに関して、本方法は、受信信号レベルの第１基準及び受信信号レベルの第２基準の間の差分を決定し、その差分を閾値と比較し、差分が閾値より大きければ、所望のチャネルに対応するｐｎ符号を出力するようｐｎ符号発生器を設定し、出力ｐｎ符号をｐｎ位相状態ｉに設定する。他方、差分が閾値より大きくなければｐｎ位相状態ｉを増加させ逆拡散及び獲得ステップを再実行する。本方法においては、差分を決定するステップは、決定した差分を格納するステップを含み、ｎ個の差分のいずれも閾値より大きくなければ、更に格納した差分を調べて最も大きい格納値を選択するステップと、所望のチャネルに対応するｐｎ符号を出力するようｐｎ符号発生器を設定し、出力ｐｎ符号を選択した格納差分に対応するｐｎ位相状態に設定するステップとを含む。更に、本発明は、前述の方法により動作する同期ＣＤＭＡ通信システムを開示する。図面の簡単な説明本発明の前述した特徴及び他の特徴は、添付した図面と共に本発明の詳細な説明を読むことにより一層明らかとなる。図１は、本発明に従って構成され動作する、無線基地装置（ＲＢＵ）及び複数の加入者装置（ＳＵ）を有する同期ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムの単純化したブロック図である。図２は、図１のＳＵ受信機検出器、特に非コヒーレントな２乗検出器の第１の実施例のブロック図である。図３は、図１のＳＵ受信機検出器、特に非コヒーレントな絶対値検出器の第２の実施例のブロック図である。図４は、本発明の、Ｅ_s／Ｎ_o＝６ｄＢ、Ｐ_d＝０．９９５、α＝０．０１における、単一ユーザ、マルチユーザ、及び差分試験の相対平均捕捉時間特性を稼働ユーザに対して示す図である。図５は、３極バターワース送信機及び受信機フィルタ、３０の稼働ユーザの場合において、符号タイミングオフセットに対する平均マルチユーザ干渉電力及び平均サイドチャネル相関電力を示す図である。図６は、マルチユーザ干渉、背景雑音、及び所望の加入者装置のエネルギー対オフセットを示す図である。図７Ａないし７Ｄは、高ＳＮＲ／低ＳＮＲ、及び重負荷／軽負荷におけるサイドチャネルＰＮ符号（１点鎖線）及びヌル符号（実線）に整合したマッチドフィルタ（整合フィルタ）の出力についてのエネルギー対オフセットを示す図である。これらの図では、シンボルｘはサイドチャネル符号のマッチドフィルタ出力、 □は符号のマッチドフィルタ出力である。図８は、本発明によるチャネル捕捉方法の論理フローチャートである。発明の詳細な説明図１を参照すると、本発明の好ましい同期ＣＤＭＡ通信システム１０は、固定無線システム（ＦＷＬ：fixed wireless system）として具体化される。無線基地装置（ＲＢＵ）１２から複数のユーザ又は加入者装置（ＳＵ）１４へのフォワードリンク（ＦＬ）送信は、時間軸上でビット及びチップが整列し、ＳＵ１４は本発明の開示に従って動作しＦＬ信号の受信及び信号の１つに同期する。ＦＷＬは、ＲＢＵ１２とＳＵ１４の間で音声又はデータを伝える通信システムに実施するのに適している。ＲＢＵ１２は、複数のユーザ信号（ＵＳＥＲ＿１ないしＵＳＥＲ＿ｎ）、連続的に送信されるサイドチャネル（ＳＩＤＥＣＨＡＮ）信号、及びＮＵＬＬ信号を生成するための回路を有している。これらの信号の各々はそれぞれのｐｎ拡散符号を割当てられ、アンテナ１２ｂを有している送信機１２ａに供給される前にそれらによって変調される。ＦＬで送信されるとき、位相直交変調されＳＵ１４は同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）成分を抽出するのに適した位相復調器を有すると仮定される。図の配置は、１つの周波数（キャリヤ）チャネルに関して示しているが、そのような複数のチャネルを送信することができるＲＢＵ１２によって実現される。例えば、各周波数チャネルは３１までの符号チャネルを有しており、２ＧＨｚから３ＧＨｚの範囲に中心周波数を有している。各ＳＵ１４はアンテナ１４ａ、受信信号をダウンコンバートするためのミキサ１４ｂ、ローカルｐｎコードにより受信信号を逆拡散しユーザの送信信号を得る相関器１４ｃ、検出器、及び相関器１４ｄを有している。検出器の適切な実施例は図２の中に示される非コヒーレント２乗検出器、及び図３の中に示される非コヒーレント絶対値検出器である。ＳＵ１４は、更にＳＵ１４の動作を管理するローカルのプロセッサ１４ｅを有している。これらの管理機能は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４ｆ等から得られる可変の局部発振器（ＬＯ）信号の生成、及びユーザ信号を逆拡散するためにＳＵ１４に割当てられるｐｎ２値符号系列の供給を含んでいる。