JP4050679B2 - 無線通信受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信受信機に関し、特に所定周波数の局部発振信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号でＡＭ変調した信号を用いて無線通信を行う、近距離の微弱無線通信に好適な無線通信受信機に関するものである。

従来、所定周波数のキャリア信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号でＡＭ変調した信号を用いて無線通信を行うＡＭ変調方式では、無線通信受信機および無線通信送信機において、所定周波数に対して周波数偏差の少ない高精度な局部発振信号およびキャリア信号が用いられていた。

図１２に従来のスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信送信機の構成を示す。この無線通信送信機では、変調・拡散処理部１００において、送信情報を含む所望のベースバンド信号を変調処理および擬似ランダム信号による拡散処理をして直交変調信号を生成する。次に、ミキサ１０４Ｉ、１０４Ｑで、これら直交変調信号を９０°位相の異なるキャリア信号とそれぞれ乗算して、加算器１０５で加算することによりＡＭ変調信号を生成する。そして、このＡＭ変調信号をパワーアンプＰＡ１０６により増幅した後、バンドパスフィルタ１０７を介してアンテナ１０８から送信する。この際、キャリア信号は、発振器１０１で生成するとともにその周波数をＰＬＬ回路１０２で高精度に調整し、π／２移相器１０３で９０°位相の異なるキャリア信号を生成している。

また、図１３に従来のスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信受信機の構成を示す。この無線通信受信機では、アンテナ１１０からバンドパスフィルタ１１１を介して受信したＡＭ変調信号をローノイズアンプ１１２で増幅した後、９０°位相の異なる局部発振信号とミキサ１１６Ｉ、１１６Ｑで乗算して周波数変換する。そして、周波数変換された受信信号を、復調・逆拡散処理部１１７で逆拡散および復調処理することにより元のベースバンド信号を生成している。この際、局部発振信号は、発振器１１３で生成するとともにその周波数をＰＬＬ回路１１４で高精度に調整し、π／２移相器１１５で９０°位相の異なる局部発振信号を生成している。

これら従来技術であるスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信送信機、およびスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信受信機については、非特許文献１に記載されている。
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
2003 IEEE International Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers, pp.360-361

このような従来の無線通信受信機では、受信信号を中間周波数に周波数変換する中間周波数変換器を用いずに、受信信号を直接、ベースバンド信号周波数帯域へ周波数変換するダイレクトコンバージョンを行うことから、ＰＬＬ回路を用いて送信側のキャリア信号周波数と受信側の局部発振信号周波数とを高精度に一致させる必要がある。しかしながらＰＬＬ回路は、高い周波数の信号を処理する場合に消費電力が大きくなり、送受信機の電力消費を大幅に増大させるという問題があった。
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、ＰＬＬ回路を必要としない低消費電力の無線通信受信機を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる無線通信受信機は、送信すべきベースバンド信号からなる変調信号と所定周波数のキャリア信号とをＡＭ変調処理して得られたＡＭ変調信号を受信して、元の変調信号を復調する無線通信受信機において、ＡＭ変調信号を含む受信信号を逓倍する逓倍器と、この逓倍器で逓倍された受信信号のうち、ＡＭ変調信号の周波数帯に対応する信号成分を減衰させるとともに、変調信号の周波数帯に対応する信号成分を通過させるローパスフィルタと、このローパスフィルタを通過した受信信号から変調信号を復調する復調器とを備えるものである。

この際、変調信号として、ベースバンド信号を拡散符号でスペクトラム拡散して得られた信号を用い、ローパスフィルタで、変調信号の周波数帯に対応する信号成分として、拡散符号のチップレートに対応する周波数以下の信号成分を通過させ、復調器で、ローパスフィルタを通過した受信信号を逆拡散処理してベースバンド信号を復調するようにしてもよい。

また、ＡＭ変調信号のキャリア信号を、当該キャリア信号の周波数より低い周波数であって、かつ変調信号のビットレートに対応する周波数より高い周波数へ周波数変換し、逓倍器へ受信信号として出力する周波数変換部をさらに設けてもよい。

この際、波数変換部と逓倍器との間に直列接続されて、周波数変換部で周波数変換された受信信号に含まれる直流成分を除去して逓倍器へ出力する容量素子をさらに設けてもよい。

また、復調器として、少なくとも位相または周波数がスペクトル拡散時の拡散符号と同期していない拡散符号を用いて、ローパスフィルタを通過した受信信号を逆拡散処理して出力する非同期方式逆拡散復調器を用いてもよい。

