JP2003518802A - アナログ相関を用いたデジタル受信機感度拡張方法 - Google Patents
アナログ相関を用いたデジタル受信機感度拡張方法Info
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- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Abstract
(57)【要約】
アナログ相関技術は、所定のデジタル受信機構成要素をいつオンさせるかを決定するスペクトラム拡散方式の送受信機のデジタル受信機部に用いられている。個別の実施形態によれば、アナログ相関器は、ダウンコンバートされた同相および直交出力を無線部から受信し、受信された信号が上昇して所定の雑音レベルに達するかまたは近づいたときを決定している。制御回路は、ベースバンド発生器のデジタル受信部におけるフラッシュＡ／Ｄ変換器を選択的に活性化させる相関器に接続されている。アナログ相関器は、受信された信号が存在しているか否かを“察知する（sniff―臭いをかぎ回る―）”ためのＲＳＳＩを交換する。
Description
【０００１】
この発明は、一般的には電子通信の分野に係り、特にアナログ相関を用いてデ
ジタル受信機の感度を拡張する方法に関する。
ジタル受信機の感度を拡張する方法に関する。
【０００２】
スペクトラム拡散は、軍用および商用の両方に適用するための幅広い利用を発
見した通信技術である。スペクトラム拡散通信システムにおいては、送信される
変調はチャンネル上の送信に先行して帯域幅で拡散（増加）され、その後、受信
機では同一量により帯域幅で縮小（減少）されている。
見した通信技術である。スペクトラム拡散通信システムにおいては、送信される
変調はチャンネル上の送信に先行して帯域幅で拡散（増加）され、その後、受信
機では同一量により帯域幅で縮小（減少）されている。
【０００３】
スペクトル拡散のための目標適用例の１つは、独立した電子装置間の無線また
はラジオ通信を容易にすることである。例えば、無線ローカルエリアネットワー
ク（ＷＬＡＮ）は、放送により（over the air）データを送信したり受信したり
する無線技術を用いる順応性のあるデータ通信システムであり、これにより配線
による結合の必要性を減少させたり最少化させたりすることができる。エンドユ
ーザは、ラップトップコンピュータ内のＰＣカード、またはデスクトップコンピ
ュータ用のＩＳＡまたはＰＣＩカードとして具体的に実現されるトランシーバを
介して前記ＷＬＡＮに接続される。このトランシーバはまた、例えば携帯型のコ
ンピュータ、パーソナルデジタル補助器具等の何れかの装置と共に統合されてい
ても良い。
はラジオ通信を容易にすることである。例えば、無線ローカルエリアネットワー
ク（ＷＬＡＮ）は、放送により（over the air）データを送信したり受信したり
する無線技術を用いる順応性のあるデータ通信システムであり、これにより配線
による結合の必要性を減少させたり最少化させたりすることができる。エンドユ
ーザは、ラップトップコンピュータ内のＰＣカード、またはデスクトップコンピ
ュータ用のＩＳＡまたはＰＣＩカードとして具体的に実現されるトランシーバを
介して前記ＷＬＡＮに接続される。このトランシーバはまた、例えば携帯型のコ
ンピュータ、パーソナルデジタル補助器具等の何れかの装置と共に統合されてい
ても良い。
【０００４】
今日の市場に有用な大多数のＷＬＡＮ製品は、９００ＭＨｚおよび２．４ＧＨ
ｚのＩＳＭ周波数帯域で動作する垂直（偏波）の適用を目的とする適切なスペク
トラム拡散解決法である。上述したようにこれらの製品は、ＰＣＭＣＩＡ，ＩＳ
ＡおよびカスタムＰＣボートプラットホームにおける無線アダプタおよびアクセ
スポイントを含んでいる。典型的なスペクトラム拡散トランシーバは、ベースバ
ンドプロセッサに接続された従来のＩＦ無線回路を備えており、これは送信すべ
き信号の所望の変調と、このトランシーバで受信された信号の所望の復調とを提
供している。したがって、例えばベースバンドプロセッサは直接シーケンス（Ｄ
Ｓ）変調、周波数ホッピング（ＦＨ）変調、時間ホッピング（ＴＨ）変調、また
は種々のスキームのうちの１つまたはそれ以上を相互に混ぜ合わせたようなハイ
ブリッド変調のような所定のスペクトラム拡散変調技術を行なっても良い。
ｚのＩＳＭ周波数帯域で動作する垂直（偏波）の適用を目的とする適切なスペク
トラム拡散解決法である。上述したようにこれらの製品は、ＰＣＭＣＩＡ，ＩＳ
ＡおよびカスタムＰＣボートプラットホームにおける無線アダプタおよびアクセ
スポイントを含んでいる。典型的なスペクトラム拡散トランシーバは、ベースバ
ンドプロセッサに接続された従来のＩＦ無線回路を備えており、これは送信すべ
き信号の所望の変調と、このトランシーバで受信された信号の所望の復調とを提
供している。したがって、例えばベースバンドプロセッサは直接シーケンス（Ｄ
Ｓ）変調、周波数ホッピング（ＦＨ）変調、時間ホッピング（ＴＨ）変調、また
は種々のスキームのうちの１つまたはそれ以上を相互に混ぜ合わせたようなハイ
ブリッド変調のような所定のスペクトラム拡散変調技術を行なっても良い。
【０００５】
ＩＥＥＥ８０２．１１ＷＬＡＮ標準に対応するために設計された公知のスペク
トラム拡散トランシーバにおいては、ベースバンドプロセッサは具体的には、無
線部における直交ＩＦ復調器からの受信されたＩ（同相）およびＱ（直交）信号
を処理する、基板上（on-board）の二重パラレル（または“フラッシュ”）アナ
ログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを含んでいる。フラッシュＡ／Ｄコンバー
タは、連続する近似処理とは逆に、１つのステップでアナログ−デジタル変換を
行なっている。とりわけ、フラッシュＡ／Ｄコンバータは、アナログ電圧を表現
するｎビットのデジタル符号を生成するために、入力アナログ電圧２ｎ−１をし
きい値電圧と比較する。具体的には、ベースバンドプロセッサはまた、無線部に
おける受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）から提供されたアナログ信号を変換する