プロセッサ１４ｅは、更に、本発明による捕捉方法の１つ以上を実行する。ＳＵ１４は更にリターンリンクによりＲＢＵ１２にＤＳ−ＣＤＭＡ信号を送信することができるが、これらの機能は本発明の開示に密接ではないので説明しない。本発明の好ましい実施例においては、アンテナ１２ｂ及び１４ａは見通し線の関係にある。ＳＵ１４はＲＢＵ１２に関して固定した位置にあり、アンテナ１２ｂ及び１４ａはＳＵ１４の設置中に照準を合わせられる。しかしながら、以下で議論されるように、本発明の開示は特にこの好ましい配置だけに限定されない。以下の記述では、符号シンボル期間Ｔ_sで、チップ期間Ｔ_c及びヌル−ヌル帯域幅Ｗ_c＝２／Ｔ_cの拡散系列ｃ（ｔ）により乗算されるＤＳ信号ａ（ｔ）を仮定する。各ＳＵ１４のシンボル・レートは１／Ｔ_sで、チッピング・レートは１／Ｔ_c ＝Ｐ／Ｔ_sで固定される。全てのｐｎコードは配列した時に相互に直交し、正常な動作中に全て正確に配列されると仮定する。本発明の好ましい実施例では、ｐｎ符号は、無作為化されたウォルシュ・アダマール符号の１セットから選ばれる。しかしながら、本発明の開示はこれらの特性を有する信号のみに限定されない。例えば、ｐｎ拡散符号のセットは、ゼロ相対シフトにおいて低い相互相関を示すどのようなセットから選んでもよい。マルチユーザ干渉が無い場合には、受信信号はｒ（ｔ）＝ａ（ｔ−ｒ）ｃ（ｔ −ｒ）＋ｎ（ｔ）として表すことができる。ここで、ｎ（ｔ）は白色ガウスチャネル雑音である。ｒ（ｔ）は、次の拡散系列のシフトｃ（ｔ−ｍδｔ）により乗算され、タイミング・オフセットｒが推定される。図２及び図３の検出器フィルタ１７は等価雑音帯域幅Ｗ_s＝１／Ｔ_sを有する有限（Ｔ_s）の積分器である。この帯域幅内では、実効雑音スペクトル密度（１／２）Ｎ_oは積分器によっては変わらない。ｃ（ｔ−ｍδｔ）がｒ（ｔ）と同期する場合、ｐｎ拡散符号は落込み、積分器はＤＳ信号ａ（ｔ−ｒ）の平均値を生成する。非同期動作を仮定すると、ほとんどの信号エネルギーは検出器フィルタ１７の帯域外に落ち、よい近似として検出器入力は白色ガウス雑音のみとみなすことができる。非同期動作において最悪の場合、信号エネルギーは拡散帯域幅Ｗｃに反射される。２乗ガウス・プロセスのｎサンプルの和は自由度ｎの中心χ²分布を示し、検出器フィルタ１７の２倍の帯域（ＤＣ近くに）を有する。自由度ｎの中心χ²分布はで表すことができる。ここで、σはガウス・プロセスの分散である。信信号スペクトルはデータ帯域幅に落込み、検出器フィルタ１７内のエネルギーの和を増加させる。受信信号の位相は基準に関して自由に回転するので、この波形は一定のエネルギー信号に対してさえＤＣではない。従って検出器の出力もまた中心χ²分布であるが、雑音のみの場合よりも大きな平均値を有する。しかしながら、位相回転レートは十分に遅く信号成分は決定論的なものとして扱うことができる。従って、検出器フィルタ出力の第ｉ番目の独立しているサンプルは、雑音成分によって決定される平均ｓ_i、分散σ²の正規分布に従う。積分器出力は、自由度ｎの非心χ²分布及び次式の非中心パラメータによって特徴づけられる。ここで、Ｓは平均信号電力を表す。自由度ｎの非心χ²分布は、以下のように記述される。最終的に、ブロック２１からのｎサンプルの和はプリセットされた閾値ｔ_hとブロック２３において比較される。閾値及びサンプルの数は、検出確率≧Ｐ_d、かつ誤警報確率≦αを得るように設定される。所与のｔ_hに対してＰ_dは非心χ² 分布をｔ_hから無限大まで積分して決定される。誤警報確率αは、中心χ²分布をｔ_hから無限大まで積分して決定される。積分時間Ｔが大きくなるとともに、２つの分布間の開きは更に大きくなる。ある点において、所望の検出確率を得つつ目標誤警報確率を得ることができる。目標検出確率及び誤警報確率を達成するのに必要なサンプルの最小の数は、検出器の観察ウィンドＴ＝ｎＴ_sを決定する。しかしながら、通常は、何度か不確実なことが存在し、時間セルのある数Ｑがサーチされる。平均捕捉時間は以下のように決定される。所与のＨ_oの場合（雑音のみの場合）に、１つの時間セルを探すのに必要な時間は次式で表される。Ｔ_o＝Ｔ＋αＫＴここで、Ｋは誤警報についてのコストと呼ばれる。閾値を超えた際に、検証プロセスが始められ、この検証プロセスが、第２の誤警報確率が無視できるほど十分長いＫＴの第２の積分を含むと仮定した場合、Ｔ_o＝（１＋αＫ）Ｔである。平均して、正しいセルに遭遇する前に（（１／２）Ｑ−１）時間セルがサーチされなければならない。次に、Ｈ₁の場合（信号が存在する場合）に与えられる時間セルをサーチするのに必要な時間は次式で表される。