JP4053956B2 - 無線通信送信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信送信機および無線通信受信機に関し、特に所定周波数の局部発振信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号で周波数変調した信号を用いて無線通信を行う、近距離の微弱無線通信に好適な無線通信送信機および無線通信受信機に関するものである。

従来、所定周波数のキャリア信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号で変調した信号を用いて無線通信を行う変調方式では、無線通信送信機および無線通信受信機において、所定周波数に対して周波数偏差の少ない高精度な局部発振信号およびキャリア信号が用いられていた。

図１５に従来のスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機の構成を示す。この無線通信送信機では、ミキサ（乗算器）１０１において、拡散符号発生器１００からの拡散符号（擬似ランダム符号）を用いて、送信情報を含む所望のベースバンド信号を拡散処理して、スペクトラム拡散された変調信号を生成する。次に、この変調信号と周波数シンセサイザ１０２からの周波数ロック制御されたキャリア信号とから、ミキサ１０３で位相変調信号を生成する。そして、この位相変調信号をパワーアンプＰＡ１０４により増幅した後、アンテナ１０５から送信する。この際、キャリア信号に送信情報を用いた情報変調を施す操作を１次変調といい、キャリア信号に拡散符号を乗じてスペクトラム拡散を行う操作を２次変調という。前述した構成例のように１次変調、２次変調ともに位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を施すのが一般的である。

図１６に従来のスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信受信機の構成を示す。この無線通信受信機では、アンテナ１１０から受信した位相変調信号をローノイズアンプ１１１で増幅した後、９０°位相の異なる局部発振信号とミキサ１１４Ｉ、１１４Ｑで乗算してベースバンド信号帯域へ直接周波数変換（ダイレクトコンバージョン）する。そして、周波数変換された受信信号からローパスフィルタ１１５Ｉ、１１５Ｑで高周波成分を取り除き、リミッタ１１６Ｉ、１１６Ｑにより振幅制限を施してＩ、Ｑ変調信号を得る。得られたＩ、Ｑ変調信号に対して、ベースバンド復調部１１７で逆拡散処理を行った後、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）復調を行うことにより、元のベースバンド信号を得る。

これら従来技術であるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機、およびスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機・受信機については、非特許文献１〜３に記載されている。
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
丸林元、中川正雄、河野隆二、「スペクトラム拡散通信とその応用」、電子情報通信学会、pp19-260、ISBN 4-88552-153-X A Direct-Conversion Receiver for 900 MHz (ISM Band) Spread-Spectrum Digital Cordless Telephone、Christopher Dennis Hull、Joo Leong Tham, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.31, no.12, pp1955-1963、Dec. 1996 西村芳一、「無線によるデータ変復調技術」、ＣＱ出版社、pp42-43,pp133-134、ISBN 4-7898-3349-6

近年では、トランシーバ構成として、それまでの中間周波数を用いるスーパーへテロダイン方式に代えて、外付けの中間周波フィルタなどが省略可能な、システムＬＳＩ向けの信号処理であるダイレクトコンバージョン方式が多く採用されるようになってきており、特にスペクトラム拡散通信では、２次変調である拡散変調にＢＰＳＫ変調を用いる構成が一般的である。
このような構成において、位相変調された信号を復調する場合、基準位相が重要になる。前述した図１５，図１６のダイレクトコンバージョン方式では、送信側および受信側で用いるキャリア信号および局部発振信号の周波数を完全に一致させるのは難しく、周波数偏差が生じやすい。

従来の無線通信送信機および無線通信受信機では、このような周波数偏差が生じた場合、その偏差に起因する残留周波数誤差により基準位相が定まらず、位相変調信号を復調する際にこの周波数誤差が誤復調の原因となるため、この影響を自動的にキャンセルするようにＡＦＣ（Auto Frequency Control）やＡＰＣ（Auto Phase Control）と呼ばれる周波数、位相ずれを補正する操作を周波数シンセサイザにて行う必要がある。したがって、このような制御を行うために受信機側での信号処理が複雑になり、受信機のハードウェア量、消費電力が増大するといった問題がある。
本発明はこのような課題を解決するものであり、ダイレクトコンバージョン方式の受信機構成の簡易化、低コスト化、および低消費電力化を図ることができる無線通信送信機および無線通信受信機を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる無線通信送信機は、送信すべきベースバンド信号を含む変調信号と所定周波数のキャリア信号とを周波数変調処理して得られた周波数変調信号を送信する無線通信送信機において、所定の拡散符号とベースバンド信号とからスペクトラム拡散された変調信号を生成する拡散手段と、この拡散手段からの変調信号を用いて所定周波数のキャリア信号を周波数拡散することにより周波数変調信号を生成する変調手段と、この変調手段からの周波数変調信号を増幅出力する増幅器と、前記変調手段で用いるキャリア信号の周波数ロック制御を行う周波数シンセサイザとを備え、前記拡散手段で、前記周波数シンセサイザでの周波数ロック制御のフィードバック時定数より小さいチップ間隔で前記変調信号を生成し、前記変調手段で、前記周波数シンセサイザにより周波数ロック制御されているキャリア信号を用いて前記周波数変調信号を生成するようにしたものである。