本発明は、ＡＭ変調信号を含む受信信号を逓倍し、その逓倍された受信信号のうち、ＡＭ変調信号の周波数帯に対応する信号成分を減衰させるとともに、変調信号の周波数帯に対応する信号成分を通過させるローパスフィルタと、このローパスフィルタを通過した受信信号から元の変調信号を復調するようにしたので、受信信号をキャリア信号周波数と一致した局部発振信号で検波する必要がなくなり、ＡＭ変調信号を受信して復調する際、無線通信受信機で局部発振信号を用いる必要がなくなる。
したがって、送信側のキャリア信号周波数と受信側の局部発振信号周波数とを厳密に一致させる必要がなくなり、無線通信受信機さらには無線通信送信機に、周波数調整用のＰＬＬ回路を設ける必要がなくなる。これにより、従来のようにＰＬＬ回路を用いた無線通信受信機さらには無線通信送信機と比較して、その消費電力を大幅に低減できる。

［第１の実施の形態］
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図１は本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信受信機であり、アンテナ３０、ローノイズアンプ（以下、ＬＮＡという）３１、逓倍器１０、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）２０、リミッタ３２，および逆拡散復調器３３から構成されている。

ＬＮＡ３１は、アンテナ３０を介して受信した信号を低雑音で増幅する増幅器である。逓倍器１０は、ＬＮＡ３１で増幅された受信信号を逓倍（２乗）して出力する乗算器である。ＬＰＦ２０は、逓倍器１０からの受信信号２のうち、送信側で生成されたＡＭ変調信号の周波数帯に対応する信号成分を減衰させるとともに、送信すべきベースバンド信号を拡散処理して得られた変調信号の周波数帯に対応する信号成分を通過させるフィルタである。リミッタ３２は、ＬＰＦ２０から出力された受信信号の振幅制限を行う増幅器である。逆拡散復調器３３は、リミッタ３２で増幅された受信信号を逆拡散処理して、所望のベースバンド信号を復調する回路部である。

なお、スペクトラム拡散を用いたＡＭ変調方式では、送信側において、送信すべきベースバンド信号を拡散符号でスペクトラム拡散し、得られた信号からなる変調信号でキャリア信号をＡＭ変調して送信する。したがって、ＬＰＦ２０では、変調信号の周波数帯に対応する信号成分として、拡散符号のチップレートに対応する周波数以下の信号成分を通過させる。
また、後述のように、スペクトラム拡散されていないベースバンド信号をそのまま変調信号として用いる場合、ＬＰＦ２０では、変調信号の周波数帯に対応する信号成分として、変調信号すなわちベースバンド信号のビットレートに対応する周波数以下の信号成分を通過させればよい。

まず、本発明の動作原理について説明する。通常、データ信号を変調して得られた変調信号を x(t)、キャリア信号を cosωt とすると、これら変調信号およびキャリア信号から生成されたＡＭ変調信号 S(t)は、数１で表すことができ、このＡＭ変調信号 S(t) を逓倍器１０で逓倍すると、数２のようになる。

ここで、キャリア信号周波数は変調信号より周波数が高いことから、数２の受信信号からＬＰＦでキャリア信号を含む高周波成分、すなわち cos2ωt を除去することにより、元の変調信号 x(t) を再生できる。この際、変調信号 x(t) としてスペクトル拡散された信号を用い、０から１までの値をとるものとした場合、ＡＭ変調を施す際の変調指数は０〜１００％となる。こうして再生された変調信号を逆拡散処理することにより、所望のベースバンド信号を復調することができる。

本実施の形態では、アンテナ３０で受信されたスペクトラム拡散ＡＭ変調信号は、ＬＮＡ３１で増幅された後、逓倍器１０へ受信信号１として入力される。逓倍器１０では、この受信信号１同士を乗算することにより逓倍し、受信信号２として出力する。ＬＰＦ２０では、受信信号２のうち拡散符号のチップレートよりも低い周波数成分を通過させ、高周波のキャリア信号成分を除去し、これをリミッタ３２で増幅する。逆拡散復調器３３では、このようにしてキャリア信号成分が除去された受信信号を所定の擬似ランダム信号で逆拡散処理することにより、所望のベースバンド信号を復調して出力する。

このように、本実施の形態では、受信信号１を逓倍器１０で逓倍した後、キャリア信号成分をＬＰＦ２０で除去して復調するようにしたので、受信信号をキャリア信号周波数と一致した局部発振信号で検波する必要がなくなり、ＡＭ変調信号を受信して復調する際、無線通信受信機で局部発振信号を用いる必要がなくなる。
したがって、送信側のキャリア信号周波数と受信側の局部発振信号周波数とを厳密に一致させる必要がなくなり、無線通信受信機さらには無線通信送信機に、周波数調整用のＰＬＬ回路を設ける必要がなくなる。これにより、従来のようにＰＬＬ回路を用いた無線通信受信機さらには無線通信送信機と比較して、その消費電力を大幅に低減できる。