ための他のフラッシュＡ／Ｄコンバータを含んでいる。
トラム拡散トランシーバにおいては、ベースバンドプロセッサは具体的には、無
線部における直交ＩＦ復調器からの受信されたＩ（同相）およびＱ（直交）信号
を処理する、基板上（on-board）の二重パラレル（または“フラッシュ”）アナ
ログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを含んでいる。フラッシュＡ／Ｄコンバー
タは、連続する近似処理とは逆に、１つのステップでアナログ−デジタル変換を
行なっている。とりわけ、フラッシュＡ／Ｄコンバータは、アナログ電圧を表現
するｎビットのデジタル符号を生成するために、入力アナログ電圧２ｎ−１をし
きい値電圧と比較する。具体的には、ベースバンドプロセッサはまた、無線部に
おける受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）から提供されたアナログ信号を変換する
ための他のフラッシュＡ／Ｄコンバータを含んでいる。
【０００６】
しかしながら、信号電力の表示を与えるＲＳＳＩは、信号が雑音レベル（例え
ば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ受信機における−９５ｄＢｍ）に丁度かその近傍で
あるときに、不正確な検出の可能性を低くするために効果的に機能していない。
（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ用のＩＳＭ２．４ＧＨｚシステムにおけるよ
うに）典型的な低廉な受信機においては、ＲＳＳＩは、通常、図１に示されてい
るように入力信号の全範囲において動作している。中間範囲の動作において、受
信信号が入来されていることをＲＳＳＩ出力信号から決定することができる。し
かしながら、ＶｍｉｎでのＶＲＳＳＩに関する雑音専用状態においては、信号の
入来していることは、その信号が雑音の電力よりも約１０ｄＢより大きくない限
りは検出することができないので、不正確な検出の可能性は低くなっている。こ
のこともまた図１に示されている。したがって、不正確な検出の低い可能性を決
定するための唯一の方法は、もしもその信号が雑音レベルであるかまたはその近
傍であるならば（すなわち、ＲＳＳＩが信頼できないとき）、分離された相関を
行なうことである。これは、代わりに、たとえこれらのコンバータが次のメッセ
ージ送信のをオフにするとしても、フラッシュＡ／Ｄコンバータがオン状態に維
持されることを要求している。フラッシュＡ／Ｄコンバータは、大容量の電流を
引き出して、その結果、大きな電力消費を提示することになる。
ば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ受信機における−９５ｄＢｍ）に丁度かその近傍で
あるときに、不正確な検出の可能性を低くするために効果的に機能していない。
（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ用のＩＳＭ２．４ＧＨｚシステムにおけるよ
うに）典型的な低廉な受信機においては、ＲＳＳＩは、通常、図１に示されてい
るように入力信号の全範囲において動作している。中間範囲の動作において、受
信信号が入来されていることをＲＳＳＩ出力信号から決定することができる。し
かしながら、ＶｍｉｎでのＶＲＳＳＩに関する雑音専用状態においては、信号の
入来していることは、その信号が雑音の電力よりも約１０ｄＢより大きくない限
りは検出することができないので、不正確な検出の可能性は低くなっている。こ
のこともまた図１に示されている。したがって、不正確な検出の低い可能性を決
定するための唯一の方法は、もしもその信号が雑音レベルであるかまたはその近
傍であるならば（すなわち、ＲＳＳＩが信頼できないとき）、分離された相関を
行なうことである。これは、代わりに、たとえこれらのコンバータが次のメッセ
ージ送信のをオフにするとしても、フラッシュＡ／Ｄコンバータがオン状態に維
持されることを要求している。フラッシュＡ／Ｄコンバータは、大容量の電流を
引き出して、その結果、大きな電力消費を提示することになる。
【０００７】
受信された信号を“嗅ぎ回る（察知する―sniffing―）”ためにフラッシュＡ
／Ｄコンバータをまずオンさせなければならないということなしに、信号が雑音
レベルになるかまたはその近傍となるときに、スペクトラム拡散トランシーバの
受信部の感度を増加させることが望まれることになるであろう。この発明はこの
ような必要性に答えるものである。
／Ｄコンバータをまずオンさせなければならないということなしに、信号が雑音
レベルになるかまたはその近傍となるときに、スペクトラム拡散トランシーバの
受信部の感度を増加させることが望まれることになるであろう。この発明はこの
ような必要性に答えるものである。
【０００８】
アナログ相関技術は、受信された信号が入来されたときに、所定のデジタル受
信機構成要素をオンさせるときを決定するためのスペクトラム拡散トランシーバ
のデジタル受信機の部分で用いられている。個別の実施形態において、アナログ
相関器は、無線部からのＩおよびＱ出力を受信して、受信された信号における同
様のシーケンスに対する局部疑似乱数（ＰＮ）シーケンスをロック（lock―固定
―）することを試みている。アナログ相関器がＰＮシーケンスを整列させるとき
に、そして、もしも対応する相関のピークが十分に大きいならば、デジタル受信
機部分におけるフラッシュＡ／Ｄコンバータがオンされる。実際においては、ア
ナログ相関器は、その信号が雑音フロアであるかまたはその近傍にあるときに、
無線信号強度表示器（ＲＳＳＩ）が不正確な警告の可能性が低いまま受信信号が
セットされていることを検出するので、受信信号を“嗅ぎ回って”いる。
信機構成要素をオンさせるときを決定するためのスペクトラム拡散トランシーバ
のデジタル受信機の部分で用いられている。個別の実施形態において、アナログ
相関器は、無線部からのＩおよびＱ出力を受信して、受信された信号における同
様のシーケンスに対する局部疑似乱数（ＰＮ）シーケンスをロック（lock―固定
