JP4053957B2 - 無線通信受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信受信機および無線通信送信機に関し、特に所定周波数の局部発振信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号で位相変調した信号を用いて無線通信を行う、近距離の微弱無線通信に好適な無線通信受信機および無線通信送信機に関するものである。

従来、所定周波数のキャリア信号を所望のベースバンド信号からなる変調信号で変調した信号を用いて無線通信を行う変調方式では、無線通信受信機および無線通信送信機において、所定周波数に対して周波数偏差の少ない高精度な局部発振信号およびキャリア信号が用いられていた。

図１８に従来のスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機の構成を示す。この無線通信送信機では、ミキサ（乗算器）１０１において、拡散符号発生器１００からの拡散符号（擬似ランダム符号）を用いて、送信情報を含む所望のベースバンド信号を拡散処理して、スペクトラム拡散された変調信号を生成する。次に、この変調信号と周波数シンセサイザ１０２からの周波数ロック制御されたキャリア信号とから、ミキサ１０３で位相変調信号を生成する。そして、この位相変調信号をパワーアンプＰＡ１０４により増幅した後、アンテナ１０５から送信する。この際、キャリア信号に送信情報を用いた情報変調を施す操作を１次変調といい、キャリア信号に拡散符号を乗じてスペクトラム拡散を行う操作を２次変調という。前述した構成例のように１次変調、２次変調ともに位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を施すのが一般的である。

図１９に従来のスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信受信機の構成を示す。この無線通信受信機では、アンテナ１１０から受信した位相変調信号をローノイズアンプ１１１で増幅した後、９０°位相の異なる局部発振信号とミキサ１１４Ｉ、１１４Ｑで乗算してベースバンド信号帯域へ直接周波数変換（ダイレクトコンバージョン）する。そして、周波数変換された受信信号からローパスフィルタ１１５Ｉ、１１５Ｑで高周波成分を取り除き、リミッタ１１６Ｉ、１１６Ｑにより振幅制限を施してＩ、Ｑ変調信号を得る。得られたＩ、Ｑ変調信号に対して、ベースバンド復調器１１７で逆拡散処理を行った後、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）復調を行うことにより、元のベースバンド信号を得る。

これら従来技術であるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機、およびスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機・受信機については、非特許文献１〜３に記載されている。
なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
丸林元、中川正雄、河野隆二、「スペクトラム拡散通信とその応用」、電子情報通信学会、pp19-260、ISBN 4-88552-153-X A Direct-Conversion Receiver for 900 MHz (ISM Band) Spread-Spectrum Digital Cordless Telephone、Christopher Dennis Hull、Joo Leong Tham, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.31, no.12, pp1955-1963、Dec. 1996 西村芳一、「無線によるデータ変復調技術」、ＣＱ出版社、pp42-43,pp133-134、ISBN 4-7898-3349-6

近年では、トランシーバ構成として、それまでの中間周波数を用いるスーパーへテロダイン方式に代えて、外付けの中間周波フィルタなどが省略可能な、システムＬＳＩ向けの信号処理であるダイレクトコンバージョン方式が多く採用されるようになってきており、特にスペクトラム拡散通信では、２次変調である拡散変調にＢＰＳＫ変調を用いる構成が一般的である。
このような構成において、位相変調された信号を復調する場合、基準位相が重要になる。前述した図１８、１９のダイレクトコンバージョン方式では、送信側および受信側で用いるキャリア信号および局部発振信号の周波数を完全に一致させるのは難しく、周波数偏差が生じやすい。