また、ＡＭ変調方式の無線通信機器は雑音に弱い傾向があるが、本実施の形態のように、スペクトラム拡散通信方式とすることで、雑音やマルチパスなどに対して耐性が得られ、逆拡散処理前のベースバンド信号にある程度誤りが含まれていても、所望のベースバンド信号を誤りなく復調できる。
なお、本実施例では変調信号 x(t) にスペクトル拡散された信号を用いる構成としたが、変調信号として送信すべきベースバンド信号をそのまま用いてＡＭ変調を施す構成としてもよい。その場合は逆拡散復調器に代えて、ローパスフィルタからのＡＭ変調された受信信号をＡＭ復調して元の変調信号すなわちベースバンド信号を出力する復調器を用いればよい。

［第２の実施の形態］
次に、図２を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図２は本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図であり、前述の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機（図１参照）と同じまたは同等部分には同一符号を付してある。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信受信機であり、図１の無線通信受信機のうちＬＮＡ３１と逓倍器１０との間に、周波数変換部４０と増幅器３４とを有しており、他の部分は図１の無線通信受信機と同等である。

周波数変換部４０は、ＬＮＡ３１からの受信信号１を所定の周波数帯域へ周波数変換する回路部であり、発振器４１およびミキサ４２から構成されている。
発振器４１は、キャリア信号周波数と変換先周波数とに応じた所定周波数の局部発振信号３を生成する回路部である。ミキサ４２は、発振器４１からの局部発振信号３と受信信号１とを乗算することにより、所定の中間周波数帯へ周波数変換された受信信号１Ａを出力する乗算器である。
増幅器３４は、周波数変換部４０のミキサ４２からの受信信号を増幅して逓倍器１０へ出力する回路部である。

この無線通信受信機では、ＬＮＡ３１からの受信信号１が、周波数変換部４０のミキサ４２で、発振器４１からの局部発振信号３と乗算されて所定の中間周波数帯へ周波数変換された後、増幅器３４で増幅され、受信信号４として逓倍器１０へ出力される。
なお、ダウンコンバートによる周波数変換では振幅情報は変化せず、搬送波の周波数だけが変換される。そのため、前述した第１の実施の形態と同様にダウンコンバート後の受信信号４を２乗演算処理し、ローパスフィルタで高周波信号成分を取り除くことで送信された変調信号を再生することができる。

本実施の形態は、前述した第１の実施の形態と、受信信号を適当な中間周波数帯にダウンコンバートしてから２乗演算処理を行う点が異なっている。
変調波を２乗演算処理する場合、その受信信号レベルがある程度大きくないと、演算処理後の信号レベルが小さくなってしまうため、特に、近距離の微弱無線通信などのように送信信号レベルを大きくできない場合には、逓倍器に受信信号を入力する前にある程度の信号レベルまで受信信号を増幅しておくことが望ましい。

この際、受信信号を増幅する増幅器および逓倍器の消費電力は、通信に用いるＡＭ変調信号の周波数に応じて増加する。本実施の形態では、このような増幅器３４および逓倍器１０の前段に周波数変換部４０を設け、この周波数変換部４０で、一度、受信信号１を低い周波数帯へダウンコンバートしてから、増幅さらには逓倍処理するようにしたので、変調波信号（キャリア）の周波数が高い場合でも、無線通信受信機における消費電力の増大を抑制することが可能となる。なお、増幅器３４は、必須の構成ではなく、受信信号の振幅が十分であれば、周波数変換部４０からの受信信号１Ａを逓倍器１０へ直接入力してもよく、逓倍器１０における電力消費を低減できる。

また、ダウンコンバートする中間周波数帯は、キャリア信号周波数より低い周波数帯域であればいずれでもよいことから、発振器の局部発振信号周波数は、キャリア信号周波数と一致させる必要はなく、また多少のばらつきがあってもよい。したがって、高精度で高周波の発振周波数を調整するためのＰＬＬを必要とせず、その消費電力を大幅に低減できる。
また、本実施の形態では、スペクトラム拡散を施しており、得られた変調信号に多少の誤りが含まれていても逆拡散処理を行うことで元のベースバンド信号を誤りなく復調することが可能である。なお、本実施の形態においても、変調信号として送信すべきベースバンド信号をそのまま用いてＡＭ変調を施す構成としてもよい。

図３に、本実施の形態にかかる無線通信受信機における信号波形例を示す。
図３（ａ）は送信すべきベースバンド信号を送信側でスペクトラム拡散して得られた変調信号を示す。図３（ｂ）は、図３（ａ）の変調信号を用いて搬送波キャリアをオン・オフ・キーイングによりＡＭ変調した信号波形である。この無線通信受信機では、図３（ｂ）の送信信号を受信し、適当な中間周波数帯に受信信号をダウンコンバートして２乗演算し、ローパスフィルタを通すことで送信された変調信号を復調する。