最初の項は検出が成功した場合に対応し、その場合、検証プロセスが更に要求される。第２項は、検出が失敗した場合に対応する。この場合には、（1/2）ＱＴ_o 増加させ捕捉プロセスを始めから開始する（全ての時間セルがサーチされるので）。従って、捕捉時間は次式で与えられる。代入及び整理して次式に到達する。従って、与えられたＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）、所望の検出確率Ｐ_d、誤警報確率α 、及びコストファクタに対し、必要な積分時間Ｔを計算できる。次に、与えられたＴ及び不確実性Ｑに対し、平均捕捉時間Ｔ_acqを決定できる。入力フィルタにおける特定のＥ_s／Ｎ_oについて、入力Ｓ／Ｎ比が次式で与えられる。信号が、ＳＵ受信機フィルタ１５の出力においてＡＧＣ制御されていると仮定すると、Ｓ＋Ｎ_c＝１であり、これから、ここで、Ｓは信号電力、Ｎ_cはＷ_cの出力での雑音電力である。加えて、Ｎ_o＝２Ｎ_c／Ｗ_cである。検出器フィルタ１７の出力Ｗ_sの雑音電力はＮ_s＝Ｎ_oＷ_s／２であり、これから、エネルギー検出器１９ａあるいは１９ｂのＳ／Ｎ比はＳＮＲ_s ＝Ｓ／Ｎ_sと計算することができる。次に、各仮定についての確率分布関数は、以下のパラメータによって完全に確定される。前述の解析は、本発明において最も興味のあるマルチユーザ・チャネルの場合に一般化される。例えば、ＣＤＭＡ通信システム１０においてＭ≦３０の稼働ユーザ（ＳＵ１４）がいる場合、その各々は、割当てられた長さＰ＝３２の符号化された情報シンボルをＲＢＵ１２から受信する。ｐｎコードは配列された時、全て相互に直交し、正常動作中は正確に配列されると仮定する。各ＳＵ１４のシンボル・レートは、１／Ｔ_s、チッピング・レートは１／Ｔ_c＝Ｐ／Ｔ_sで固定される。ＲＢＵ１２は稼働チャネルを全て同期させ一様に送信する。従って、いかなるＳＵ１４で受信されたチャネル電力レベル、及びタイミング・オフセットも実質的に等しい。ユーザ・チャネルに加えて、全てのＳＵ１４が利用できる２つのチャネルがある。決して活性でない１つは、前述のヌルチャネルと呼ばれる。ヌルチャネルは、全ての活性な符号に直交する一意のｐｎ符号（ヌル符号と呼ばれる）を割当てられるが、ヌル符号は実際には送信されない。すなわち、ヌル符号は「見当らない」符号とみなすことができる。これは図１の中で、ＮＵＬＬ信号経路に置かれた開いたスイッチ（ＳＷ）によって概略的に示されている。そのスイッチ（ＳＷ）は、ヌルチャネルに割当てられたｐｎ符号（pn_null）が関連する乗算器（拡散器）１２ｃに達しないように、ｐｎヌル（pn_null）経路中に置くこともできる。上記においてサイドチャネルと呼ばれた第２チャネルは常に活性である。サイドチャネルは、ＳＵ１４にサイド情報（例えば、システム・アクセス情報など）を提供する。１つのユーザ捕捉技術あるいはテスト（ＳＵＴ）では、１つのサイドチャネル統計が用いられ、一方、マルチユーザ捕捉技術あるいはテスト（ＭＵＴ）では、ヌルチャネル統計が用いられる。異なる２つの統計を用いるのも本発明の範囲内である。すなわち、以下に説明するように、１つはヌルチャネルに対応し、他はサイドチャネルに対応する。単一ユーザ技術。この測定においては、図２の非コヒーレント２乗検出器ブロック及び図３の非コヒーレント絶対値検出器ブロックに示されるように、サイドチャネルｐｎ符号がＳＵ１４相関性符号ｃ（ｔ−ｍδｔ）として用いられる。単一ユーザ技術は、ＳＵ１４に格納されたサイドチャネルｐｎ符号のコピーと活性なサイドチャネルそれ自身との間の相関ピークを位置づけるようにこの統計量を利用する。符号が配列されるときにピークの最大点が起きる。マルチユーザ技術。この測定においては、マルチ符号が相関符号として用いられる。マルチユーザ・テストは、ＳＵ１４に格納されたヌル符号のコピーと活性なチャネルとの間の相関ヌル（ピーク反対としての）を見つけるようにこの統計量を利用する。相関ヌルは、ヌル符号を備えた全ての可能な活性な符号の相互直交性に起因し、符号配列と一致する。単一ユーザテストは、Ｍが許される稼働ユーザの最大数に近づくにつれ効率が減少することが知られている。これは、自己取消（self-canceling）と同様に、サイドチャネル相関信号が増加するに従ってマルチユーザ干渉レベルが低下するという事実による。同様に、Ｍが小さい場合、相関ヌルが周囲雑音にマスクされるので、マルチユーザテストの効率が減少することが知られている。これらの効果を補償するために、ＦＬを捕捉する場合のこれらの２つの統計間の違いを用いるのが好ましい。