従来の無線通信受信機および無線通信送信機では、このような周波数偏差が生じた場合、その偏差に起因する残留周波数誤差により基準位相が定まらず、位相変調信号を復調する際にこの周波数誤差が誤復調の原因となるため、この影響を自動的にキャンセルするようにＡＦＣ（Auto Frequency Control）やＡＰＣ（Auto Phase Control）と呼ばれる周波数、位相ずれを補正する操作を周波数シンセサイザにて行う必要がある。したがって、このような制御を行うために受信機側での信号処理が複雑になり、受信機のハードウェア量、消費電力が増大するといった問題がある。
本発明はこのような課題を解決するものであり、ダイレクトコンバージョン方式の受信機構成の簡易化、低コスト化、および低消費電力化を図ることができる無線通信受信機および無線通信送信機を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる無線通信受信機は、送信すべきベースバンド信号からなる変調信号と所定周波数のキャリア信号とを位相変調処理して得られた位相変調信号を受信し、変調信号を復調する無線通信受信機において、受信した前記位相変調信号のキャリア信号との周波数偏差の絶対値が少なくとも前記変調信号のビットレートに対応する周波数より小さくなるような周波数の局部発振信号を用いて、当該位相変調信号を周波数変換して出力する周波数変換器と、この周波数変換器で周波数変換された信号を遅延検波することにより、変調信号を復調して出力する遅延検波器とを備え、周波数変換器で、互いの位相が直交する局部発振信号に基づき位相変調信号をそれぞれ周波数変換することにより、互いの位相が直交する直交受信信号を出力し、遅延検波器で、周波数変換器からの直交受信信号をそれぞれ遅延検波することにより、互いの位相が直交する直交変調信号をそれぞれ復調して出力するものとし、この遅延検波器からの各直交変調信号を加算することにより変調信号を出力する加算器をさらに備えている。

この際、変調信号として、ベースバンド信号を拡散符号でスペクトラム拡散して得られた信号を用い、加算器からの変調信号を逆拡散処理することにより、ベースバンド信号を復調して出力する逆拡散復調器をさらに設けてもよい。

また、周波数変換器の出力段に直列接続されて、周波数変換器で周波数変換された受信信号に含まれる直流成分を除去して遅延検波器側へ出力する容量素子をさらに設けてもよい。

また、逆拡散復調器として、少なくとも位相または周波数がスペクトラム拡散時の拡散符号と同期していない拡散符号を用いて逆拡散処理する非同期方式逆拡散復調器を用いてもよい。

また、周波数変換器で、周波数変換に用いる局部発振信号周波数として、キャリア信号と当該局部発振信号との周波数偏差により生じる誤りチップ数が、送信側でのスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数の１／２以下となる周波数を用いてもよい。

また、非同期方式逆拡散復調器の入力段に直列接続されて、非同期方式逆拡散復調器の入力信号に含まれる直流成分を除去する容量素子をさらに備えてもよい。

本発明は、無線通信受信機において、受信した位相変調信号のキャリア信号周波数を変調信号のビットレートに対応する周波数より低い周波数へ周波数変換し、得られた信号の隣り合うシンボル間の位相差分に基づき遅延検波することにより、元の変調信号を復調するようにしたので、同期検波のための基準位相を受信側で用意する必要がなく、従来のように、受信側ではＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。
また、無線通信送信機において、ベースバンド信号をスペクトラム拡散して得られた変調信号を、位相差分変調器で位相差分変調し、得られた位相差分変調信号に基づきキャリア信号を位相変調して送信するようにしたので、受信側では、周波数変換した信号を遅延検波して逆拡散処理することにより、元のベースバンド信号を得ることができる。

したがって、同期検波のための基準位相を受信側で用意する必要がなく、従来のように、受信側ではＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。これにより、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信受信機の構成を大幅に簡易化でき、無線通信受信機の低コスト化および低消費電力化を図ることができる。

［第１の実施の形態］
図１を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図１は本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、所定周波数のキャリア信号と送信すべきベースバンド信号からなる変調信号とを位相変調処理して得られた位相変調信号を受信し、変調信号を復調する、位相変調方式の無線通信受信機であり、アンテナ１０、ローノイズアンプ（以下、ＬＮＡという）１１、発振器１２、ミキサ１３、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）１４、リミッタ１５、および遅延検波器１６から構成されている。

ＬＮＡ１１は、アンテナ１０で受信された受信信号を低雑音で増幅する増幅器である。発振器１２は、キャリア信号周波数とほぼ等しい所定周波数の局部発振信号２を生成する回路部である。ミキサ１３は、ＬＮＡ１１からの受信信号１と局部発振信号２とを乗算することにより、受信信号１のキャリア信号を変調信号（ベースバンド信号）４のビットレートに対応する周波数より低い周波数へ周波数変換（周波数シフト）する回路部（乗算器）である。ＬＰＦ１４は、ミキサ１３で得られた周波数変換後の受信信号３のうち、変調信号４のビットレートに対応する周波数以下の信号成分を通過させるフィルタである。リミッタ１５は、ＬＰＦ１４からの受信信号の振幅制限を行う増幅器である。