次に、図３（ｃ）、図３（ｄ）、図３（ｅ）に、ＬＰＦ２０から出力される信号波形の例を示す。
図３（ｃ）は、受信信号がＬＰＦ２０の通過帯域よりも高い周波数帯域にダウンコンバートされた場合の信号波形である。この場合、２乗演算によって生じるキャリアの２倍の周波数成分はＬＰＦ２０によって抑圧され、送信した元の変調信号成分が出力される。
図３（ｄ）は、受信信号がＬＰＦ２０の通過帯域（拡散帯域）と同程度にダウンコンバートされた場合の信号波形である。この場合、キャリア信号の２倍の周波数成分は、ＬＰＦ２０の通過帯域よりもわずかに高い周波数となるため、出力信号に若干のリプルが表れるが、変調信号を識別可能である。

図３（ｅ）は、受信信号がローパスフィルタの通過帯域よりも低い周波数帯域、例えばＬＰＦ２０の通過帯域の半分程度以下にダウンコンバートされた場合の信号波形である。この場合、キャリアの２倍の周波数成分は変調信号と同程度の周波数となる。リプルの影響は図３（ｄ）の場合より大きくなるが、変調信号は識別可能である。

なお、このリプルの影響はダウンコンバートした中間周波数帯が０Ｈｚ（直流）に近いほど影響が大きくなるので、ダウンコンバートする中間周波数帯は、少なくとも拡散符号のチップレートに対応する周波数（スペクトル拡散しない場合はベースバンド信号のビットレートに対応する周波数）より高く、ローパスフィルタの通過帯域と同程度以上としておくのが望ましい。
ローパスフィルタの通過帯域と同程度以上であればダウンコンバートする中間周波数帯はどこでもよく、厳密な周波数制御は必要ない。周波数制御をしなかった結果、中間周波数帯がローパスフィルタの通過帯域内にある程度入ったとしてもほとんど影響なく復調することが可能である。

［第３の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図４は本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いたＡＭ変調方式の無線通信受信機であり、前述した第１の実施の形態にかかる無線通信受信機（図１参照）と比較して、周波数変換部４０の出力端に、受信信号３ＡのＤＣ（直流）成分を除去する容量素子３５が設けられている他は、前述の無線通信受信機と同等である。

一般に、受信信号を中間周波数帯域に周波数変換することなく、ベースバンド信号の周波数帯域へ直接、周波数変換するダイレクトコンバージョン方式の無線通信受信機は、外付けのチャネル選択フィルタやＩＦ段が不要となり、受信機を小型化できる。しかし、このようなダイレクトコンバージョン方式では、ベースバンド信号の周波数帯域すなわち０Ｈｚ付近に周波数変換されるため、受信機内部で受信信号へ混入した信号に起因して当該受信信号に生じたＤＣ成分により、信号の中点電位が上下にずれる現象すなわちＤＣオフセットが生じ、周波数変換部以降の回路部で信号の劣化を生ずる。例えば、増幅器にＤＣオフセットを有する受信信号が入力された場合、増幅器の出力が飽和して所望の信号を増幅できない。したがって、通常は、ＤＣオフセット対策や受信信号のレベル管理を行う必要がある。

従来、このようなＤＣオフセット対策として、受信信号をハイパスフィルタに通すという構成が取られていたが、次のような問題点がある。
ダイレクトコンバージョン方式では、周波数変換後の変調信号スペクトラムは、０Ｈｚ付近に信号ピークが存在する。つまり、ＤＣ付近に多くのエネルギー（情報）を含んでいるため、ハイパスフィルタの遮断周波数は極めて低い値に設定する必要がある。しかしこの場合は、非常に大きな容量素子が必要となり、システムＬＳＩ向けのアーキテクチャーであるダイレクトコンバージョン方式の利点と反し、集積回路で実現するメリットが薄れる。また、容量素子を大きくすると高速に変化するオフセット電圧に追随できないため、オフセット除去が不十分な場合もある。逆に容量素子を小さくした場合は、ハイパスフィルタの遮断周波数が大きくなり、変調信号のピーク成分が遮断されてしまうため、ビット誤り率（ＢＥＲ）が大幅に低下することになる。

一方、ＤＣ付近に変調信号のピークが来ないようにＤＣフリーコーディングを行う方法も考えられるが、この場合は、送受信機にエンコーダやデコーダが新たな必要となる。また、この方法は、変調信号の周波数帯域が広帯域の場合は、ある程度の効果が得られるものの、周波数帯域があまり広く取れない場合には効果が得られない。つまり、元の周波数帯域が１００ＫＨｚ程度の信号の信号ピークをＤＣ付近から５０ＫＨｚ付近へ移動するようにコーディングを行っても効果は小さい。