この際、変調手段で生成された周波数変調信号のうち、所定の周波数帯の信号成分のみを増幅器へ出力するバンドパスフィルタをさらに設けてもよい。
また、バンドパスフィルタとして、キャリア信号の周波数を中心として、変調手段により変調される周波数偏移量の２倍より狭い帯域幅の通過帯域を有するようにしてもよい。

また、変調手段で、１よりも大きい変調指数を用いてキャリア信号を周波数変調するようにしてもよい。

本発明は、無線通信送信機において、拡散手段で、ベースバンド信号をスペクトラム拡散（１次変調）し、周波数シンセサイザで周波数ロック制御しているキャリア信号を、得られた変調信号に基づき周波数変調（２次変調）して送信するようにしたので、従来のようにＰＳＫまたはＢＰＳＫを用いる場合と比較して、受信側でＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。
したがって、ダイレクトコンバージョン方式のスペクトラム拡散通信を用いた無線通信の構成を大幅に簡易化でき、無線通信受信機の低コスト化および低消費電力化を図ることができる。

［第１の実施の形態］
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信送信機について説明する。図１は本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信送信機は、スペクトラム拡散を用いた周波数変調方式の無線通信送信機であり、拡散符号発生器１０、ミキサ１１、可変制御発振器（以下、ＶＣＯという）１２、電力増幅器（以下、ＰＡという）１３、およびアンテナ１４から構成されている。

拡散符号発生器１０は、所定の擬似ランダム符号２を出力する回路部である。
ミキサ１１は、送信情報を含むデジタルのベースバンド信号１と拡散符号発生器１０からの擬似ランダム符号２とを乗算することにより、スペクトラム拡散された変調信号３を出力する回路部（乗算器）である。
ＶＣＯ１２は、ミキサ１１からの変調信号３に基づき発振周波数を可変制御することにより周波数変調信号４を出力する回路部である。
ＰＡ１３は、ＶＣＯ１２からの周波数変調信号４を増幅してアンテナ１４へ出力する増幅器である。

この無線通信送信機では、送信すべきベースバンド信号１は、ミキサ１１に入力され、拡散符号発生器１０からの擬似ランダム符号と乗算されて、ベースバンド信号１が広帯域に直接スペクトラム拡散される。この際、拡散符号発生器１０とミキサ１１とは、送信すべきベースバンド信号に対して拡散符号を乗じてスペクトラム拡散を行う拡散手段として機能する。

変調信号３はＶＣＯ１２に入力されて、この変調信号３に基づきキャリア信号の周波数が制御され、キャリア信号が周波数変調される。この際、ＶＣＯ１２の基準発振信号周波数すなわちキャリア信号周波数ｆｃの上下に設けられた２つの周波数のサブキャリア信号ｆｃ±Δｆのいずれかが、２値の変調信号３に基づき選択される。したがって、ＶＣＯ１２は、変調信号３を用いてキャリア信号を周波数変調する変調手段として機能する。
ＶＣＯ１２から出力された周波数変調信号４は、ＰＡ１３で増幅され、アンテナ１４から無線送信される。

このように、ミキサ１１で、ベースバンド信号１をスペクトラム拡散（１次変調）し、得られた変調信号３に基づきキャリア信号を周波数変調（２次変調）して送信するようにしたので、従来のようにＰＳＫまたはＢＰＳＫを用いる場合と比較して、受信側でＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。特に、周波数変調された信号は非常に簡単な回路構成で復調可能であり、拡散変調に周波数変調を用いた場合にも周波数復調後に逆拡散処理を行うことによりプロセスゲインが得られるので、周波数復調時にある程度の誤りが含まれていても、送信されたデジタル信号を復元することができる。したがって、本実施の形態によれば、ダイレクトコンバージョン方式を用いたスペクトラム拡散通信の無線通信受信機について、その構成を簡易化でき、低コスト化および低消費電力化が可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信送信機について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図であり、前述の第１の実施の形態にかかる無線通信送信機（図１参照）と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施の形態にかかる無線通信送信機は、スペクトル拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信送信機であり、図１の無線通信送信機の構成に加えて、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）１５が設けられている。ＢＰＦ１５は、ＶＣＯ１２で生成され、ＰＡ１３で増幅された周波数変調信号のうち、所定の周波数帯域成分のみをアンテナ１４へ出力するフィルタである。

図３に周波数変調波の周波数スペクトルとバンドパスフィルタの通過帯域との関係を示す。これは、変調信号を基準周波数ｆｃに対して変調度１の周波数変調を行った時の周波数スペクトルである。
周波数変調を施す場合、その変調度にある程度依存するものの、その周波数変位量をΔｆとした場合、周波数偏移した２つのサブキャリアの周波数ｆｃ±Δｆに、比較的大きなスペクトルピークが現れる。