遅延検波器１６は、リミッタ１５からの受信信号を遅延検波することにより、変調信号４すなわち元のベースバンド信号を復調して出力する回路部である。
図２に、遅延検波器１６の構成例を示す。この遅延検波器１６は、入力信号を１シンボル分だけ遅延して出力する遅延器２０と、この遅延器２０からの出力と入力信号とを乗算することにより、入力信号の隣り合うシンボル間の位相差分すなわち位相変化を遅延検波された信号として出力する乗算器２１とから構成されている。なお、遅延検波器１６としては、同様の遅延検波機能が得られる回路であれば他の構成でもよく、図２の構成に限定されるものではない。

ここで、位相差分変調方式について説明する。位相差分変調方式とは、送信すべきベースバンド信号の各シンボル間の位相差分を利用して所望の情報を送信する方式であり、遅延検波方式に対応する変調方式のことである。
一般に、受信側の検波方式は、同期検波と遅延検波に大別される。同期検波とは、受信信号の各シンボルの位相を基準位相とを比較し、その位相差分に応じて元のベースバンド信号を復調するものである。例えば２つの位相を用いて２値データを送信するＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）では、送信側で２値データ０／１が０゜位相と１８０゜位相のキャリア信号にそれぞれ変換されて送信され、受信側で受信信号の各シンボルの位相０゜／１８０゜に応じて元の２値データが出力される。したがって、同期検波では、ベースバンド信号の値にキャリア信号の絶対位相を対応させているため、受信側でキャリア信号の基準位相が必要となる。

これに対して遅延検波とは、受信信号の隣り合うシンボル間の位相差分に応じて元のベースバンド信号を復調するものである。例えば隣り合うシンボル間の位相差分を用いて２値データを送信するＢＰＳＫでは、送信側で２値データ０／１のシンボル間の値の変化有無が予め０／１に変調され、この変調信号０／１が０゜位相と１８０゜位相のキャリア信号にそれぞれ変換されて送信される。そして、受信側で受信信号の隣り合うシンボル間での位相差分、ここでは位相変化の有無が検出され、その位相変化有無に応じて元の２値データが復調出力される。したがって、遅延検波では、受信信号の隣り合うシンボル間での位相変化を検出できればよく、同期検波のように受信側でキャリア信号の基準位相が不要となる。

本発明でいう位相差分変調とは、遅延検波方式において送信側でベースバンド信号の２値データ０／１のシンボル間の値の変化有無を０／１に変調する処理であり、本発明の各実施の形態にかかる無線通信送信機および無線通信受信機は、すべてこの位相差分変調方式に基づき生成した位相差分変調信号をやり取りすることにより無線通信を行うものである。

本実施の形態にかかる無線通信受信機では、アンテナ１０で受信された受信信号がＬＮＡ１１で増幅され、受信信号１としてミキサ１３へ入力される。そして、ミキサ１３で、発振器１２からの局部発振信号２と乗算され、受信信号のキャリア信号周波数が元の変調信号のビットレートに対応する周波数より低い周波数へ周波数変換される。
このようにして周波数変換された受信信号３は、ＬＰＦ１４を通過して、送信時に用いられた拡散符号のチップレートよりも低い周波数帯域の信号成分となる。そして、リミッタ１５で振幅制限を受けた後、遅延検波器１６で、隣り合うシンボル間の位相差分に基づき変調信号４へ復調される。

このように、受信した位相変調信号のキャリア信号周波数を変調信号のビットレートに対応する周波数より低い周波数へ周波数変換し、得られた信号の隣り合うシンボル間の位相差分に基づき遅延検波することにより、所望の変調信号すなわちベースバンド信号を復調するようにしたので、同期検波のための基準位相を受信側で用意する必要がなく、従来のように、受信側ではＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。
したがって、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信の構成を大幅に簡易化でき、無線通信受信機の低コスト化および低消費電力化を図ることができる。