また、他のＤＣオフセット対策として、データが送信されない時間を利用してＤＣオフセットを除去する方法が考えられる。ＴＤＭＡ通信の場合、送信および受信が間欠的に繰り返されるため、送信と受信の合間にＤＣオフセット成分を容量素子に保持することで受信スロットにおいて仮想的にＨＰＦの遮断周波数を０Ｈｚに設定することができる。ただしこの場合は、受信時にデータ信号が送信されてこない時間帯を設ける必要があり、こうしたタイムスロットの制御や通信方式が限定されるという問題点がある。

また、実際には容量素子を切替接続するスイッチによる熱雑音が容量素子に蓄積されるため、大きな容量値の素子を使用する必要があり、受信機の小型化を実現できない。また、ＤＣオフセット除去時に妨害信号を受信すると、その信号も保持されてしまい、正確なオフセット除去ができないという問題点がある。さらに、容量素子の充放電が送受信の切り替え時間に比べて十分短い時間で完了しないと受信側へ切り替えた直後の受信品質が落ちる。
この対策方法によれば、前述のように、容量素子として大きな容量値の素子が必要であることから、その充放電時間も長くなり、受信品質への影響は無視できない。

本実施の形態では、図４に示すように、周波数変換部４０の出力端、ここでは増幅器３４との間に、容量素子３５を直列接続していることから、周波数変換部４０で周波数変換された受信信号１Ａに含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットが除去され、偏差除去復調器２０Ａにおいて所望のベースバンド信号が正常に復調できる。

図５に、スペクトラム拡散通信における周波数スペクトラムを示す。図５（ａ）は、スペクトラム拡散処理されていないベースバンド信号の周波数スペクトラムを示し、図５（ｂ）は、スペクトラム拡散処理された拡散変調信号の周波数スペクトラムを示している。
一般に、スペクトラム拡散通信では、ベースバンド信号が拡散符号により広帯域に拡散される。通常、ベースバンド信号のスペクトル帯域７１に比較して、数倍から数十倍の帯域幅に拡散することから、拡散変調信号のスペクトル帯域７２は、数ＭＨｚから数十ＭＨｚとなる。

このような周波数帯域であれば、ＤＣオフセットの周波数帯域７０を除去するための容量素子３５は、それほど大きな容量値を必要としないことから、集積回路での実装が可能となる。また、高速に変化するＤＣオフセットに対しても迅速に対応できる。スペクトラム拡散通信では、逆拡散によるプロセスゲインがあり、ＤＣ付近の信号が失われても逆拡散後のＳ／Ｎ比が良好であれば、変調信号を誤りなく復調できる。

［第４の実施の形態］
次に、図６を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機および無線通信受信機について説明する。図６は、本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、前述した第１の実施の形態にかかるスペクトラム拡散通信の無線通信受信機（図１参照）と比較して、逆拡散復調器３３として非同期式逆拡散復調器を用い、逆拡散復調器３３の入力端に容量素子３６を設けた点が異なる。

図７に非同期式逆拡散復調器の構成例を示す。この非同期式逆拡散復調器は、サンプルホールド回路（以下、Ｓ／Ｈ回路という）８１ａ〜８１ｇ、サンプルホールド制御回路（以下、Ｓ／Ｈ制御回路という）８２、フリップフロップ回路（以下、ＦＦ回路という）８３ａ〜８３ｆ、拡散符号発生回路８４、乗算器８５、加算器８６、およびピーク検出器８７から構成されている。

Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇは、入力信号をサンプルホールドする。Ｓ／Ｈ制御回路８２は、入力信号の拡散に用いたクロックとほぼ同じ周波数のクロックｆ１を入力してＮ（本実施の形態ではＮ＝７）分周し、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇを制御する信号を発生する。ＦＦ回路８３ａ〜８３ｆは、Ｓ／Ｈ制御回路８２からの出力信号をクロックｆ１でシフトするシフトレジスタを構成する。拡散符号発生回路８４はクロックｆ２に基づきスペクトル拡散時に用いたものと同じ拡散符号を発生する。乗算器８５ａ〜８５ｇはＳ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇから出力される信号と拡散符号発生回路８４から出力される拡散符号とを各々乗算する。加算器８６は乗算器８５ａ〜８５ｇの出力信号を加算する。ピーク検出器８７は加算器８６の出力信号からピーク値を検出する。

入力信号は、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇによりサンプルホールドされて乗算器８５ａ〜８５ｇの一方の入力端子に入力される。このとき、乗算器８５ａ〜８５ｇには、Ｓ／Ｈ制御回路８２およびＦＦ回路８３ａ〜８３ｆによって受信された新たな信号が、これら乗算器の数と同じクロック数間隔で、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇで更新されて保持される。
一方、拡散符号発生回路８４からはクロックｆ２に基づき拡散符号が生成され、各乗算器８５ａ〜８５ｇの他方の入力端子へ入力される。乗算器８５ａ〜８５ｇでは、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇからの信号と拡散符号発生回路８４からの拡散符号とが、それぞれチップごとに乗算され、これら乗算結果が加算器８６で加算され出力信号として出力される。