従って、大きなＭについては単一ユーザ統計が支配的であり、小さなＭについてはマルチユーザ統計が支配的である。しかし、いずれの場合も、２つの統計間の違いは、ｐｎ符号タイミングがロック・ポイントに近づくにつれ著しく変化する（すなわち、大きくなる）。この利点は、観測ウィンドＴ＝２ｎＴ_sを倍増することにより低減する。しかしながら、図４を参照すると、差分テストを用いることによって、可能な稼働ユーザ数の全域にわたって、全体の平均捕捉時間において利点を有することは直ちにわかる。本発明による検出は、前述の２つの統計間の違いに起因する２つの確率分布関数（ｐｄｆ）について実行されることが好ましい。単一ユーザの場合では、一方のｐｄｆはＨ₀の場合、又は符号非整列ケースに対応し、他方は、Ｈ₁の場合、又は符号整列ケースに対応する。いずれの場合でも、２つの統計は連続して計算されるので、雑音成分は本質的に相関を有しない。ｐｎ符号の長さはＰ＝３２である。また、タイミングはチップの半分（δｔ＝Ｔ_c／２）を増加させＳＵ１４でサーチされるため、Ｑ＝６４の位置が可能である。従って、最良の信号レベルを与える時間セルは、最悪の場合でも（1/4）Ｔ_cだけ外れている。Ｈ₀の場合に、単一ユーザ及びマルチユーザ・テストの両方は背景白色ガウス雑音及びマルチユーザ干渉を生じる。マルチユーザ符号はテスト符号と相関が無いので、両方の雑音成分はガウス分布、従って検出器出力では中心χ²分布であると仮定される。チャネル雑音の分散はＮ_s＝（1/2）Ｎ₀Ｗ_sである。ここで、（ 1/2）Ｎ₀＝Ｎ_c／Ｗ_cは両サイドの雑音スペクトル電力密度である。従って、Ｎ_s ＝Ｎ_cＴ_c／２Ｔ_s＝（1/2）Ｎ_c／Ｐである。最悪の場合、マルチユーザ干渉電力は、Ｉ_s＝（1/2）Ｉ_oＷ_sである。ここで、（1/2）Ｉ_oは両サイドの干渉スペクトル密度である。図２及び３における受信機フィルタ１５のヌル−ヌル帯域にわたり干渉密度が変化することに注意すべきである。しかしながら、最も興味深いのはＤＣ近くの密度である。この電力密度における等価干渉帯域幅は（1/2）Ｗ_c＝１／Ｔ_cである。従って、（1/2）Ｉ_o＝Ｉ_cＴ_c、及びＩ_s＝Ｉ_cＴ_c／Ｔ_s＝Ｉ_c／Ｐである。Ｈ₀ 仮定について、σ₀ ²＝Ｉ_s＋Ｎ_s＋Ｓ／Ｐ＝（１/Ｐ）［１−（1/2）Ｎ_c］であり、ここで、Ｓ／Ｐはサイドチャネルの寄与を表す。Ｈ₁の場合、単一ユーザ・テストは背景白色ガウス雑音項、及び決定論的な信号成分を生じ、従って、検出器１２ｄの出力で非心χ²分布のランダム変数に寄与する。マルチユーザ・テストは、中心χ²分布のランダム変数に寄与する背景白色ガウス雑音を生じさせる。これは、もちろん、整列したｐｎ拡散符号の相互直交性によりマルチユーザ干渉を無視することができると仮定している。しかしながら、フィルタリングのために、ｐｎ符号は通常、厳密に直交していない。それは３極バターワース（butterworth）フィルタリングにより、干渉ヌル深さはｐｎ符号配列よりも、およそ２５ｄＢ以上である。従って、最悪のフェード（Ｅ_s／Ｎ₀ なり低い。考慮すべき他の要因は、最悪ケースのアラインメント・オフセット（ 1/4）Ｔ_cが干渉ヌル及び信号相関ピークを弱める効果があるという事実に起因する。図５の中で示すグラフからマルチユーザ相関ヌルは１４ｄＢ、単一ユーザ相関ピークは約２ｄＢ損失することがわかる。従って、これらの効果を考慮しなければならない。しかしながら、最悪ケースのフェードについては、雑音分散は単一ユーザ及びマルチユーザ統計の両方に対し約σ₁ ²＝Ｎ_sである。非中心度パラメータλはｎＳに等しい。他の独立な２つのランダム変数の差Ｚ＝Ｘ−Ｙであるランダム変数の確率分布関数は、畳み込み積分に類似する次の積分から決定することができる。従って、Ｈ₀及びＨ₁分布は、中心及び非心χ²分布の変形特性関数の逆フーリエ変換、又は直接の積分によって得られる。マルチユーザ捕捉の場合には、ＳＵ１４自動利得制御（ＡＧＣ）関数はＳ＋Ｎ_c ＋Ｉ_c＝１を仮定して設定され、ここで、Ｉ_c＝ＭＳはマルチユーザ干渉電力である。従って、（Ｍ＋１）Ｓ＋Ｎ_c＝１である。単一ユーザの場合も同様にＳＮＲは次のように定義することができる。従って、λ＝ｎＳとおくと、確率分布は、自由度の数まで完全に決定され、ある閾値ｔ_hに対する検出確率及び誤警報基準に整合するように調整される。上記及び本発明の第１の様相によれば、ある量のマルチユーザ干渉（ＭＵＩ）がある状態での同期ＣＤＭＡフォワードチャネル・リンクの正確な符号タイミングを得るＳＵ１４についての方法が提供される。この方法は、存在しないことが知られているｐｎ符号（つまりヌル符号）を故意に逆拡散することにより適切な符号位相を決定するのに用いられるｐｎ符号の直交性を利用する。