―）することを試みている。アナログ相関器がＰＮシーケンスを整列させるとき
に、そして、もしも対応する相関のピークが十分に大きいならば、デジタル受信
機部分におけるフラッシュＡ／Ｄコンバータがオンされる。実際においては、ア
ナログ相関器は、その信号が雑音フロアであるかまたはその近傍にあるときに、
無線信号強度表示器（ＲＳＳＩ）が不正確な警告の可能性が低いまま受信信号が
セットされていることを検出するので、受信信号を“嗅ぎ回って”いる。
【０００９】
表示された実施形態において、アナログ相関器は、ＩおよびＱチャンネルのそ
れぞれのために、アナログ乗算器、積分器およびダンプ回路、サンプルおよびホ
ールド回路、アナログ二乗器を備えている。疑似乱数（ＰＮ）シーケンス発生器
は、選択された遅延の適用に続くチャンネルのそれぞれに対して所定のＰＮシー
ケンスを供給している。ＰＮシーケンス発生器は、スペクトラム拡散変調を提供
するための所定のチップレートでの各々のデータビットを拡散するために用いら
れる発生器である。代表的な実施形態においては、このＰＮシーケンスは、バー
カー（Barker）シーケンスである。動作においては、信号が雑音レベルであるか
またはその近傍にあるときに、ＰＮシーケンスのロックに続いて、相関器の出力
は、選択された遅延での所定の関係にある相関ピークでのものである。所定の関
係にある相関ピークがしきい値を超えたときに、デジタル受信機内のフラッシュ
Ａ／Ｄコンバータをオンさせるために、アナログ相関器から制御信号が出力され
る。その結果として、フラッシュＡ／Ｄコンバータによる大きな電力消費は、受
信された信号が入来しているとき、および関係のある相関ピークが所定のしきい
値を超えているときに、活性化されるのみである。これらは、先行技術における
ように、受信された信号を嗅ぎ回るために活性化されることはない。
れぞれのために、アナログ乗算器、積分器およびダンプ回路、サンプルおよびホ
ールド回路、アナログ二乗器を備えている。疑似乱数（ＰＮ）シーケンス発生器
は、選択された遅延の適用に続くチャンネルのそれぞれに対して所定のＰＮシー
ケンスを供給している。ＰＮシーケンス発生器は、スペクトラム拡散変調を提供
するための所定のチップレートでの各々のデータビットを拡散するために用いら
れる発生器である。代表的な実施形態においては、このＰＮシーケンスは、バー
カー（Barker）シーケンスである。動作においては、信号が雑音レベルであるか
またはその近傍にあるときに、ＰＮシーケンスのロックに続いて、相関器の出力
は、選択された遅延での所定の関係にある相関ピークでのものである。所定の関
係にある相関ピークがしきい値を超えたときに、デジタル受信機内のフラッシュ
Ａ／Ｄコンバータをオンさせるために、アナログ相関器から制御信号が出力され
る。その結果として、フラッシュＡ／Ｄコンバータによる大きな電力消費は、受
信された信号が入来しているとき、および関係のある相関ピークが所定のしきい
値を超えているときに、活性化されるのみである。これらは、先行技術における
ように、受信された信号を嗅ぎ回るために活性化されることはない。
【００１０】
上述した説明は、この発明のより適切な目的や特徴のいくつかを概説したもの
である。これらの目的および特徴は、この発明のより顕著な特徴や適用例のいく
つかを単に説明するために解釈されるべきである。他の多くの有益な結果は、い
かに説明されるであろう、開示される発明をこの発明の異なるやり方または変形
に適用することにより、達成され得るものである。したがって、この発明の他の
目的やより完全な理解は、以下の詳細な説明を参照することにより得られること
になるであろう。
である。これらの目的および特徴は、この発明のより顕著な特徴や適用例のいく
つかを単に説明するために解釈されるべきである。他の多くの有益な結果は、い
かに説明されるであろう、開示される発明をこの発明の異なるやり方または変形
に適用することにより、達成され得るものである。したがって、この発明の他の
目的やより完全な理解は、以下の詳細な説明を参照することにより得られること
になるであろう。
【００１１】
この発明およびその有利点のより完全な理解のために、添付図面に関連づけて
与えられる以下の詳細な説明について参考例が説明されるべきである。
与えられる以下の詳細な説明について参考例が説明されるべきである。
【００１２】
図２は、この発明が実現される公知の無線トランシーバを示している。このト
ランシーバは、提案されたＩＥＥＥ８０２．１１標準による２．４ＧＨｚＩＳＭ
におけるＷＬＡＮ適用例に用いられていても良いが、この適用例はこの発明を限
定するものではない。このトランシーバは、ＲＦ電力増幅および送信／受信スイ
ッチ２０４に接続された選択可能なアンテナ２０２を備えている。トランシーバ
は、低雑音増幅器２０６とＲＦ電力増幅および送信／受信スイッチ２０４の両方
に接続されたアップ／ダウンコンバータ２０８をもまた備えている。このアップ
／ダウンコンバータ２０８は、二重周波数合成器２１０および直交ＩＦ変調器／
復調器２１２に接続されている。ＩＦ変調器／復調器２１２は、受信信号強度表
示（ＲＳＳＩ―Received Signal Strength Indicator―）機能を備え、これはＲ
ＳＳＩのモニタリング（監視）または“嗅ぎ回り―sniffing―”機能を提供して
おり、これは公知のものである。１つまたはそれ以上のフィルタ２１４および電
圧制御発信器（ＶＣＯ―Voltage Controlled Oscillator―）２１６がまた、設
けられていても良い。上述した構成要素は、従来のスペクトラム拡散トランシー
バの無線部を構成している。これらの構成要素の動作についての精通は想像され
る。
ランシーバは、提案されたＩＥＥＥ８０２．１１標準による２．４ＧＨｚＩＳＭ
におけるＷＬＡＮ適用例に用いられていても良いが、この適用例はこの発明を限
定するものではない。このトランシーバは、ＲＦ電力増幅および送信／受信スイ
ッチ２０４に接続された選択可能なアンテナ２０２を備えている。トランシーバ
は、低雑音増幅器２０６とＲＦ電力増幅および送信／受信スイッチ２０４の両方
に接続されたアップ／ダウンコンバータ２０８をもまた備えている。このアップ