これにより、入力信号のクロックｆ１の周波数、拡散符号のクロックｆ２の周波数、および拡散符号長で決定される周期で、出力信号にピーク値が発生し、この出力信号は、スペクトル拡散時の拡散符号と逆拡散時の拡散符号とが同期した際に高い値を示し、同期が取れていない場合にはほぼゼロを示すものとなる。
したがって、このピーク値に応じて、拡散符号発生回路８４で発生させる拡散符号のタイミングを入力信号に対して前後に調整することにより、入力信号と拡散符号とが同期して、拡散符号長ごとに連続してピーク値を得ることができる。

図８に拡散符号発生回路８４の構成例を示す。この拡散符号発生回路８４は、クロックｆ２に応じて拡散符号を順方向にシフトして各乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力する第１の拡散符号発生回路９０ａと、クロックｆ２に応じて拡散符号を逆方向にシフトして各乗算器９５ａ〜９５ｇへ出力する第２の拡散符号発生回路９０ｂと、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき順方向制御信号９５ａまたは逆方向制御信号９５ｂのいずれかを出力して、第１または第２の拡散符号発生回路９０ａ，９０ｂのいずれかを動作させる拡散符号制御回路９５とから構成されている。

第１の拡散符号発生回路９０ａは、クロックｆ２により拡散符号を順方向（乗算器８５ａから乗算器８５ｇ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ａ〜９３ｇ、ＦＦ回路９３ａ，９３ｃの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９１、および各ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇおよび排他的論理和回路９１の出力をオン／オフするスイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏから構成されている。
第２の拡散符号発生回路９０ｂは、クロックｆ２により拡散符号を逆方向（乗算器８５ｇから乗算器８５ａ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎ、ＦＦ回路９３ｉ，９３ｊの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９２、および各ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎおよび排他的論理和回路９２の出力をオン／オフするスイッチ９４ｈ〜９４ｎ，９４ｐから構成されている。

拡散符号制御回路９５から順方向制御信号９５ａが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオンとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオフとなる。これにより、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９１が接続されて、クロックｆ２に応じて順方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。
一方、拡散符号制御回路９５から逆方向制御信号９５ｂが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオフとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオンとなる。これにより、ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９２が接続されて、クロックｆ２に応じて逆方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。

この際、ＦＦ回路９３ｂ〜９３ｇの入力とＦＦ回路９３ｈ〜９３ｍの入力とが接続され、ＦＦ回路９３ｇの出力がスイッチ９４ｇを介してＦＦ回路９３ｈの入力へ接続され、ＦＦ回路９３ｎの出力がスイッチ９４ｎを介してＦＦ回路９３ａの入力へ接続されていおり、順方向／逆方向の切替の際、その時点で出力されている拡散符号が保持された状態で切り替えられる。
したがって、拡散符号制御回路９５で、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき、例えばピーク値が検出されるごとに、順方向制御信号９５ａと逆方向制御信号９５ｂを切り替えて出力することにより、入力信号と拡散符号との位相がピーク値が得られたタイミングでほぼ維持されることなる。

これにより、加算器８６からの出力信号およびピーク検出器８７からの受信信号として、図９に示すような信号波形が得られる。加算器８６からの出力信号は、入力信号と拡散符号の極性が同じ状態で同期した場合に正の値となり、極性が逆で同期した場合に負の値となる。この際、送信側でベースバンド信号のビット値０／１に対応させて拡散符号の極性を正／負に切り替えることにより、ベースバンド信号と等しい極性のピーク値が得られる。したがって、これらピーク値の包絡線から受信信号すなわち所望のベースバンド信号４Ａが得られる。

なお、本実施の形態では、拡散符号長＝７（ＰＮ７）の場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、任意の拡散符号長Ｎ（Ｎは２以上の整数）を用いることができる。その際、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇ、ＦＦ回路８３ａ〜８３ｇ、乗算器８５ａ〜８５ｇ、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｎ、およびスイッチ９４ａ〜９４ｐなどを、拡散符号長Ｎに合わせた数だけ設ければよい。また、使用する拡散符号についても排他的論理和回路９１，９２の入力を選択することにより、他の系列の符号を用いてもよい。

一般的な、同期式逆拡散復調器では、スペクトル拡散時の拡散符号に対して逆拡散処理に用いる拡散符号を周波数および位相を完全同期させる必要があり、この際、ＰＬＬ回路などを用いた同期制御回路で、逆拡散処理を開始する前にその拡散符号発生に用いるクロックの周波数を高精度に保持（ロック）するものとなっている。
したがって、このような同期式逆拡散復調器では、回路構成が複雑化して規模が増大するとともに、クロック周波数を高精度に保持して同期が得られるまでに時間を要することになる。