この方法は、多くのユーザが稼働している場合に、従来の捕捉プロセスを用いるときに生じる問題を克服するために行われる。プロセス利得Ｐを有するＰ−ｌ干渉ユーザの干渉エネルギーは、所望のユーザの信号エネルギーとほとんど同じくらいに強くなりうる。その結果、マッチドフィルタ出力（あるいは、スライディング相関器の出力）のエネルギーが閾値より大きい場合に検出が宣言される標準の捕捉方法は、極度に負荷の大きいシステムにおいては実行可能ではない。この方法の議論を単純化するために、入力信号のキャリヤと受信機の局部発振器との間の周波数オフセットがゼロであることを仮定する。図６は、マッチドフィルタのタイミング・オフセットの関数として、所望のユーザ信号、干渉ユーザ、及び背景雑音によるマッチドフィルタ出力のエネルギーを示している。フォワードチャネル上で、全てのユーザ信号が互いに完全に同期していることを仮定していることに注意すべきである。図１に示される異なる曲線は受信信号の様々な成分を表し、これらの成分の合計が受信強度を形成する。受信機チップ・タイミング・オフセットによるＭＵＩエネルギーは、受信機のオフセットが無い場合の所望のユーザ信号に匹敵することに注意することは重要である。このことが意味するのは、標準の捕捉アルゴリズムがオフセット及び同期位相の間の差を容易に識別することができないということである。実際、もし更に平均化が起こらなければ、信号エネルギーは雑音分散に本質的に等しく、検出Ｓ／Ｎ比（ＳＮＲ）が約０ｄＢであることを意味する。更に、ＭＵＩによる雑音及び背景雑音による雑音は共にゼロ平均雑音ブロセスであることは注目されるべきである。従来の検出プロセスにおいて、ＩとＱの逆拡散器出力の大きな方の絶対値がとられ、結果はある停留時間にわたり平均化される。雑音がゼロ平均を有することは検出統計量を平均化することによって決定ＳＮＲを増加させることが可能であることを意味している。しかしながら、負荷の大きなシステムにおいては平均化の時間は、受信機が正確に信号に同期しているか確実に決定するのに十分大きなＳＮＲを得るために十分長いことが要求される。標準の捕捉アプローチと対比し、本発明の様相に従えば、もしＳＵ受信機が送信されないＰＮ符号を逆拡散すれば、雑音は受信機が干渉信号と整合したときに非同調（tuned-out）となる。これは、ゼロ・オフセット位相で生じる「雑音の裂け目（“hole in the noise”）」をＳＵ受信機が見ることができ、スライディング相関器出力の雑音エネルギーが閾値以下に減少したときを確定できることを意味している。この時、捕捉回路はロックが起きたことを宣言することができる。この技術は、上記においてマルチユーザ・テスト（ＭＵＴ）と呼ばれた。この方法は、従来の捕捉技術に対して著しい長所があるが、ＭＵＴ方法を使用するときに２つの問題が生じる。第１の問題は、干渉ユーザの数が一定ではないという事実に起因する。従って、ＭＵＩの絶対レベルは固定ではない。このことにより、背景雑音は無視できず、符号アラインメントが完全になる場合、マッチドフィルタの出力の雑音電力が減少しないという軽い負荷の場合に捕捉の問題を複雑にする。第２の問題は、ロックが宣言されるべき雑音電力の閾値が現在稼働中の干渉ユーザの数の関数であるという事実に起因する。従って、あるタイプの校正プロセスが実行され、閾値がセットされなければならない。そのような校正プロセスは、チップの半分のステップで可能なコード位相を走査して平均エネルギーレベル及び最低エネルギーレベルを決定することを含んでいる。最低エネルギーレベルがある閾量以上に平均レベルより低い場合、最低エネルギーレべル位相はロック位相にあると宣言される。しかしながら、この方法に関する不利な点は、校正プロセスを実行するために実質的な時間、すなわち停留時間の２Ｐ倍の時間を要することである。ＳＵにとって長い捕捉時間は、それが開始時及び長く深いフェードの後に生じるだけなので重大な欠点でない一方、可能であれば、比較的長い平均捕捉時間を回避することが望ましい。図７Ａ−７Ｄは、負荷（稼働中の干渉ユーザの数（Ｎ））及び背景雑音レベルの可能な４つの状況を示している。各場合では、サイドチャネルｐｎ符号及びヌルｐｎ符号に整合したとき（つまりｐｎ符号が送信されないとき）のマッチドフィルタ又はスライディング相関器の出力を示している。スライディング相関器のヌルｐｎ符号及びサイドチャネルｐｎ符号はチャネル負荷及び背景雑音レベルに大きく依存してその挙動が変化することは明らかである。本発明の好ましい実施例では、信号ユーザ・テスト（ＳＵＴ）、及びマルチユーザ・テスト（ＭＵＴ）の両方が実行され、その結果が各位相状態で減算される。