／ダウンコンバータ２０８は、二重周波数合成器２１０および直交ＩＦ変調器／
復調器２１２に接続されている。ＩＦ変調器／復調器２１２は、受信信号強度表
示（ＲＳＳＩ―Received Signal Strength Indicator―）機能を備え、これはＲ
ＳＳＩのモニタリング（監視）または“嗅ぎ回り―sniffing―”機能を提供して
おり、これは公知のものである。１つまたはそれ以上のフィルタ２１４および電
圧制御発信器（ＶＣＯ―Voltage Controlled Oscillator―）２１６がまた、設
けられていても良い。上述した構成要素は、従来のスペクトラム拡散トランシー
バの無線部を構成している。これらの構成要素の動作についての精通は想像され
る。
【００１３】
スペクトラム拡散ベースバンドプロセッサ２１８は、無線部に接続されると共
に、この技術分野においてまた公知であるように、全（波）または半（波）の二
重パケット基本スペクトラム拡散通信に必要なすべての機能を含んでいる。とり
わけ、このプロセッサは、ＩＦ変調器２１２からの同相信号および直交信号を受
信する基板上の二重フラッシュＡ／Ｄコンバータ２２０および２２２を有してい
る。ベースバンドプロセッサはまた、ＩＦ変調器２１２からの受信された信号強
度表示器（ＲＳＳＩ）電圧を処理するための別のＡ／Ｄコンバータ２２４を含ん
でいる。明瞭なチャンネル評価（ＣＣＡ）回路２２６は、データの衝突を避けて
ネットワークのスループットを最適化するための明瞭なチャンネル評価機能を提
供している。フラッシュＡ／Ｄコンバータの出力は、受信した信号を逆拡散する
復調器２２８へと供給されている。変調器２３０は、良く理解されているように
、拡散機能を実行する。インターフェース回路２３２は、ベースバンドプロセッ
サに対して／からデータをやりとり（interface）するために、復調器２２８お
よび変調器２３０に接続されている。ここで再び、上記構成要素のすべては、こ
の技術分野の熟練者にとって公知である。
に、この技術分野においてまた公知であるように、全（波）または半（波）の二
重パケット基本スペクトラム拡散通信に必要なすべての機能を含んでいる。とり
わけ、このプロセッサは、ＩＦ変調器２１２からの同相信号および直交信号を受
信する基板上の二重フラッシュＡ／Ｄコンバータ２２０および２２２を有してい
る。ベースバンドプロセッサはまた、ＩＦ変調器２１２からの受信された信号強
度表示器（ＲＳＳＩ）電圧を処理するための別のＡ／Ｄコンバータ２２４を含ん
でいる。明瞭なチャンネル評価（ＣＣＡ）回路２２６は、データの衝突を避けて
ネットワークのスループットを最適化するための明瞭なチャンネル評価機能を提
供している。フラッシュＡ／Ｄコンバータの出力は、受信した信号を逆拡散する
復調器２２８へと供給されている。変調器２３０は、良く理解されているように
、拡散機能を実行する。インターフェース回路２３２は、ベースバンドプロセッ
サに対して／からデータをやりとり（interface）するために、復調器２２８お
よび変調器２３０に接続されている。ここで再び、上記構成要素のすべては、こ
の技術分野の熟練者にとって公知である。
【００１４】
スペクトラム拡散技術の１つは、直接シーケンス変調である。表示上の目的の
ために、この発明は直接シーケンスベースバンドプロセッサの文脈の中で説明さ
れているが、このことは、既に考察されたように、この発明を限定するものでは
ない。直接シーケンス変調は、疑似乱数（ＰＮ）発生器の出力シーケンスを、そ
れぞれがチップタイムと呼ばれる持続時間を有する複数のパルスの列上に、直線
状に変調することにより形成されている。１１ビットのバーカーシーケンス（例
えば、＋＋＋−−−＋−−＋−）が、この目的のためのみに用いられていても良
い。もちろん、この１１ビットのバーカーシーケンスの使用は、単なる例示的な
ものである。バーカーシーケンスは、すべてのτが−（ｎ−１）＜τ＜ｎ−１で
あるときに、非周期の自動相関値｜ρｓ（τ）｜＜１を有する長さｎのバイナリ
｛−１，＋１｝のシーケンス｛ｓ（ｔ）｝である。具体的には、変調のこのタイ
プは、２値で位相偏移適合された（ＢＰＳＫ―binary phase-shift-keyed―）情
報信号と共に用いられている。直接シーケンスＢＰＳＫ信号は、前記ＢＰＳＫ信
号を直接シーケンス変調により多重化することにより生成されている。受信され
たＢＰＳＫ信号を復調するためには、（逆拡散するために用いられる受信機での
ＰＮ波形を生成する）局部ＰＮ乱数発生器が、受信されたＢＰＳＫ信号のＰＮ波
形の１つのチップの範囲内で同期させられていなければならない。この機能は、
それぞれの位置で、チップの一部分により時間的に連続的に局部ＰＮ波形をステ
ップ化するサーチルーチンにより行なわれ、このサーチルーチンは、受信された
信号と局部ＰＮ波形との間の高度な相関に関して検索している。この検索は、相
関が所定のしきい値を超えたときに終了するものであり、この所定のしきい値は
粗い配列が達成されたことを表示しているものである。２つのＰＮ波形を粗い配
列内に運んだ後に、遅延固定されたまたはタウ・ディザー（tau-dither）トラッ
キングループが精密な配列を維持するために用いられている。このプロセスのさ
らなる詳細は、例えば、この明細書に参考として組み入れられる、ＣＲＣ出版に
よる「通信便覧（The Communication Handbook）の１６．４版（１９９７）」の
中に説明されている。
ために、この発明は直接シーケンスベースバンドプロセッサの文脈の中で説明さ
れているが、このことは、既に考察されたように、この発明を限定するものでは
ない。直接シーケンス変調は、疑似乱数（ＰＮ）発生器の出力シーケンスを、そ
れぞれがチップタイムと呼ばれる持続時間を有する複数のパルスの列上に、直線
状に変調することにより形成されている。１１ビットのバーカーシーケンス（例
えば、＋＋＋−−−＋−−＋−）が、この目的のためのみに用いられていても良
い。もちろん、この１１ビットのバーカーシーケンスの使用は、単なる例示的な
ものである。バーカーシーケンスは、すべてのτが−（ｎ−１）＜τ＜ｎ−１で
あるときに、非周期の自動相関値｜ρｓ（τ）｜＜１を有する長さｎのバイナリ