なお、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に基づく偏差成分が、ミキサ１３で得られる受信信号３に重畳することから、場合によっては振幅が減衰してその情報が欠落したり基準位相が回転して、その周波数偏差の２倍の周波数で復調誤りが繰り返し発生する。
図３に図１の無線通信受信機の各部における信号波形を示す。図３（ａ）は、ミキサ１３から得られた周波数変換後の受信信号３を示しており、図３（ｂ）は、図３（ａ）の受信信号３を遅延検波して得られた変調信号４を示している。

図３（ａ）の信号波形は、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因してその振幅に偏差成分が重畳しており、この場合、その節となる部分（破線部分）で基準位相の極性が反転している。したがって、図３（ｃ）に示す元の変調信号と比較して、図３（ｂ）の信号波形が異なっており、この部分で復調誤りが生じているのがわかる。
この復調誤りについては、後述のように変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトラム拡散した信号を用いることにより、元のベースバンド信号を誤りなく復調でき、受信機の受信感度を改善できる。また、無線通信受信機が用いられるデータ通信で要求される通信品質や上位のデータ通信プロトコルによる再送制御などにより、ある程度の復調誤りが生じても許容される場合もある。

なお、上記節が変調信号のビット幅以下の間隔で発生した場合、すべてのビットで復調誤りが発生するため、節が発生する間隔は少なくとも変調信号のビット幅より長いことが最低条件となる。したがって、周波数変換を行うミキサ１３では、受信信号１のキャリア信号と受信側の局部発振信号との周波数偏差の絶対値が、少なくとも変調信号のビットレートに対応する周波数より小さくなるような周波数の局部発振信号２を用いることにより、ある程度のビットを誤りなく復調できる。

［第２の実施の形態］
次に、図４を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図４は本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信受信機であり、図１の無線通信受信機のうち遅延検波器１６の出力端に、遅延検波器１６からの変調信号４を逆拡散処理することにより、スペクトラム拡散されている元のベースバンド信号４Ａを復調して出力する逆拡散復調器１７が設けられている他は、図１の無線通信受信機と同等である。

前述した第１の実施の形態では、周波数変換した受信信号を遅延検波器１６を用いて遅延検波することにより変調信号４を得る場合について説明した。
この際、前述の図３に示した信号波形のように、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に基づく偏差成分が、ミキサ１３で得られる受信信号３に重畳することから、場合によっては振幅が減衰してその情報が欠落したり基準位相が回転して、その周波数偏差の２倍の周波数で復調誤りが繰り返し発生する。

本実施の形態では、送信側で所望のベースバンド信号をスペクトラム拡散して生成した変調信号を用いて位相差分変調を行えば、受信信号にある程度の誤りが含まれていても受信側でベースバンド信号を正常に復調できることに着目し、遅延検波器１６の後段に逆拡散復調器１７を設け、送信側で予めスペクトラム拡散された変調信号４を遅延検波器１６で復調した後、これを逆拡散処理して元のベースバンド信号４Ａを復調するようにしたものである。
したがって、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して周波数変換後の受信信号に振幅のつぶれや位相回転が生じ、遅延検波器から得られた変調信号に復調誤りが発生する場合でも、元のベースバンド信号を誤りなく復調でき、受信機の受信感度を改善できる。

［第３の実施の形態］
次に、図５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図５は、本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信受信機は、所定周波数のキャリア信号と送信すべきベースバンド信号からなる変調信号とを位相変調処理して得られた位相変調信号を受信し、変調信号を復調する、位相変調方式の無線通信受信機であり、図１の無線通信受信機のうち、ミキサ１３としてＩ，Ｑ直交検波用のミキサ１３Ｉ，１３Ｑを設けるとともに、遅延検波器１６としてミキサ１３Ｉ，１３Ｑからの直交受信信号３Ｉ，３Ｑをそれぞれ個別に遅延検波する遅延検波器１６Ｉ，１６Ｑを設け、さらにこれら遅延検波器１６Ｉ，１６Ｑで得られたＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑを加算して元の変調信号４を出力する加算器１８を設けたものである。