この好ましい技術の手順は図８のフローチャートに示される。この手順において、２Ｐ位相状態（例えば、６４位相状態）の各々で、位相ｘから開始する（ブロックＡ）。ＳＵ受信機は、まずＩとＱの逆拡散器出力のより大きなものの絶対値を平均化し、信号ユーザ・テスト（ＳＵＴ）を実行する（ブロックＢ）。その後、ＳＵ受信機は、ヌルｐｎ符号を用いる逆拡散器と同じ平均化を行うことによりブロックＣにおいてマルチユーザ・テスト（ＮＵＴ）を実行する。次に、これらの２つのテスト統計の違いが計算され（ブロックＤ）、差分（Ｚ（ｘ））が閾値より大きい場合、検出が宣言される（ブロックＥ）。閾値を超えない場合は、ＳＵプロセッサ１２ｅは関連メモリ（ＭＥＭ）にＺ（ｘ）を格納する。ブロックＦにおいて、位相ｘの６４の可能な位相状態が全てチェックされたか否かの判別がプロセッサ１２ｅによってなされる。もしＮＯならば、制御はブロックＧに移り、プロセッサ１２ｅは受信機のチップ・クロックを次の位相状態にずらし、ループはブロックＢに再び入る。ブロックＦにおいて、可能な６４の位相状態が全てチェックし尽くされ、全く検出が宣言されない場合、少なくとも２つのオプションがある。第１のオプションは、ＳＵプロセッサ１２ｅが格納されたＺ（ｘ）をソートし、最大のＺ（ｘ）値を有する位相状態ｘを選別することができることである。第２のオプションは、一時的なフェードが第１のパス中の検出し損ないの原因であった場合、受信機は可能な６４の状態にｘ値を再びずらし続けることができることである。絶対値のテスト結果ではなく、２つのテスト（ＳＵＴとＭＵＴ）の相対的な差分を用いるこの方法は、絶対値テストより少ない平均捕捉時間を与えるだけではなく、よりロバストなテストを提供する。この方法の全体の目的は、多くの干渉フォワードチャネル信号がある状態でフォワードサイドチャネルを得る際に、ＳＵ１４において用いられるマルチユーザ捕捉手順を提供することである。この方法の重要な様相は、個々の可能な位相状態について、マルチユーザ・テスト（ＭＵＴ）と単一ユーザ・テスト（ＳＵＴ）の結果を比較することによって、２つのテスト間の相対的な差分が正しい位相状態と正しくない位相状態の全てとをよく識別することができることにある。本発明の好ましい実施例は、タイミング（基準）情報が存在せず、例えば１０シンボル・レートまでの周波数不確実性が存在すると仮定している。更に、全ての干渉チャネルが独立したランダム・データを送信することを仮定している。更に、本発明の様相によれば、「探索（ｌｏｏｋ）」と呼ばれる１つの捕捉シーケンスは、特定のチップ・コード位相及び搬送波周波数をセットし、名目上６４シンボルの検出値（すなわち、同位相（Ｉ）成分の大きさに直交位相（Ｑ）成分の大きさを加えたもの）をその後蓄積することを含んでいる。この動作は検出回路１２ｄによって実行され、得られた値は全体の捕捉シーケンスを制御するプロセッサ１２ｅに供給される。例えば、１７Ｋボー（ｂａｕｄ）では、この動作は３．８ミリ秒毎に起こる。本発明のこの実施例による捕捉技術は、チャネル評価、符号位相サーチ、搬送波周波数引き込み及びキャリヤロックの４つの成分から構成される。チャネル評価成分は、激しい使用（大量の通信トラヒック）の期間に直交性領域をサーチするように動作する。未使用のチャネル（ヌル・チャネル）のｐｎ拡散符号が供給され、チップ・ステップの半分の名目搬送波周波数でタイミングサーチが実行される。検出された信号エネルギーレベルの減少は、直交性領域、すなわち適切なｐｎタイミングにおよそ等しいｐｎ符号の存在を示すと仮定される。探索値が、平均探索値に比例した閾値以下の場合、タイミング検出が宣言される。プラス・マイナス１／２のチップ・ステップ及びシンボル・レートの１／４の周波数ステップでのより長い探索が、ロック・ポイントをより正確に決定するためになされる。次に、所望のチャネル（例えば、サイドチャネル）のｐｎ符号に変えられ、搬送波周波数引き込みが実行される。閾値以下の信号検出がなされるｐｎ符号位相が見つからない場合、搬送周波数は、例えばシンボルレートの半分を増加され、チャネル評価プロセスが繰り返される。シンボルレート・ステップの半分を用いるのは、１／４のシンボルレートの周波数オフセットの場合は直交性が著しく低減することを仮定しているからである。直交性領域の位置を見つけずに、周波数不確実性が使い尽くされた場合、そのような領域を生成する不十分な干渉源又は干渉者が存在すると仮定され、従来の符号位相サーチが実行される。上記のチャネル評価サーチは、例えば２５６のｐｎ符号位相、２０の周波数増分を用い、完了するのにおよそ２０秒を要する。