これに対して非同期式逆拡散復調器では、前述したように、基本的にはスペクトル拡散時の拡散符号と逆拡散時の拡散符号との周波数および位相を完全同期させる必要はなく、信号処理系全体が非同期で動作するため、拡散符号の発生に用いるクロックｆ２を選択すれば、比較的短い時間で所望のデータを復調できる。
したがって、非同期式逆拡散復調器を用いることにより、ＰＬＬ回路などの複雑な回路構成を必要とせず、比較的短い時間で所望のデータを復調でき、無線通信受信機全体として消費電力を低減できる。

また、乗算器９５ａ〜９５ｇについては、図１０に示すような乗算回路を用いてもよい。この乗算回路において、ＮＭ１〜ＮＭ７はＭＯＳトランジスタであり、２段縦横型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路８４からの拡散符号やＳ／Ｈ回路８１からの信号は差動形式の信号であり、拡散符号は上段の２つの差動回路に逆相で入力され、Ｓ／Ｈ回路８１からの信号は下段の２つの差動回路に入力される。これにより、両信号が乗算され、その乗算結果が電流モードで出力される。

このようなアナログ信号系の乗算器は、デジタル信号系の乗算器と比較して、入力信号に対して適正に動作するＤＣレベル（直流バイアス）を持っている。したがって、入力されるベースバンド信号のＤＣレベルが、非同期式逆拡散復調器３３の直流レベルと異なる場合には、図６のように、非同期式逆拡散復調器３３の入力段に容量素子３６を設けて、リミッタ３２と非同期式逆拡散復調器３３とを容量結合した後、抵抗分割回路などにより入力されたベースバンド信号の中心電位を適正なＤＣレベルへ設定すればよい。

なお、本実施の形態では、前述した第１の実施の形態を例として説明したが、逆拡散復調器を用いる第２，３の実施の形態（図２，４参照）に対し、前述と同様にして適用することができ、同様の作用効果が得られる。
特に、第３の実施の形態（図４参照）で用いている容量素子３５の機能を容量素子３６で実現することができ、１つの容量素子３６で、逓倍器１０で逓倍された受信信号２に含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットを除去できるとともに、非同期式逆拡散復調器の持つ入力信号に対して適正なＤＣレベルを設定できる。したがって、集積回路に実装する際、比較的面積が必要となる容量素子を削減でき、無線通信受信機のチップ化を容易に実現できる。

［無線通信送信機］
次に、図１１を参照して、本発明の各実施の形態にかかる無線通信受信機と対として用いられる無線通信送信機について説明する。図１１は本発明の各実施の形態にかかる無線通信受信機と対として用いられる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信送信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散を用いたＡＭ変調方式の無線通信送信機であり、発振器５０、拡散符号発生器５１、ミキサ５２、スイッチ５３、電力増幅器（以下、ＰＡという）５４、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという）５５、およびアンテナ５６から構成されている。

発振器５０は、所定周波数のキャリア信号（正弦波）を生成する回路部である。拡散符号発生器５１は、拡散符号として擬似ランダム信号を出力する回路部である。ミキサ５２は、拡散符号発生器５１からの擬似ランダム信号とベースバンド信号６とを乗算して、スペクトラム拡散された信号からなる変調信号６Ａを生成する乗算器である。
スイッチ５３は、この変調信号６Ａに基づき、オン／オフ動作を行うことにより、発振器５０からのキャリア信号５をＡＭ変調、ここでは０％／１００％変調して拡散ＡＭ変調信号７を生成する回路部である。
ＰＡ５４は、スイッチ５３からの拡散ＡＭ変調信号７を増幅する増幅器である。ＢＰＦ５５は、スペクトラム拡散されたＡＭ変調信号７の帯域のみを通過させるフィルタである。

この無線通信送信機では、送信すべき所望のベースバンド信号６は、拡散符号発生器５１から出力される拡散符号とミキサ５２で乗算されることで広帯域に拡散される。
発振器５０から出力されたキャリア信号５は、スイッチ５３へ入力される。
スイッチ５３では、キャリア信号５に対し、ミキサ５２から出力されるスペクトラム拡散された信号からなる変調信号６Ａを用いてＡＭ変調を施す。
スイッチ５３から出力される拡散ＡＭ変調信号７は、ＰＡ５４で増幅されてＢＰＦ５５を通過した後、アンテナ５６に供給され、無線信号として送信される。