｛−１，＋１｝のシーケンス｛ｓ（ｔ）｝である。具体的には、変調のこのタイ
プは、２値で位相偏移適合された（ＢＰＳＫ―binary phase-shift-keyed―）情
報信号と共に用いられている。直接シーケンスＢＰＳＫ信号は、前記ＢＰＳＫ信
号を直接シーケンス変調により多重化することにより生成されている。受信され
たＢＰＳＫ信号を復調するためには、（逆拡散するために用いられる受信機での
ＰＮ波形を生成する）局部ＰＮ乱数発生器が、受信されたＢＰＳＫ信号のＰＮ波
形の１つのチップの範囲内で同期させられていなければならない。この機能は、
それぞれの位置で、チップの一部分により時間的に連続的に局部ＰＮ波形をステ
ップ化するサーチルーチンにより行なわれ、このサーチルーチンは、受信された
信号と局部ＰＮ波形との間の高度な相関に関して検索している。この検索は、相
関が所定のしきい値を超えたときに終了するものであり、この所定のしきい値は
粗い配列が達成されたことを表示しているものである。２つのＰＮ波形を粗い配
列内に運んだ後に、遅延固定されたまたはタウ・ディザー（tau-dither）トラッ
キングループが精密な配列を維持するために用いられている。このプロセスのさ
らなる詳細は、例えば、この明細書に参考として組み入れられる、ＣＲＣ出版に
よる「通信便覧（The Communication Handbook）の１６．４版（１９９７）」の
中に説明されている。
【００１５】
図３は、ベースバンドプロセッサおよびこれに支援されるフラッシュＡ／Ｄコ
ンバータ３０２および３０４を示している。理論的には、フラッシュコンバータ
３０２および３０４は、（もしも認証が期待されていないならば）次に続くメッ
セージの終了（ＥＯＭ―end of message―）の送信をオフにすることもできる。
しかしながら、先行技術においては、これは実用的ではなかった。とりわけ、Ｒ
ＳＳＩの雑音を超える１０ｄＢよりも信号が小さいときに、出力において謝った
警告が高い蓋然性で出されるようになっているならば、ＲＳＳＩ出力にとって、
受信された信号強度が雑音の下限（約−９５ｄＢｍ）を超える約１０ｄＢよりも
小さいときを決定するために、効果的に用いられることは可能ではなくなる。し
たがって、先行技術において、フラッシュＡ／Ｄコンバータは（約−９５および
−８５ｄＢｍの間の）雑音下限の近傍から始まる受信された信号を“嗅ぎ回る”
ためにオン状態を維持しなければならない。このような相関のために求められて
いる、フラッシュＡ／Ｄコンバータは、大きな電流量を引き出している。この問
題を克服し、さらにデジタル受信機の全体的な電力の消費を低減させるために、
この発明は、低電力のアナログ相関を伴う受信信号を嗅ぎ回ることによりデジタ
ル受信機の感度を伸ばしている。アナログ相関器は受信された信号の存在を表示
する相関ピークを検出したときに、メインベースバンドプロセッサ内に設けられ
たフラッシュＡ／Ｄコンバータがオンされる。アナログ相関器の構成要素は、低
電力装置であり、Ａ／Ｄコンバータの使用を制限する結果として、受信機の全体
の電力の消費は、先行技術に比較して顕著に低減される。
ンバータ３０２および３０４を示している。理論的には、フラッシュコンバータ
３０２および３０４は、（もしも認証が期待されていないならば）次に続くメッ
セージの終了（ＥＯＭ―end of message―）の送信をオフにすることもできる。
しかしながら、先行技術においては、これは実用的ではなかった。とりわけ、Ｒ
ＳＳＩの雑音を超える１０ｄＢよりも信号が小さいときに、出力において謝った
警告が高い蓋然性で出されるようになっているならば、ＲＳＳＩ出力にとって、
受信された信号強度が雑音の下限（約−９５ｄＢｍ）を超える約１０ｄＢよりも
小さいときを決定するために、効果的に用いられることは可能ではなくなる。し
たがって、先行技術において、フラッシュＡ／Ｄコンバータは（約−９５および
−８５ｄＢｍの間の）雑音下限の近傍から始まる受信された信号を“嗅ぎ回る”
ためにオン状態を維持しなければならない。このような相関のために求められて
いる、フラッシュＡ／Ｄコンバータは、大きな電流量を引き出している。この問
題を克服し、さらにデジタル受信機の全体的な電力の消費を低減させるために、
この発明は、低電力のアナログ相関を伴う受信信号を嗅ぎ回ることによりデジタ
ル受信機の感度を伸ばしている。アナログ相関器は受信された信号の存在を表示
する相関ピークを検出したときに、メインベースバンドプロセッサ内に設けられ
たフラッシュＡ／Ｄコンバータがオンされる。アナログ相関器の構成要素は、低
電力装置であり、Ａ／Ｄコンバータの使用を制限する結果として、受信機の全体
の電力の消費は、先行技術に比較して顕著に低減される。
【００１６】
図４は、アナログ相関器４００の基本動作を示している。一般的には、アナロ
グ相関器は、局部ＰＮシーケンス（例えば、１１ビットバーカー）を、サンプル
されてダウンコンバートされた同相および直交信号ＶＩおよびＶＱ内の単純なＰ
Ｎシーケンスに同期させるために用いられている。アナログ相関器がＰＮシーケ
ンスを整列させたときであって、もしも相対的な相関のピークがしきい値よりも
大きいならば、受信部のデジタル部分内のフラッシュＡ／Ｄコンバータは、オン
となる。これらのコンバートは通常は次に続くＥＯＭ送信をオフにしている。
グ相関器は、局部ＰＮシーケンス（例えば、１１ビットバーカー）を、サンプル
されてダウンコンバートされた同相および直交信号ＶＩおよびＶＱ内の単純なＰ
Ｎシーケンスに同期させるために用いられている。アナログ相関器がＰＮシーケ
ンスを整列させたときであって、もしも相対的な相関のピークがしきい値よりも
大きいならば、受信部のデジタル部分内のフラッシュＡ／Ｄコンバータは、オン
となる。これらのコンバートは通常は次に続くＥＯＭ送信をオフにしている。
【００１７】
この図においては、ＩＦ復調器からの同相（Ｉ）信号のみが、処理されるべき
ものとして示されている。もちろん、相関器４００は、直交位相（Ｑ）信号を処
理するための簡単なループを含んでいる。図示されているように、ＩＦ復調器段
からのＶＩ信号は、アナログ乗算器４０２内で、バーカシーケンスと混合されて
おり、このバーカーシーケンスは、そのシーケンスが遅延回路４０６により量τ