前述した第２の実施の形態では、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して遅延検波に誤りが生じる場合の対策として、逆拡散復調器１７を設けて送信側で予めスペクトラム拡散されたベースバンド信号を復調するようにした場合について説明した。
本実施の形態では、遅延検波器１６Ｉ，１６Ｑの後段に加算器１８を設け、直交検波により得られたＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑを加算することにより、スペクトラム拡散通信を用いずに、遅延検波の誤りを補間するようにしたものである。

図６に、図５の無線通信受信機の各部における信号波形図を示す。図６（ａ）は、遅延検波器１６Ｉから得られたＩ変調信号４Ｉを示し、図６（ｂ）は、遅延検波器１６Ｑから得られたＱ変調信号４Ｑを示している。これらＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑには、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して、その振幅に偏差成分が重畳しており、その節となる部分で振幅が減衰し情報が欠落している。
この際、Ｉ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑは、互いの位相が直交していることから、これらを加算器１８で加算することにより、図６（ｃ）に示すように情報の欠落部分が補間された変調信号４が得られ、図６（ｄ）に示す元の変調信号と等しい信号を復調できる。

このように、本実施の形態では、遅延検波器１６Ｉ，１６Ｑの後段に加算器１８を設け、直交検波により得られたＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑを加算することにより、遅延検波の誤りを補間するようにしたので、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して周波数変換後の受信信号で振幅のつぶれによる情報の欠落や位相回転が生じ、遅延検波器から得られた変調信号に復調誤りが発生する場合でも、元の変調信号を誤りなく復調でき、受信機の受信感度を改善できる。

［第４の実施の形態］
次に、図７を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図７は、本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信受信機であり、図５の無線通信受信機のうち加算器１８の出力端に、加算器１８からの変調信号４を逆拡散処理することにより、スペクトラム拡散されている元のベースバンド信号４Ａを復調して出力する逆拡散復調器１７Ａが設けられている他は、図５の無線通信受信機と同等である。

このように、加算器１８の後段に逆拡散復調部１７Ａを設け、加算器１８で補間された変調信号４を逆拡散処理して元のベースバンド信号４Ａを復調するようにしたので、前述した第２の実施の形態と同様に、ベースバンド信号をスペクトラム拡散した変調信号を用いて位相差分変調を行えば、受信信号にある程度の誤りが含まれていても受信側でベースバンド信号を正常に復調できることから、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して周波数変換後の変調信号に振幅のつぶれによる情報の欠落や位相回転が生じ、遅延検波器から得られた変調信号に復調誤りが発生する場合でも、元のベースバンド信号を誤りなく復調でき、受信機の受信感度を改善できる。

［第５の実施の形態］
次に、図８を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図８は、本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信受信機であり、図７の無線通信受信機のうち加算器１８および逆拡散復調器１７Ａに代えて、個々の遅延検波器１６Ｉ，１６Ｑの後段に、これら遅延検波器１６Ｉ，１６ＱからのＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑをそれぞれ個別に逆拡散処理することにより、元のベースバンド信号を復調して出力する逆拡散復調器１７Ｉ，１７Ｑが設けられている他は、図７の無線通信受信機と同等である。

このように、各遅延検波器１６Ｉ，１６ＱからのＩ，Ｑ変調信号４Ｉ，４Ｑを逆拡散復調器１７Ｉ，１７Ｑで逆拡散処理して元のベースバンド信号をそれぞれ復調するようにしたので、前述したＢＰＳＫだけでなく、送信側において２ビットのベースバンド信号をスペクトラム拡散した後に位相差分変換した位相差分変調信号でキャリア信号を位相変調したＱＰＳＫ（Quadri Phase Shift Keying）にも対応できる。

［第６の実施の形態］
次に、図９を参照して、本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図９は本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信受信機であり、図４の無線通信受信機のうちミキサ１３の出力端に、受信信号３のＤＣ（直流）成分を除去する容量素子３０が設けられている他は、図４の無線通信受信機と同等である。