チャネル評価サーチは、空であると知られているチャネル（つまりヌル・チャネル）の使用を必要とする。チャネル評価サーチが結果を出さない場合、従来の符号位相サーチが実行される。従来の符号位相サーチは、捕捉されたチャネル（例えば、サイドチャネル）のｐｎ符号を用いる。ｐｎ符号の空白が１／２シンボルレート・ステップで各周波数のチップ・ステップの半分でサーチされ、平均値に比例する閾値以上の探索値を見つけるようにサーチされる。十分なチップサーチが実行され、閾値以上の最大の探索値がロックポイントとして得られる。その結果、直接の信号より弱いいかなるマルチパス伝送信号も検出される。従来の符号位相サーチがうまくいかない場合、チャネル評価サーチを再び試みてもよい。一度タイミング位相が前述の２つの符号位相サーチ技術のうちの１つによって１／４チップ内に確立され、搬送波周波数が１／４シンボルレート内に合せられたら、チップ・タイミングループは閉じられ、搬送波周波数引き込みが達成される。周波数引き込みプロセスは、シンボルレートの副高調波に誤ロックすることなしに位相ロックが急速に達成されることができるポイントにＬＯ周波数（図１参照）を合せるように動作する。更に、シンボル間弁別器（intra-symbol dlscriminator）を用いてもよい。シンボル間弁別器は、所望のｐｎ符号を表し後半が反転したｐｎ符号を有する他のｐｎ符号チャネルを用いる。その特定の符号を用いるチャネルは弁別プロセスに干渉するが、干渉はループフィルタによって容易にフィルタリングされるゼロ平均干渉（ランダムデータを仮定）である。周波数引き込みプロセスは、ＳＵ１４が位相ロックに切替えられ、捕捉プロセスを終了する一定時間の後に終了する。ロック損失が検出された場合、ＳＵ１４はチャネル評価サーチに戻る。本発明について多くの実施例に関して上記に説明したが、本発明の思想及び範囲から逸脱せずにその形態及び詳細を変え得ることは当業者により理解されるだろう。例えば、上記に例示した周波数、ｐｎ符号長、ユーザ数、逆拡散器、検出器、及び同種のものの実施例のうちのいかなるものにも本発明の開示は限定されないことは理解されるべきである。更に、図８のブロックＤ中の閾値が変数であり、例えばこのブロックを通過するループ回数の関数であってもよい。閾値の初期設定は、全ての位相状態にずらされ、閾値を最大の相関値及び２番目に大きい相関値の間に設定する校正プロセスに従って実行することができる。また、本発明の開示は、図１に示すＲＦ送信機及び受信機への利用のみに限定されない。すなわち、本発明の他の実施例において、ＣＤＭＡフォワードリンク及びリバースリンク信号は、例えば同軸ケーブル又は光ファイバケーブルにより伝送されてもよい。更に、ＣＤＭＡ信号は、適当な音響変換器を用いて水中を伝送されてもよい。上記した実施例は、本発明の開示の例示であり、本発明を実施する上で限定的に解釈されてはならない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者シルベスターランダルアール. アメリカ合衆国ユタ州 84120 ウエストバリーシティーサウス6165ウエスト 3941 (72)発明者マトラックデービッドダブリュ. アメリカ合衆国ヴァージニア州 22070 ヘーンドンファンタジアドライブ 12820 (72)発明者スミスパトリックアメリカ合衆国ユタ州 84105 ソルトレークシティサウスレークストリート 1155

Claims

【特許請求の範囲】１．ＣＤＭＡシステムのフォワードチャネルに同期する方法であって、受信ＣＤＭＡ信号中に無いことが知られている第１のｐｎ符号により前記受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの基準を獲得するステップと、受信すべき所望のフォワードチャネルに対応する第２のｐｎ符号の位相を設定する際に、獲得された前記受信信号レベルの前記基準を用いるステップと、を有することを特徴とする方法。２．請求項１に記載の方法であって、前記逆拡散ステップはヌルチャネルを逆拡散し、前記所望のフォワードチャネルは連続的に送信されるサイドチャネルであることを特徴とする方法。３．請求項１に記載の方法であって、前記受信信号レベルの基準を獲得するステップは相関ヌルを獲得することを特徴とする方法。４．請求項１に記載の方法であって、前記逆拡散及び獲得するステップは、第１のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して遂行されることを特徴とする方法。５．