だけ遅延させられた後に、１１ビットシフトレジスタ４０４により生成されてい
る。この１１ビットシフトレジスタは、所定の周波数、例えば１１ＭＨｚで動作
している。アナログミキサ４０２の出力は、合計回路４０８により合計されて、
その後サンプル回路４１０によりサンプルされる。この具体例におけるサンプル
レートは、１１チップ毎である。このサンプルされた出力は、その後、二乗回路
４１２で二乗されてＱ信号と同様に処理された出力に足し合わされ、その結果が
制御回路４１４に対して供給されている。動作において、シフトレジスタの出力
は、受信されたＶＩ信号および受信されたＶＱ信号内のバーカー波形の１つのチ
ップの範囲内で、同期させられている。制御回路はその後、整列されたバーカー
シーケンスを維持するために、遅延回路４０６により提供される遅延τを調整す
る信号を生成している。このシーケンスが整列されているとき、相関器は、例示
的に示されているように、およそ１１の所定の処理ゲインを有している。この処
理ゲインが所定のしきい値を超える相関ピークを表示しているときに、受信され
た信号の始まりが発生してフラッシュＡ／Ｄコンバータは活性化される。
ものとして示されている。もちろん、相関器４００は、直交位相（Ｑ）信号を処
理するための簡単なループを含んでいる。図示されているように、ＩＦ復調器段
からのＶＩ信号は、アナログ乗算器４０２内で、バーカシーケンスと混合されて
おり、このバーカーシーケンスは、そのシーケンスが遅延回路４０６により量τ
だけ遅延させられた後に、１１ビットシフトレジスタ４０４により生成されてい
る。この１１ビットシフトレジスタは、所定の周波数、例えば１１ＭＨｚで動作
している。アナログミキサ４０２の出力は、合計回路４０８により合計されて、
その後サンプル回路４１０によりサンプルされる。この具体例におけるサンプル
レートは、１１チップ毎である。このサンプルされた出力は、その後、二乗回路
４１２で二乗されてＱ信号と同様に処理された出力に足し合わされ、その結果が
制御回路４１４に対して供給されている。動作において、シフトレジスタの出力
は、受信されたＶＩ信号および受信されたＶＱ信号内のバーカー波形の１つのチ
ップの範囲内で、同期させられている。制御回路はその後、整列されたバーカー
シーケンスを維持するために、遅延回路４０６により提供される遅延τを調整す
る信号を生成している。このシーケンスが整列されているとき、相関器は、例示
的に示されているように、およそ１１の所定の処理ゲインを有している。この処
理ゲインが所定のしきい値を超える相関ピークを表示しているときに、受信され
た信号の始まりが発生してフラッシュＡ／Ｄコンバータは活性化される。
【００１８】
図５は、信号が雑音の下限であるかまたはその近傍で入来したときに、受信さ
れた信号の存在を検出する際に用いられるホン発明のアナログコンバータ５００
の好適な実施形態を表示している。相関器は、アナログ乗算器５０２、積分器お
よびダンプ回路５０４と、サンプルおよびホールド回路５０６と、アナログ二乗
回路５０８と、を含むＩチャンネルブランチを備えている。相関器のＱチャンネ
ルブランチは、アナログ乗算器５１０と、積分器およびダンプ回路５１２と、サ
ンプルおよびホールド回路５１４と、アナログ二乗回路５１６とを備えている。
それぞれのブランチには、ＰＮ生成器５１８から供給されるバーカー（または他
のＰＮ）シーケンスと共にそれぞれのＶＩおよびＶＱ信号が供給されている。図
４に示されるように、ＰＮシーケンスは、遅延回路５２０により所定の量τだけ
遅延させられている。制御回路５２５は緩慢なＡ／Ｄコンバータ５２２によりデ
ジタル形式へと変換され、遅延回路５２０を制御するために用いられる制御信号
を生成している。Ａ／Ｄコンバータ５２２および遅延回路５２０は、従来のタウ
・ディザートラッキングループを備えている。動作において、（ＰＮ発生器およ
び個別のＩおよびＱ信号の各々からの）ＰＮシーケンスが１つのチップ内にある
ときに、ピーク相関が発生している。この時点で、制御回路５２５は、遅延τを
設定するためにトラッキングループにより用いられる出力信号を生成しているの
で相関はピーク値を維持している。相関ピークが所定のしきい値を超えていると
きには、制御回路５２５はフラッシュＡ／Ｄコンバータ５２４および５２６をオ
ン状態に活性化させる出力を生成している。上記より注意されるべきように、コ
ンバータ５２４および５２６は通常、次に続くＥＯＭ送信をオフにしている。
れた信号の存在を検出する際に用いられるホン発明のアナログコンバータ５００
の好適な実施形態を表示している。相関器は、アナログ乗算器５０２、積分器お
よびダンプ回路５０４と、サンプルおよびホールド回路５０６と、アナログ二乗
回路５０８と、を含むＩチャンネルブランチを備えている。相関器のＱチャンネ
ルブランチは、アナログ乗算器５１０と、積分器およびダンプ回路５１２と、サ
ンプルおよびホールド回路５１４と、アナログ二乗回路５１６とを備えている。
それぞれのブランチには、ＰＮ生成器５１８から供給されるバーカー（または他
のＰＮ）シーケンスと共にそれぞれのＶＩおよびＶＱ信号が供給されている。図
４に示されるように、ＰＮシーケンスは、遅延回路５２０により所定の量τだけ
遅延させられている。制御回路５２５は緩慢なＡ／Ｄコンバータ５２２によりデ
ジタル形式へと変換され、遅延回路５２０を制御するために用いられる制御信号
を生成している。Ａ／Ｄコンバータ５２２および遅延回路５２０は、従来のタウ
・ディザートラッキングループを備えている。動作において、（ＰＮ発生器およ
び個別のＩおよびＱ信号の各々からの）ＰＮシーケンスが１つのチップ内にある
ときに、ピーク相関が発生している。この時点で、制御回路５２５は、遅延τを
設定するためにトラッキングループにより用いられる出力信号を生成しているの
で相関はピーク値を維持している。相関ピークが所定のしきい値を超えていると
きには、制御回路５２５はフラッシュＡ／Ｄコンバータ５２４および５２６をオ
ン状態に活性化させる出力を生成している。上記より注意されるべきように、コ
ンバータ５２４および５２６は通常、次に続くＥＯＭ送信をオフにしている。
【００１９】