一般に、受信信号を中間周波数帯域に周波数変換することなく、ベースバンド信号の周波数帯域へ直接周波数変換するダイレクトコンバージョン方式の無線通信受信機は、外付けのチャネル選択フィルタや中間周波数変換器が不要となり、受信機を小型化できる。しかし、このようなダイレクトコンバージョン方式では、ベースバンド信号の周波数帯域すなわち０Ｈｚ付近に周波数変換されるため、受信機内部で受信信号へ混入した信号に起因して当該受信信号に生じたＤＣ成分により、信号の中点電位が上下にずれる現象すなわちＤＣオフセットが生じ、周波数変換部以降の回路部で信号の劣化を生ずる。例えば、増幅器にＤＣオフセットを有する受信信号が入力された場合、増幅器の出力が飽和して所望の信号を増幅できない。したがって、通常は、ＤＣオフセット対策や受信信号のレベル管理を行う必要がある。

従来、このようなＤＣオフセット対策として、受信信号をハイパスフィルタに通すという構成がとられていたが、次のような問題点がある。
ダイレクトコンバージョン方式では、周波数変換後の変調信号スペクトラムは、０Ｈｚ付近に信号ピークが存在する。つまり、ＤＣ付近に多くのエネルギー（情報）を含んでいるため、ハイパスフィルタの遮断周波数は極めて低い値に設定する必要がある。しかしこの場合は、非常に大きな容量素子が必要となり、システムＬＳＩ向けのアーキテクチャーであるダイレクトコンバージョン方式の利点と反し、集積回路で実現するメリットが薄れる。また、容量素子を大きくすると高速に変化するオフセット電圧に追随できないため、オフセット除去が不十分な場合もある。逆に容量素子を小さくした場合は、ハイパスフィルタの遮断周波数が大きくなり、変調信号のピーク成分が遮断されてしまうため、ビット誤り率（ＢＥＲ）が大幅に低下することになる。

一方、ＤＣ付近に変調信号のピークが来ないようにＤＣフリーコーディングを行う方法も考えられるが、この場合は、送受信機にエンコーダやデコーダが新たな必要となる。また、この方法は、変調信号の周波数帯域が広帯域の場合は、ある程度の効果が得られるものの、周波数帯域があまり広く取れない場合には効果が得られない。つまり、元の周波数帯域が１００ＫＨｚ程度の信号の信号ピークをＤＣ付近から５０ＫＨｚ付近へ移動するようにコーディングを行っても効果は小さい。

また、他のＤＣオフセット対策として、データが送信されない時間を利用してＤＣオフセットを除去する方法が考えられる。ＴＤＭＡ通信の場合、送信および受信が間欠的に繰り返されるため、送信と受信の合間にＤＣオフセット成分を容量素子に保持することで受信スロットにおいて仮想的にＨＰＦの遮断周波数を０Ｈｚに設定することができる。ただしこの場合は、受信時にデータ信号が送信されてこない時間帯を設ける必要があり、こうしたタイムスロットの制御や通信方式が限定されるという問題点がある。

また、実際には容量素子を切替接続するスイッチによる熱雑音が容量素子に蓄積されるため、大きな容量値の素子を使用する必要があり、受信機の小型化を実現できない。また、ＤＣオフセット除去時に妨害信号を受信すると、その信号も保持されてしまい、正確なオフセット除去ができないという問題点がある。さらに、容量素子の充放電が送受信の切り替え時間に比べて十分短い時間で完了しないと受信側へ切り替えた直後の受信品質が落ちる。
この対策方法によれば、前述のように、容量素子として大きな容量値の素子が必要であることから、その充放電時間も長くなり、受信品質への影響は無視できない。

本実施の形態では、図９に示すように、ミキサ１３の出力端、ここではＬＰＦ１４との間に、容量素子３０を直列接続していることから、ミキサ１３で周波数変換された受信信号３に含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットが除去され、その後段で所望のベースバンド信号を正常に復調できる。

図１０に、スペクトラム拡散通信における周波数スペクトラムを示す。図１０（ａ）は、スペクトラム拡散処理されていないベースバンド信号の周波数スペクトラムを示し、図１０（ｂ）は、スペクトラム拡散処理された拡散変調信号の周波数スペクトラムを示している。
一般に、スペクトラム拡散通信では、ベースバンド信号が拡散符号により広帯域に拡散される。通常、ベースバンド信号のスペクトル帯域７１に比較して、数倍から数十倍の帯域幅に拡散することから、拡散変調信号のスペクトル帯域７２は、数ＭＨｚから数十ＭＨｚとなる。