通常の無線通信では、無線の規格に応じて送信電力に関するスペクトルマスクが規定されている。例えば微弱無線規格の場合、３２２ＭＨｚ未満の帯域については３ｍの距離で５００ｍＶ／ｍと送信できる電波電力のピーク値は規定されている。
図３のスペクトルを送信する場合、ｆｃ±Δｆに大きなスペクトルピークが現れるため、送信電力に関するスペクトルマスクはｆｃ±Δｆのスペクトルパワーが適用されることになる。この結果、上記スペクトルピークでスペクトルマスクに達してしまい、送信できるｆｃ±Δｆ以外の周波数帯域のスペクトルパワーは相対的に小さくなる。

本実施の形態では、ＢＰＦ１５を用いることでｆｃ±Δｆに現れるピーク信号を抑圧して送信信号を出力する構成とした。通過帯域１５Ａは、本実施の形態で付加したＢＰＦ１５の通過帯域である。ＢＰＦ１５の中心周波数をｆｃとして、その通過帯域幅を周波数偏移量Δｆの２倍（−Δｆ〜＋Δｆ）よりも狭くすることで、ｆｃ±Δｆに現れるピーク信号を抑圧しつつ、ｆｃ−Δｆからｆｃ＋Δｆ内の帯域の信号を送信する。この場合はバンドパスフィルタの帯域内に大きなスペクトルピークは現れないため、帯域内のほとんどの信号スペクトル成分について、スペクトルマスクで規定された値に相当する電力で信号を送信することができる。この結果、フィルタを備えない構成の送信機に比べて、送信可能な全信号電力を大きくすることが可能になり、無線機の通信距離、データレートといった通信容量を大きくすることが可能となる。

［第３の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信送信機について説明する。図４は本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図であり、前述の第１の実施の形態にかかる無線通信送信機（図１参照）と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施の形態にかかる無線通信送信機は、スペクトル拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信送信機であり、図１の無線通信送信機の構成のうち、ＶＣＯ１２に代えて、周波数シンセサイザ２０を用いたものである。

周波数シンセサイザ２０は、２次変調として周波数変調を行うとともに、そのキャリア信号の周波数ロック制御を行う回路部である。
本実施の形態にかかる無線通信送信機では、周波数シンセサイザ２０において、周波数ロック制御が行われているキャリア信号を用いて、ミキサ１１からの変調信号３に基づき周波数変調された周波数変調信号４Ａが生成されＰＡ１３へ出力される。

図５に周波数シンセサイザ２０の構成例を示す。この周波数シンセサイザ２０は、振動子２１、位相比較器２２、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）２３、可変制御発振器（以下、ＶＣＯという）２４、および分周器２５とから構成されている。
振動子２１は、水晶振動子などからなり、所定周波数の基準信号３０を出力する回路部である。位相比較器２２は、振動子２１からの基準信号３０と分周器２５からのフィードバック信号３３との位相比較し、その比較結果をキャリア信号３１として出力する回路部である。ＬＰＦ２３は、位相比較器２２からのキャリア信号３１の高周波成分を除去しキャリア信号３２として出力する回路部である。

ＶＣＯ２４は、変調信号３に基づきキャリア信号３２を周波数変調し周波数変調信号４Ａを出力する回路部である。分周器２５は、周波数変調信号４Ａを分周し、その分周結果をフィードバック信号３３として出力する回路部である。
この周波数シンセサイザ２０では、基準信号３０と分周器２５からのフィードバック信号３３とを位相比較器２２で位相比較するようにしたので、このフィードバックループが動作することで所定周波数にキャリア信号がロック制御される。

このような周波数シンセサイザを用いない構成の場合、周波数変調をかける度にキャリア信号周波数ｆｃがふらつくため、受信機側で元の変調信号に直接変換を行う際の周波数誤差が大きい。前述した第１の実施の形態で示したようにある程度の周波数誤差があっても周波数復調は可能であるが、周波数誤差が大きい場合は感度特性が悪化するため、この周波数誤差はできるだけ小さいことが望ましい。
本実施の形態では、送信機に周波数シンセサイザを備えてキャリア信号周波数にロック制御を行って、周波数変調を施す構成とすることで、上記周波数誤差を低減することとした。したがって、本実施の形態では第１の実施の形態に比べて受信機の感度特性を改善できる。

ただし、この場合、キャリア信号にロックしたまま変調をかけるため、ｆｃ±Δｆに偏移した搬送波信号はキャリア信号周波数ｆｃの周波数に戻るようなフィードバック操作が加わり、偏移周波数Δｆが定まらない場合が考えられる。
このような場合には、変調に用いる拡散符号のチップ間隔を、周波数シンセサイザ２０の周波数ロック制御のフィードバック時定数よりも小さくすることで、ｆｃ±Δｆに偏移したキャリア信号周波数の偏移量が変化することを防ぐことができる。変調信号３に同じ極性の信号が長く続いた場合には、ロック制御の影響が現れる可能性があるが、本実施の形態では変調信号は拡散符号で拡散されているため、同極性の変調信号パターンが長く続くことはない。したがって上述したように、拡散符号のチップ間隔をフィードバック時定数よりもある程度小さくすることで周波数偏移量の変化を防ぐことができる。