したがって、前述した各実施の形態にかかる無線通信受信機を用いれば、無線通信受信機側で局部発振信号の周波数を厳密に調整しなくてもよいことから、対となる無線通信送信機側でもキャリア信号の周波数を厳密に調整する必要がなくなり、無線通信送信機さらには無線通信受信機に、周波数調整用のＰＬＬ回路を設ける必要がなくなる。これにより、従来のようにＰＬＬ回路を用いた無線通信送信機さらには無線通信受信機と比較して、その消費電力を大幅に低減できる。
この際、キャリア信号周波数と受信側の局部発振信号周波数との周波数偏差による受信感度の低下が見込まれるものの、キャリア信号５と変調信号６Ａとから拡散ＡＭ変調信号７を生成するスイッチ５３を設け、変調信号６Ａとしてスペクトラム拡散された信号を用いるようにしたので、送信信号をスペクトラム拡散することで受信信号のＳ／Ｎ比を改善することができ、受信側での受信感度の低下を防ぐことができる。

本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図２の無線通信受信機の各部における信号波形例である。 本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 スペクトラム拡散通信における周波数スペクトラムである。 本発明の第７の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図６の非同期逆拡散復調器の構成例である。 図７の拡散符号発生器の構成例である。 図７の非同期逆拡散復調器の各部信号を示す信号波形図である。 図７の乗算器の構成例である。 本発明の各実施の形態にかかる無線通信受信機と対として用いられる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信受信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１，１Ａ，２，４…受信信号、３…局部発振信号、５…キャリア信号、６，６Ａ…ベースバンド信号、７…拡散ＡＭ変調信号、１０…逓倍器、２０…ＬＰＦ、３０…アンテナ、３１…ＬＮＡ、３２…ＰＡ、３３…逆拡散復調器、３４…増幅器、３５，３６…容量素子、４０…周波数変換部、４１…発振器、４２…ミキサ、５０…発振器、５１…拡散符号発生器、５２…ミキサ、５３…スイッチ、５４…ＰＡ、５５…ＢＰＦ、５６…アンテナ、８１ａ〜８１ｇ…Ｓ／Ｈ回路、８２…Ｓ／Ｈ制御回路、８３ａ〜８３ｆ…ＦＦ回路、８４…拡散符号発生回路、８５ａ〜８５ｇ…乗算器、８６…加算器、８７…ピーク検出器、９０ａ…第１の拡散符号発生回路、９０ｂ…第２の拡散符号発生回路、９１，９２…排他的論理和回路、９３ａ〜９３ｎ…ＦＦ回路、９４ａ〜９４ｐ…スイッチ、９５…拡散符号制御回路、９５ａ…順方向制御信号、９５ｂ…逆方向制御信号。

Claims (5)

1. 送信すべきベースバンド信号からなる変調信号と所定周波数のキャリア信号とをＡＭ変調処理して得られたＡＭ変調信号を受信して、元の変調信号を復調する無線通信受信機において、
   受信した前記ＡＭ変調信号を逓倍する逓倍器と、
   この逓倍器で逓倍された受信信号のうち、前記ＡＭ変調信号の周波数帯に対応する信号成分を減衰させるとともに、前記変調信号の周波数帯に対応する信号成分を通過させるローパスフィルタと、
   このローパスフィルタを通過した受信信号から前記変調信号を復調する復調器とを備えることを特徴とする無線通信受信機。
2. 請求項１に記載の無線通信受信機において、
   前記変調信号は、前記ベースバンド信号を拡散符号でスペクトラム拡散して得られた信号からなり、
   前記ローパスフィルタは、前記変調信号の周波数帯に対応する信号成分として、前記拡散符号のチップレートに対応する周波数以下の信号成分を通過させ、
   前記復調器は、前記ローパスフィルタを通過した受信信号を逆拡散処理して前記ベースバンド信号を復調することを特徴とする無線通信受信機。
3. 請求項１に記載の無線通信受信機において、
   前記ＡＭ変調信号のキャリア信号を、当該キャリア信号の周波数より低い周波数であって、かつ前記変調信号のビットレートに対応する周波数より高い周波数へ周波数変換し、前記逓倍器へ前記受信信号として出力する周波数変換部をさらに備えることを特徴とする無線通信受信機。
4. 請求項３に記載の無線通信受信機において、
   前記周波数変換部と前記逓倍器との間に直列接続されて、前記周波数変換部で周波数変換された受信信号に含まれる直流成分を除去して前記逓倍器へ出力する容量素子をさらに備えることを特徴とする無線通信受信機。
5. 請求項２に記載の無線通信受信機において、
   前記復調器は、少なくとも位相または周波数がスペクトル拡散時の拡散符号と同期していない拡散符号を用いて、前記ローパスフィルタを通過した受信信号を逆拡散処理して出力する非同期方式逆拡散復調器からなることを特徴とする無線通信受信機。
   

Images