制御回路は、何れかの従来のやり方、例えば、ソフトウェア駆動によるプロセ
ッサ、マイクロコントローラ、有限状態の機械、手により関係づけられた（hand
wired）論理、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブ
ル・ゲイブ・アレイ（ＦＰＧＡ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、等によ
り実現されていても良い。ひとたび遅延が決定されると、制御回路は、デジタル
構成要素による相関を容易にするためにデジタル受信機にこの値を提供するよう
にしても良い。
ッサ、マイクロコントローラ、有限状態の機械、手により関係づけられた（hand
wired）論理、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブ
ル・ゲイブ・アレイ（ＦＰＧＡ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、等によ
り実現されていても良い。ひとたび遅延が決定されると、制御回路は、デジタル
構成要素による相関を容易にするためにデジタル受信機にこの値を提供するよう
にしても良い。
【００２０】
アナログ相関器は、受信された信号が雑音レベルの入来するかまたはその近傍
で入来したとき（さもなければ、ＲＳＳＩが効果のないとき）を検出するように
動作している。相関ピークが発生したとき、フラッシュＡ／Ｄコンバータがオン
される。この理にかなったフラッシュＡ／Ｄコンバータの制御は、ベースバンド
プロセッサにおける改善された電力の管理を提供し、これによりスペクトラム拡
散トランシーバの間然された全体的な性能を提供している。
で入来したとき（さもなければ、ＲＳＳＩが効果のないとき）を検出するように
動作している。相関ピークが発生したとき、フラッシュＡ／Ｄコンバータがオン
される。この理にかなったフラッシュＡ／Ｄコンバータの制御は、ベースバンド
プロセッサにおける改善された電力の管理を提供し、これによりスペクトラム拡
散トランシーバの間然された全体的な性能を提供している。
【００２１】
この技術分野の熟練者の一人は、アナログ相関が、観察する信号検出点からの
相対的に低い品質のものであり；これに対して、（デジタル受信機回路構成内で
行なわれた）対応するバーカー相関が高い品質の信号検出を提供していることを
認識することになるであろう。したがって、一般化の方法により、この発明の技
術は、低い品質での信号検出用のアナログ相関器と、高い品質での信号検出用の
通常のデジタル相関器とを実現している。
相対的に低い品質のものであり；これに対して、（デジタル受信機回路構成内で
行なわれた）対応するバーカー相関が高い品質の信号検出を提供していることを
認識することになるであろう。したがって、一般化の方法により、この発明の技
術は、低い品質での信号検出用のアナログ相関器と、高い品質での信号検出用の
通常のデジタル相関器とを実現している。
【００２２】
以上のように説明された私の発明により、私が新しいものとして請求したいも
のは、上述した請求の範囲に記載されている。
のは、上述した請求の範囲に記載されている。
【図１】
従来のスペクトラム拡散受信機における受信信号強度表示器電圧および信号強
度の間の関係を示す説明図である。
度の間の関係を示す説明図である。
【図２】
先行技術の代表的なスペクトラム拡散トランシーバのアーキテクチャーを示す
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図３】
図２のスペクトラム拡散トランシーバのベースバンドプロセッサの構成要素を
示すブロック構成図である。
示すブロック構成図である。
【図４】
この発明の基本動作原理を示すアナログ相関器のブロック構成図である。
【図５】
この発明による信号強度が雑音レベルであるかまたはその近傍であるときにデ
ジタル受信機回路構成を制御するためにアナログ相関器がどのように用いられる
かを示すより詳細なブロック構成図である。
ジタル受信機回路構成を制御するためにアナログ相関器がどのように用いられる
かを示すより詳細なブロック構成図である。
４００ アナログ相関器
４０２ アナログ乗算器
４０４ １１ビットシフトレジスタ
４０６ 遅延回路
４０８ 合計回路
４１０ サンプル回路
４１２ 二乗回路
４１４ 制御回路
５０２ アナログ乗算器
５０４ 積分器およびダンプ回路
５０６ サンプルおよびホールド回路
５０８ アナログ二乗回路
５１０ アナログ乗算器
５１２ 積分器およびダンプ回路
５１４ サンプルおよびホールド回路
５１６ アナログ乗算器
５１８ ＰＮシーケンス発生器
５２５ 制御回路
Claims (10)
- 【請求項１】 ベースバンドプロセッサに接続された無線回路と、前記ベースバンドプロセッ
サに設けられて前記無線回路から受信されてダウンコンバートされた同相信号お
よび直交信号をサンプリングする逆拡散器およびフラッシュＡ／Ｄコンバータと
、を備えるスペクトラム拡散トランシーバにおいて、 受信された信号が所定の雑音レベルに達するかまたは近づいたときを決定する
アナログ相関器と、 前記アナログ相関器に接続され、前記フラッシュＡ／Ｄコンバータを選択的に
活性化させる制御回路と、 を備える前記トランシーバの改善。 - 【請求項２】 前記アナログ相関器は、疑似乱数（ＰＮ）シーケンス発生器と、同相部と、直
交部と、を備える請求項１に記載のスペクトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項３】 前記同相部は、 前記無線回路から前記ダウンコンバートされた同相信号を受信すると共に、前
記ＰＮシーケンス発生器により生成されたビットシーケンスを受信して、これら
に応答して、第１の信号を生成するアナログ乗算器と、 所定の時間区間に基づいて前記第１の信号を積分して第２の信号を生成する積
分器およびダンプ回路と、 前記第２の信号をサンプリングして第３の信号を生成するサンプル・ホールド
回路と、 前記第３の信号を二乗して第４の信号を生成するアナログ二乗回路と、 を備える請求項２に記載のスペクトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項４】 前記直交部は、 前記無線回路から前記ダウンコンバートされた直交信号を受信すると共に、前