また、前述した各実施の形態すべてに共通して、周波数変調を行う場合の変調指数を大きくすると、受信機側で周波数復調を行う際の感度特性を改善することができる。スペクトラム拡散通信では信号スペクトルを広帯域に広げることによりマルチパス耐性を得ることができる。
これら実施の形態のように２次変調である拡散変調を周波数変調とした場合、その変調指数が小さいと、送信信号スペクトルは２次変調にＡＳＫ、ＰＳＫを用いた場合に比べて狭くなる。そのため、周波数軸上で送信信号スペクトルを見た場合に拡散した効果があまり見られなくなってしまい、マルチパス耐性は大幅に低下してしまう。

したがって、周波数変調を行う際の変調指数は大きい方が望ましい。変調指数を大きくすることで、受信機側での周波数復調時の感度特性が向上するとともに、周波数軸上で見た送信信号スペクトルが広がりマルチパス耐性も向上させることが可能となる。この変調指数は大きいほど望ましく、前述した各実施の形態の場合には最低でも１（１００％）程度以上あることが望ましい。

［第４の実施の形態］
次に、図６を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図６は本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、スペクトル拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信受信機であり、アンテナ５０、ローノイズアンプ（以下、ＬＮＡという）５１、発振器５２、π／２移相器５３、ミキサ５４Ｉ，５４Ｑ、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）５５Ｉ，５５Ｑ、リミッタ５６Ｉ，５６Ｑ、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）復調器５７、および逆拡散復調器５８から構成されている。

ＬＮＡ５１は、アンテナ５０で受信された受信信号を低雑音で増幅する増幅器である。発振器５２は、キャリア信号周波数とほぼ等しい所定周波数の局部発振信号６を生成する回路部である。π／２移相器５３は、局部発振信号６を９０゜移相する回路部である。ミキサ５４Ｉ，５４Ｑは、ＬＮＡ５１からの受信信号５と互いに直交する局部発振信号６とを乗算することにより、受信信号５をキャリア信号周波数より低い周波数帯域へ周波数変換（周波数シフト）する回路部（乗算器）である。ＬＰＦ５５Ｉ，５５Ｑは、ミキサ５４Ｉ，５４Ｑで得られた周波数変換後の直交受信信号７Ｉ，７Ｑのうち、拡散符号のチップレートより低い周波数帯域の信号成分を通過させるフィルタである。

リミッタ５６Ｉ，５６Ｑは、ＬＰＦ５５Ｉ，５５Ｑからの受信信号の振幅制限を行う回路部である。ＦＳＫ復調器５７は、リミッタ５６Ｉ，５６Ｑから得られたＩ変調信号８ＩおよびＱ変調信号８Ｑの周波数変調を復調し、元の変調信号８を出力する回路部である。逆拡散復調器５８は、ＦＳＫ復調器５７からの変調信号８を逆拡散処理することにより元のベースバンド信号９を復調して出力する回路部である。

この無線通信受信機では、アンテナ５０で受信された受信信号がＬＮＡ５１で増幅され、受信信号５としてミキサ５４Ｉ，５４Ｑへ入力される。そして、ミキサ５４Ｉで、発振器５２からの局部発振信号６と乗算されるとともに、ミキサ５４Ｑで、π／２移相器５３からの９０゜位相回転した局部発振信号６と乗算され、それぞれキャリア信号周波数帯域よりも低い、スペクトラム拡散処理時の周波数帯域へ周波数変換される。これらミキサ５４Ｉ，５４Ｑは直交検波手段として機能する。

このようにして周波数変換された直交受信信号７Ｉ，７Ｑは、ＬＰＦ５５Ｉ，５５Ｑを通過して、送信時に用いられた拡散符号のチップレートよりも低い周波数帯域の信号成分となる。そして、リミッタ５６Ｉ，５６Ｑで振幅制限を受けた後、互いの位相が直交し、かつ受信した周波数信号の周波数偏移の上下により互いの位相遅延関係が反転する、Ｉ変調信号８ＩおよびＱ変調信号８ＱとしてＦＳＫ復調器５７へ出力される。
Ｉ変調信号８ＩおよびＱ変調信号８Ｑは、ＦＳＫ復調器５７において互いの位相が比較され、その位相遅延関係が判定されて変調信号８が復調される。そして、逆拡散復調器５８で、送信側と同等の拡散符号を用いて逆拡散処理され、元のベースバンド信号９として出力される。

ＦＳＫ復調器５７で用いられる、Ｉチャネル、Ｑチャネルの変調信号の位相を比較する方法はいくつかあり、例えば、図７に示すような、ラグリード型移相比較器等がある。
ＦＳＫ復調器５７は、位相比較した結果を出力する機能を有するものであれば、その復調方式に限定されるものではなく、このような位相遅延関係を判定して出力する位相比較器は、周波数変調信号を復調する周波数復調器と見なせる。