ポイント−トゥ−マルチポイントＣＤＭＡシステムにおいてフォワードチャネルを捕捉する方法であって、受信ＣＤＭＡ信号中に有ることが知られている第１のｐｎ符号により前記受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第１の基準を獲得するステップと、前記受信ＣＤＭＡ信号中に無いことが知られている第２のｐｎ符号により前記受信ＣＤＭＡ信号を逆拡散し、受信信号レベルの第２の基準を獲得するステップと、前記第１及び第２の信号レベルの間の差分を用いて所望のチャネルに同期するステップと、を有することを特徴とする方法。６．請求項５に記載の方法であって、前記逆拡散する第１のステップは、連続的に送信されたサイドチャネルを逆拡散し、前記同期するステップは前記サイドチャネルに同期することを特徴とする方法。７．請求項５に記載の方法であって、前記受信信号レベルの第１の基準を獲得するステップは相関ピークを獲得し、前記受信信号レベルの第２の基準を獲得するステップは相関ヌルを獲得することを特徴とする方法。８．請求項５に記載の方法であって、前記逆拡散及び獲得するステップは、第１のｐｎ符号位相状態の範囲及び第２のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して遂行されることを特徴とする方法。９．請求項５に記載の方法であって、前記逆拡散及び獲得するステップは、複数のｎ個の第１のｐｎ符号位相状態の範囲及び複数のｎ個の第２のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して遂行される方法であって、複数のｎ個の第１及び第２のｐｎ符号状態のｐｎ位相状態に対して、前記受信信号レベルの第１の基準と前記受信信号レベルの第２の基準との差分を確定するステップと、前記差分を閾値と比較するステップと、前記差分が前記閾値より大きい場合に、ｐｎ符号発生器を設定して所望のチャネルに対応しｐｎ位相状態ｉに設定されたｐｎ符号を出力せしめるステップと、前記差分が前記閾値より大きくない場合に、前記ｐｎ位相状態ｉを増加せしめ前記逆拡散及び獲得するステップを再実行するステップと、を更に有することを特徴とする方法。１０．請求項９に記載の方法であって、ｎ個の前記差分のいずれも前記閾値より大きくない場合にｉを初期値へ再設定し、前記逆拡散及び獲得するステップを再実行するステップを更に有することを特徴とする方法。１１．請求項１０に記載の方法であって、前記逆拡散及び獲得するステップを再実行する前に前記閾値を調整するステップを更に有することを特徴とする方法。１２．請求項９に記載の方法であって、前記差分を確定するステップは、該確定された差分を格納し、前記ｎ個の差分のいずれも前記閾値より大きくない場合に、該格納された差分を検査し、最大の値を有する差分を選択するステップと、前記ｐｎ符号発生器を設定して、所望のチャネルに対応し、該選択された格納差分に対応するｐｎ位相状態ｉに設定されたｐｎ符号を出力せしめるステップと、を更に有することを特徴とする方法。１３．同期ＣＤＭＡ通信システムであって、各々が１の加入者による受信に意図された複数の第１フォワードチャネルを送信し、かつ各々がその他のフォワードチャネルに関するｐｎ符号と直交関係にある関連ｐｎ符号により拡散され、複数の加入者による受信に意図された少なくとも１つの第２フォワードチャネルを送信する手段を有する、少なくとも１つの無線基地装置（ＲＢＵ）と、各々が前記複数の第１フォワードチャネル及び前記少なくとも１つの第２フォワードチャネルを受信する手段を有する複数の加入者装置（ＳＵ）と、からなり、前記ＳＵの各々は、前記第２フォワードチャネルに関連する第１のｐｎ符号を用いて前記少なくとも１つの第２フォワードチャネルを逆拡散し受信信号レベルの第１の基準を獲得する手段と、前記ＲＢＵによって送信されず該送信されたｐｎ符号と直交関係を有する第２のヌルｐｎ符号を用いて該受信フォワードチャネルを逆拡散し受信信号レベルの第２の基準を獲得する手段と、信号レベルの前記第１及び第２の基準の差分を用いて前記第２フォワードチャネルに関連する前記第１のｐｎ符号の位相を設定する手段と、を有することを特徴とする同期ＣＤＭＡ通信システム。１４．請求項１３に記載のＣＤＭＡ通信システムであって、前記受信信号レベルの第１の基準を獲得する手段は相関ピークを獲得し、前記受信信号レベルの第２の基準を獲得する手段は相関ヌルを獲得することを特徴とするＣＤＭＡ通信システム。１５．請求項１３に記載のＣＤＭＡ通信システムであって、前記逆拡散及び獲得する手段は、第１のｐｎ符号位相状態の範囲及び第２のｐｎ符号位相状態の範囲にわたり反復して動作することを特徴とするＣＤＭＡ通信システム。