記ＰＮシーケンス発生器により生成されたビットシーケンスを受信して、これら
に応答して、第１の信号を生成するアナログ乗算器と、 所定の時間区間に基づいて前記第１の信号を積分して第２の信号を生成する積
分器およびダンプ回路と、 前記第２の信号をサンプリングして第３の信号を生成するサンプル・ホールド
回路と、 前記第３の信号を二乗して第４の信号を生成するアナログ二乗回路と、 を備える請求項２に記載のスペクトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項５】 前記ＰＮシーケンス発生器は、バーカーシーケンスを生成する請求項２に記載
のスペクトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項６】 前記バーカーシーケンスは、１１ビットバーカーである請求項５に記載のスペ
クトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項７】 前記無線回路から受信された前記ダウンコンバートされた同相信号および直交
信号内のＰＮシーケンスに沿って、前記ＰＮシーケンス発生器から出力されるＰ
Ｎシーケンスを維持するトラッキングループをさらに含む請求項２に記載のスペ
クトラム拡散トランシーバ。 - 【請求項８】 無線回路と、前記無線回路に接続されて、前記無線回路から受信されたダウン
コンバートされた同相信号および直交信号をサンプリングする復調器およびＡ／
Ｄコンバータを含むベースバンド処理部と、 ＰＮシーケンス発生器と、 受信された信号が所定の雑音レベルに達するかまたは近づいたときを決定する
アナログ相関器と、 前記受信された信号に続く前記無線回路から受信された前記ダウンコンバート
された同相信号および直交信号内のＰＮシーケンスに沿って、前記ＰＮシーケン
ス発生器から出力されるＰＮシーケンスを維持するトラッキングループと、 前記アナログ相関器に接続されて、オフ状態からオン状態へと前記フラッシュ
Ａ／Ｄコンバータを選択的に切り替えるための制御回路と、 を備えるトランシーバ。 - 【請求項９】 無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）内に用いられるスペクトラム拡
散トランシーバであって、 無線回路と、 前記無線回路に接続され、スペクトラム逆拡散器と、高品質の信号検出のため
のデジタル回路構成とを含むベースバンドプロセッサと、 前記アナログ相関器に接続され、高品質の信号検出を可能にするため前記デジ
タル回路構成を選択的に活性化させる回路構成と、 を備えるトランシーバ。 - 【請求項１０】 無線回路と、この無線回路に接続されたベースバンドプロセッサと、を有する
デジタルレシーバの感度を拡張する方法であって、 所定のレシーバ構成要素がオフされている間に、受信された信号が所定の雑音
レベルに達するか近づくかするときを決定するアナログ相関を実行し、 受信された信号が検出されたときに、所定のデジタルレシーバ構成要素をスイ
ッチングオンする方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/469,322 | 1999-12-22 | ||
| US09/469,322 US6678312B1 (en) | 1999-12-22 | 1999-12-22 | Method for extending digital receiver sensitivity using analog correlation |
| PCT/EP2000/011396 WO2001047128A1 (en) | 1999-12-22 | 2000-11-16 | Method for extending digital receiver sensitivity using analog correlation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003518802A true JP2003518802A (ja) | 2003-06-10 |
| JP4900754B2 JP4900754B2 (ja) | 2012-03-21 |
Family
ID=23863328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001547749A Expired - Fee Related JP4900754B2 (ja) | 1999-12-22 | 2000-11-16 | アナログ相関を用いたデジタル受信機感度拡張方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6678312B1 (ja) |
| EP (1) | EP1171958B1 (ja) |
| JP (1) | JP4900754B2 (ja) |
| KR (1) | KR100791663B1 (ja) |
| CN (1) | CN100483956C (ja) |
| DE (1) | DE60008514T2 (ja) |
| WO (1) | WO2001047128A1 (ja) |
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| KR100346224B1 (ko) * | 2000-09-27 | 2002-08-01 | 삼성전자 주식회사 | 의사잡음코드 타이밍 추적 루프의 루프 에러 검출기 |
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| KR20060121840A (ko) * | 2003-08-28 | 2006-11-29 | 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | Ｒｆ단, 무선국 및 시퀀스 검출 방법 |
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