このように、本実施の形態では、受信信号を直交検波して得られた直交受信信号からＩ，Ｑ変調信号を生成し、これらＩ，Ｑ変調信号の位相を比較して、その位相遅延関係を判定し、その判定結果をＦＳＫ復調された変調信号８として出力するようにしたので、従来のように、位相変調された信号を復調する場合と異なり基準位相はあまり問題とならない。
したがって、送信側と受信側で発生する搬送波周波数にある程度誤差が生じても復調することができ、従来のように、受信側ではＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。

また、上述したように周波数変調された信号は非常に簡単な回路構成で復調可能である。拡散変調に周波数変調を用いた場合にも周波数復調後に逆拡散処理を行うことによりプロセスゲインが得られるので、周波数復調時にある程度の誤りが含まれていても、送信されたデジタル信号を復元することができる。
したがって、ダイレクトコンバージョン方式のスペクトラム拡散通信を用いた無線通信の構成を大幅に簡易化でき、無線通信受信機の低コスト化および低消費電力化を図ることができる。

［第５の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図８は本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、スペクトル拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信受信機であり、図６の無線通信受信機のうちミキサ５４Ｉ，５４Ｑの出力端に、直交受信信号７Ｉ，７ＱのＤＣ（直流）成分を除去する容量素子６０Ｉ，６０Ｑが設けられている他は、図６の無線通信受信機と同等である。

一般に、受信信号を中間周波数帯域に周波数変換することなく、ベースバンド信号の周波数帯域へ直接周波数変換するダイレクトコンバージョン方式の無線通信受信機は、外付けのチャネル選択フィルタや中間周波数変換器が不要となり、受信機を小型化できる。しかし、このようなダイレクトコンバージョン方式では、ベースバンド信号の周波数帯域すなわち０Ｈｚ付近に周波数変換されるため、受信機内部で受信信号へ混入した信号に起因して当該受信信号に生じたＤＣ成分により、信号の中点電位が上下にずれる現象すなわちＤＣオフセットが生じ、周波数変換部以降の回路部で信号の劣化を生ずる。例えば、増幅器にＤＣオフセットを有する受信信号が入力された場合、増幅器の出力が飽和して所望の信号を増幅できない。したがって、通常は、ＤＣオフセット対策や受信信号のレベル管理を行う必要がある。

従来、このようなＤＣオフセット対策として、受信信号をハイパスフィルタに通すという構成が取られていたが、次のような問題点がある。
ダイレクトコンバージョン方式では、周波数変換後の変調信号スペクトラムは、０Ｈｚ付近に信号ピークが存在する。つまり、ＤＣ付近に多くのエネルギー（情報）を含んでいるため、ハイパスフィルタの遮断周波数は極めて低い値に設定する必要がある。しかしこの場合は、非常に大きな容量素子が必要となり、システムＬＳＩ向けのアーキテクチャーであるダイレクトコンバージョン方式の利点と反し、集積回路で実現するメリットが薄れる。また、容量素子を大きくすると高速に変化するオフセット電圧に追随できないため、オフセット除去が不十分な場合もある。逆に容量素子を小さくした場合は、ハイパスフィルタの遮断周波数が大きくなり、変調信号のピーク成分が遮断されてしまうため、ビット誤り率（ＢＥＲ）が大幅に低下することになる。

一方、ＤＣ付近に変調信号のピークが来ないようにＤＣフリーコーディングを行う方法も考えられるが、この場合は、送受信機にエンコーダやデコーダが新たに必要となる。また、この方法は、変調信号の周波数帯域が広帯域の場合は、ある程度の効果が得られるものの、周波数帯域があまり広く取れない場合には効果が得られない。つまり、元の周波数帯域が１００ＫＨｚ程度の信号の信号ピークをＤＣ付近から５０ＫＨｚ付近へ移動するようにコーディングを行っても効果は小さい。

また、他のＤＣオフセット対策として、データが送信されない時間を利用してＤＣオフセットを除去する方法が考えられる。ＴＤＭＡ通信の場合、送信および受信が間欠的に繰り返されるため、送信と受信の合間にＤＣオフセット成分を容量素子に保持することで受信スロットにおいて仮想的にＨＰＦの遮断周波数を０Ｈｚに設定することができる。ただしこの場合は、受信時にデータ信号が送信されてこない時間帯を設ける必要があり、こうしたタイムスロットの制御や通信方式が限定されるという問題点がある。

また、実際には容量素子を切替接続するスイッチによる熱雑音が容量素子に蓄積されるため、大きな容量値の素子を使用する必要があり、受信機の小型化を実現できない。また、ＤＣオフセット除去時に妨害信号を受信すると、その信号も保持されてしまい、正確なオフセット除去ができないという問題点がある。さらに、容量素子の充放電が送受信の切り替え時間に比べて十分短い時間で完了しないと受信側へ切り替えた直後の受信品質が落ちる。
この対策方法によれば、前述のように、容量素子として大きな容量値の素子が必要であることから、その充放電時間も長くなり、受信品質への影響は無視できない。