このような周波数帯域であれば、ＤＣオフセットの周波数帯域７０を除去するための容量素子３０は、それほど大きな容量値を必要としないことから、集積回路での実装が可能となる。また、高速に変化するＤＣオフセットに対しても迅速に対応できる。スペクトラム拡散通信では、逆拡散によるプロセスゲインがあり、ＤＣ付近の信号が失われても逆拡散後のＳ／Ｎ比が良好であれば、変調信号を誤りなく復調できる。
なお、図９では、図４の無線通信受信機を例として説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図７，図８の無線通信受信機のミキサ１３Ｉ，１３Ｑの出力端に容量素子をそれぞれ設けてもよく、本実施の形態と同様の作用効果が得られる。

［第７の実施の形態］
次に、図１１を参照して、本発明の第７の実施の形態にかかる無線通信受信機について説明する。図１１は、本発明の第７の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた周波数変調方式の無線通信受信機であり、前述した第２の実施の形態にかかる無線通信受信機（図４参照）と比較して、逆拡散復調器１７として非同期式逆拡散復調器を用い、逆拡散復調器１７の入力端に容量素子３１を設けた点が異なる。

図１２に非同期式逆拡散復調器の構成例を示す。この非同期式逆拡散復調器は、サンプルホールド回路（以下、Ｓ／Ｈ回路という）８１ａ〜８１ｇ、サンプルホールド制御回路（以下、Ｓ／Ｈ制御回路という）８２、フリップフロップ回路（以下、ＦＦ回路という）８３ａ〜８３ｆ、拡散符号発生回路８４、乗算器８５、加算器８６、およびピーク検出器８７から構成されている。

Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇは、入力信号をサンプルホールドする。Ｓ／Ｈ制御回路８２は、入力信号の拡散に用いたクロックとほぼ同じ周波数のクロックｆ１を入力してＮ（本実施の形態ではＮ＝７）分周し、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇを制御する信号を発生する。ＦＦ回路８３ａ〜８３ｆは、Ｓ／Ｈ制御回路８２からの出力信号をクロックｆ１でシフトするシフトレジスタを構成する。拡散符号発生回路８４はクロックｆ２に基づきスペクトラム拡散時に用いたものと同じ拡散符号を発生する。乗算器８５ａ〜８５ｇはＳ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇから出力される信号と拡散符号発生回路８４から出力される拡散符号とを各々乗算する。加算器８６は乗算器８５ａ〜８５ｇの出力信号を加算する。ピーク検出器８７は加算器８６の出力信号からピーク値を検出する。

入力信号は、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇによりサンプルホールドされて乗算器８５ａ〜８５ｇの一方の入力端子に入力される。このとき、乗算器８５ａ〜８５ｇには、Ｓ／Ｈ制御回路８２およびＦＦ回路８３ａ〜８３ｆによって受信された新たな信号が、これら乗算器の数と同じクロック数間隔で、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇで更新されて保持される。
一方、拡散符号発生回路８４からはクロックｆ２に基づき拡散符号が生成され、各乗算器８５ａ〜８５ｇの他方の入力端子へ入力される。乗算器８５ａ〜８５ｇでは、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇからの信号と拡散符号発生回路８４からの拡散符号とが、それぞれチップごとに乗算され、これら乗算結果が加算器８６で加算され出力信号として出力される。

これにより、入力信号のクロックｆ１の周波数、拡散符号のクロックｆ２の周波数、および拡散符号長で決定される周期で、出力信号にピーク値が発生し、この出力信号は、入力信号と拡散符号とが同期した際に高い値を示し、同期が取れていない場合にはほぼゼロを示すものとなる。
したがって、このピーク値に応じて、拡散符号発生回路８４で発生させる拡散符号のタイミングを入力信号に対して前後に調整することにより、入力信号と拡散符号とが同期して、拡散符号長ごとに連続してピーク値を得ることができる。