本実施の形態では、図８に示すように、ミキサ５４Ｉ，５４Ｑの出力端、ここではＬＰＦ５５Ｉ，５５Ｑとの間に、容量素子６０Ｉ，６０Ｑを直列接続していることから、ミキサ５４Ｉ，５４Ｑで周波数変換された直交受信信号７Ｉ，７Ｑに含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットが除去され、ＦＳＫ復調器５７で所望の変調信号が正常に復調できる。

図９に、スペクトラム拡散通信における周波数スペクトラムを示す。図９（ａ）は、スペクトラム拡散処理されていないベースバンド信号の周波数スペクトラムを示し、図９（ｂ）は、スペクトラム拡散処理された拡散変調信号の周波数スペクトラムを示している。
一般に、スペクトラム拡散通信では、ベースバンド信号が拡散符号により広帯域に拡散される。通常、ベースバンド信号のスペクトル帯域７１に比較して、数倍から数十倍の帯域幅に拡散することから、拡散変調信号のスペクトル帯域７２は、数ＭＨｚから数十ＭＨｚとなる。

このような周波数帯域であれば、ＤＣオフセットの周波数帯域７０を除去するための容量素子６０Ｉ，６０Ｑは、それほど大きな容量値を必要としないことから、集積回路での実装が可能となる。また、高速に変化するＤＣオフセットに対しても迅速に対応できる。スペクトラム拡散通信では、逆拡散によるプロセスゲインがあり、ＤＣ付近の信号が失われても逆拡散後のＳ／Ｎ比が良好であれば、変調信号を誤りなく復調できる。

［第６の実施の形態］
次に、図１０を参照して、本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図１０は、本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信受信機であり、前述した第４の実施の形態にかかる無線通信受信機（図６参照）と比較して、逆拡散復調器５８として非同期式逆拡散復調器を用い、逆拡散復調器５８の入力端に容量素子６１を設けた点が異なる。

図１１に非同期式逆拡散復調器の構成例を示す。この非同期式逆拡散復調器は、サンプルホールド回路（以下、Ｓ／Ｈ回路という）８１ａ〜８１ｇ、サンプルホールド制御回路（以下、Ｓ／Ｈ制御回路という）８２、フリップフロップ回路（以下、ＦＦ回路という）８３ａ〜８３ｆ、拡散符号発生回路８４、乗算器８５、加算器８６、およびピーク検出器８７から構成されている。

Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇは、入力信号をサンプルホールドする。Ｓ／Ｈ制御回路８２は、入力信号の拡散に用いたクロックとほぼ同じ周波数のクロックｆ１を入力してＮ（本実施の形態ではＮ＝７）分周し、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇを制御する信号を発生する。ＦＦ回路８３ａ〜８３ｆは、Ｓ／Ｈ制御回路８２からの出力信号をクロックｆ１でシフトするシフトレジスタを構成する。拡散符号発生回路８４はクロックｆ２に基づきスペクトラム拡散時に用いたものと同じ拡散符号を発生する。乗算器８５ａ〜８５ｇはＳ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇから出力される信号と拡散符号発生回路８４から出力される拡散符号とを各々乗算する。加算器８６は乗算器８５ａ〜８５ｇの出力信号を加算する。ピーク検出器８７は加算器８６の出力信号からピーク値を検出する。

入力信号は、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇによりサンプルホールドされて乗算器８５ａ〜８５ｇの一方の入力端子に入力される。このとき、乗算器８５ａ〜８５ｇには、Ｓ／Ｈ制御回路８２およびＦＦ回路８３ａ〜８３ｆによって受信された新たな信号が、これら乗算器の数と同じクロック数間隔で、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇで更新されて保持される。
一方、拡散符号発生回路８４からはクロックｆ２に基づき拡散符号が生成され、各乗算器８５ａ〜８５ｇの他方の入力端子へ入力される。乗算器８５ａ〜８５ｇでは、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇからの信号と拡散符号発生回路８４からの拡散符号とが、それぞれチップごとに乗算され、これら乗算結果が加算器８６で加算され出力信号として出力される。

これにより、入力信号のクロックｆ１の周波数、拡散符号のクロックｆ２の周波数、および拡散符号長で決定される周期で、出力信号にピーク値が発生し、この出力信号は、入力信号と拡散符号とが同期した際に高い値を示し、同期が取れていない場合にはほぼゼロを示すものとなる。
したがって、このピーク値に応じて、拡散符号発生回路８４で発生させる拡散符号のタイミングを入力信号に対して前後に調整することにより、入力信号と拡散符号とが同期して、拡散符号長ごとに連続してピーク値を得ることができる。

図１２に拡散符号発生回路８４の構成例を示す。この拡散符号発生回路８４は、クロックｆ２に応じて拡散符号を順方向にシフトして各乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力する第１の拡散符号発生回路９０ａと、クロックｆ２に応じて拡散符号を逆方向にシフトして各乗算器９５ａ〜９５ｇへ出力する第２の拡散符号発生回路９０ｂと、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき順方向制御信号９５ａまたは逆方向制御信号９５ｂのいずれかを出力して、第１または第２の拡散符号発生回路９０ａ，９０ｂのいずれかを動作させる拡散符号制御回路９５とから構成されている。

第１の拡散符号発生回路９０ａは、クロックｆ２により拡散符号を順方向（乗算器８５ａから乗算器８５ｇ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ａ〜９３ｇ、ＦＦ回路９３ａ，９３ｃの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９１、および各ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇおよび排他的論理和回路９１の出力をオン／オフするスイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏから構成されている。
第２の拡散符号発生回路９０ｂは、クロックｆ２により拡散符号を逆方向（乗算器８５ｇから乗算器８５ａ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎ、ＦＦ回路９３ｉ，９３ｊの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９２、および各ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎおよび排他的論理和回路９２の出力をオン／オフするスイッチ９４ｈ〜９４ｎ，９４ｐから構成されている。

拡散符号制御回路９５から順方向制御信号９５ａが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオンとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオフとなる。これにより、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９１が接続されて、クロックｆ２に応じて順方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。
一方、拡散符号制御回路９５から逆方向制御信号９５ｂが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオフとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオンとなる。これにより、ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９２が接続されて、クロックｆ２に応じて逆方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。

この際、ＦＦ回路９３ｂ〜９３ｇの入力とＦＦ回路９３ｈ〜９３ｍの入力とが接続され、ＦＦ回路９３ｇの出力がスイッチ９４ｇを介してＦＦ回路９３ｈの入力へ接続され、ＦＦ回路９３ｎの出力がスイッチ９４ｎを介してＦＦ回路９３ａの入力へ接続されていおり、順方向／逆方向の切り替えの際、その時点で出力されている拡散符号が保持された状態で切り替えられる。
したがって、拡散符号制御回路９５で、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき、例えばピーク値が検出されるごとに、順方向制御信号９５ａと逆方向制御信号９５ｂを切り替えて出力することにより、入力信号と拡散符号との位相がピーク値が得られたタイミングでほぼ維持されることになる。

これにより、加算器８６からの出力信号およびピーク検出器８７からの受信信号として、図１３に示すような信号波形が得られる。加算器８６からの出力信号は、入力信号と拡散符号の極性が同じ状態で同期した場合に正の値となり、極性が逆で同期した場合に負の値となる。この際、送信側でベースバンド信号のビット値０／１に対応させて拡散符号の極性を正／負に切り替えることにより、ベースバンド信号と等しい極性のピーク値が得られる。したがって、これらピーク値の包絡線から受信信号すなわち所望のベースバンド信号９が得られる。

なお、本実施の形態では、拡散符号長＝７（ＰＮ７）の場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、任意の拡散符号長Ｎ（Ｎは２以上の整数）を用いることができる。その際、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇ、ＦＦ回路８３ａ〜８３ｇ、乗算器８５ａ〜８５ｇ、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｎ、およびスイッチ９４ａ〜９４ｐなどを、拡散符号長Ｎに合わせた数だけ設ければよい。また、使用する拡散符号についても排他的論理和回路９１，９２の入力を選択することにより、他の系列の符号を用いてもよい。

一般的な、同期式逆拡散復調器では、送信側でのスペクトラム拡散時の拡散符号に対して逆拡散処理に用いる拡散符号の周波数および位相を完全同期させる必要があり、この際、ＰＬＬ回路などを用いた同期制御回路で、逆拡散処理を開始する前にその拡散符号発生に用いるクロックの周波数を高精度に保持（ロック）するものとなっている。
したがって、このような同期式逆拡散復調器では、回路構成が複雑化して規模が増大するとともに、クロック周波数を高精度に保持して同期が得られるまでに時間を要することになる。

これに対して非同期式逆拡散復調器では、前述したように、基本的にはスペクトラム拡散時の拡散符号と逆拡散時の拡散符号との周波数および位相を完全同期させる必要はなく、信号処理系全体が非同期で動作するため、拡散符号の発生に用いるクロックｆ２を選択すれば、比較的短い時間で所望のデータを復調できる。
したがって、非同期式逆拡散復調器を用いることにより、ＰＬＬ回路などの複雑な回路構成を必要とせず、比較的短い時間で所望のデータを復調でき、無線通信受信機全体として消費電力を低減できる。

また、乗算器９５ａ〜９５ｇについては、図１４に示すような乗算回路を用いてもよい。この乗算回路において、ＮＭ１〜ＮＭ７はＭＯＳトランジスタであり、２段縦横型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路８４からの拡散符号やＳ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇからの信号は差動形式の信号であり、拡散符号は上段の２つの差動回路に逆相で入力され、Ｓ／Ｈ回路８１からの信号は下段の２つの差動回路に入力される。これにより、両信号が乗算され、その乗算結果が電流モードで出力される。

このようなアナログ信号系の乗算器は、デジタル信号系の乗算器と比較して、入力信号に対して適正に動作するＤＣレベル（直流バイアス）を持っている。したがって、ＦＳＫ復調器５７から出力される変調信号８のＤＣレベルが、非同期式逆拡散復調器５８の直流レベルと異なる場合には、図１０のように、非同期式逆拡散復調器５８の入力段に容量素子６１を設けて、ＦＳＫ復調器５７と非同期式逆拡散復調器５８とを容量結合した後、抵抗分割回路などにより変調信号８の中心電位を適正なＤＣレベルへ設定すればよい。

なお、本実施の形態では、前述した第４の実施の形態を例として説明したが、逆拡散復調器を用いる第５の実施の形態（図８参照）に対し、前述と同様にして適用することができ、同様の作用効果が得られる。
特に、第５の実施の形態で用いている容量素子６０Ｉ，６０Ｑの機能を容量素子６１で実現することができ、１つの容量素子６１で、ミキサ５４Ｉ，５４Ｑで周波数変換された直交受信信号７Ｉ，７Ｑに含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットを除去できるとともに、非同期式逆拡散復調器の持つ入力信号に対して適正なＤＣレベルを設定できる。したがって、集積回路に実装する際、比較的面積が必要となる容量素子を削減でき、無線通信受信機のチップ化を容易に実現できる。

本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 周波数変調波の周波数スペクトルとバンドパスフィルタの通過帯域との関係を示す説明図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 図４の周波数シンセサイザの構成例である。 本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図６のＦＳＫ復調器の構成例である。 本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 スペクトラム拡散通信における周波数スペクトラムである。 本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図１０の非同期逆拡散復調器の構成例である。 図１１の拡散符号発生器の構成例である。 図１１の非同期逆拡散復調器の各部信号を示す信号波形図である。 図１１の乗算器の構成例である。 従来の無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信受信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…ベースバンド信号、２…擬似ランダム符号、３…変調信号（スペクトラム拡散後）、４，４Ａ…周波数変調信号、５…受信信号、６…局部発振信号、７Ｉ，７Ｑ…直交受信信号、８，８Ｉ，８Ｑ…変調信号（スペクトラム拡散後）、９…ベースバンド信号、１０…拡散符号発生器、１１…ミキサ、１２…ＶＣＯ、１３…ＰＡ、１４…アンテナ、１５…ＢＰＦ、２０…周波数シンセサイザ、２１…振動子、２２…位相比較器、２３…ＬＰＦ、２４…ＶＣＯ、２５…分周器、３０…基準信号、３１，３２…キャリア信号、３３…フィードバック信号、５０…アンテナ、５１…ＬＮＡ、５２…発振器、５３…π／２移相器、５４Ｉ，５４Ｑ…ミキサ、５５Ｉ，５５Ｑ…ＬＰＦ、５６Ｉ，５６Ｑ…リミッタ、５７…ＦＳＫ復調器、５８…逆拡散復調器、６０Ｉ，６０Ｑ，６１…容量素子、８１ａ〜８１ｇ…Ｓ／Ｈ回路、８２…Ｓ／Ｈ制御回路、８３ａ〜８３ｆ…ＦＦ回路、８４…拡散符号発生回路、８５ａ〜８５ｇ…乗算器、８６…加算器、８７…ピーク検出器、９０ａ…第１の拡散符号発生回路、９０ｂ…第２の拡散符号発生回路、９１，９２…排他的論理和回路、９３ａ〜９３ｎ…ＦＦ回路、９４ａ〜９４ｐ…スイッチ、９５…拡散符号制御回路、９５ａ…順方向制御信号、９５ｂ…逆方向制御信号。

Claims (4)

1. 送信すべきベースバンド信号を含む変調信号と所定周波数のキャリア信号とを周波数変調処理して得られた周波数変調信号を送信する無線通信送信機において、
   所定の拡散符号と前記ベースバンド信号とからスペクトラム拡散された変調信号を生成する拡散手段と、
   この拡散手段からの前記変調信号を用いて所定周波数のキャリア信号を周波数拡散することにより周波数変調信号を生成する変調手段と、
   この変調手段からの周波数変調信号を増幅出力する増幅器と、
   前記変調手段で用いるキャリア信号の周波数ロック制御を行う周波数シンセサイザと
   を備え、
   前記拡散手段は、前記周波数シンセサイザでの周波数ロック制御のフィードバック時定数より小さいチップ間隔で前記変調信号を生成し、
   前記変調手段は、前記周波数シンセサイザにより周波数ロック制御されているキャリア信号を用いて前記周波数変調信号を生成する
   ことを特徴とする無線通信送信機。
2. 請求項１に記載の無線通信送信機において、
   前記変調手段で生成された前記周波数変調信号のうち、所定の周波数帯の信号成分のみを前記増幅器へ出力するバンドパスフィルタをさらに備えることを特徴とする無線通信送信機。
3. 請求項２に記載の無線通信送信機において、
   前記バンドパスフィルタは、前記キャリア信号の周波数を中心として、前記変調手段により変調される周波数偏移量の２倍より狭い帯域幅の通過帯域を有することを特徴とする無線通信送信機。
4. 請求項１に記載の無線通信送信機において、
   前記変調手段は、１よりも大きい変調指数を用いて前記キャリア信号を周波数変調することを特徴とする無線通信送信機。

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