図１３に拡散符号発生回路８４の構成例を示す。この拡散符号発生回路８４は、クロックｆ２に応じて拡散符号を順方向にシフトして各乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力する第１の拡散符号発生回路９０ａと、クロックｆ２に応じて拡散符号を逆方向にシフトして各乗算器９５ａ〜９５ｇへ出力する第２の拡散符号発生回路９０ｂと、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき順方向制御信号９５ａまたは逆方向制御信号９５ｂのいずれかを出力して、第１または第２の拡散符号発生回路９０ａ，９０ｂのいずれかを動作させる拡散符号制御回路９５とから構成されている。

第１の拡散符号発生回路９０ａは、クロックｆ２により拡散符号を順方向（乗算器８５ａから乗算器８５ｇ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ａ〜９３ｇ、ＦＦ回路９３ａ，９３ｃの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９１、および各ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇおよび排他的論理和回路９１の出力をオン／オフするスイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏから構成されている。
第２の拡散符号発生回路９０ｂは、クロックｆ２により拡散符号を逆方向（乗算器８５ｇから乗算器８５ａ方向）にシフトするシフトレジスタを構成するＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎ、ＦＦ回路９３ｉ，９３ｊの出力に基づき拡散符号を発生する排他的論理和回路９２、および各ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎおよび排他的論理和回路９２の出力をオン／オフするスイッチ９４ｈ〜９４ｎ，９４ｐから構成されている。

拡散符号制御回路９５から順方向制御信号９５ａが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオンとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオフとなる。これにより、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｇが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９１が接続されて、クロックｆ２に応じて順方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。
一方、拡散符号制御回路９５から逆方向制御信号９５ｂが出力された場合、スイッチ９４ａ〜９４ｇ，９４ｏがオフとなり、スイッチ９４ｈ〜９４ｏがオンとなる。これにより、ＦＦ回路９３ｈ〜９３ｎが直列に接続されるとともに排他的論理和回路９２が接続されて、クロックｆ２に応じて逆方向にシフトする拡散符号が乗算器８５ａ〜８５ｇへ出力される。

この際、ＦＦ回路９３ｂ〜９３ｇの入力とＦＦ回路９３ｈ〜９３ｍの入力とが接続され、ＦＦ回路９３ｇの出力がスイッチ９４ｇを介してＦＦ回路９３ｈの入力へ接続され、ＦＦ回路９３ｎの出力がスイッチ９４ｎを介してＦＦ回路９３ａの入力へ接続されていおり、順方向／逆方向の切替の際、その時点で出力されている拡散符号が保持された状態で切り替えられる。
したがって、拡散符号制御回路９５で、ピーク検出器８７からの制御信号に基づき、例えばピーク値が検出されるごとに、順方向制御信号９５ａと逆方向制御信号９５ｂを切り替えて出力することにより、入力信号と拡散符号との位相がピーク値が得られたタイミングでほぼ維持されることになる。

これにより、加算器８６からの出力信号およびピーク検出器８７からの受信信号として、図１６に示すような信号波形が得られる。加算器８６からの出力信号は、入力信号と拡散符号の極性が同じ状態で同期した場合に正の値となり、極性が逆で同期した場合に負の値となる。この際、送信側でベースバンド信号のビット値０／１に対応させて拡散符号の極性を正／負に切り替えることにより、ベースバンド信号と等しい極性のピーク値が得られる。したがって、これらピーク値の包絡線から受信信号すなわち所望のベースバンド信号４Ａが得られる。

なお、本実施の形態では、拡散符号長＝７（ＰＮ７）の場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、任意の拡散符号長Ｎ（Ｎは２以上の整数）を用いることができる。その際、Ｓ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇ、ＦＦ回路８３ａ〜８３ｇ、乗算器８５ａ〜８５ｇ、ＦＦ回路９３ａ〜９３ｎ、およびスイッチ９４ａ〜９４ｐなどを、拡散符号長Ｎに合わせた数だけ設ければよい。また、使用する拡散符号についても排他的論理和回路９１，９２の入力を選択することにより、他の系列の符号を用いてもよい。

一般的な、同期式逆拡散復調器では、送信側でのスペクトラム拡散時の拡散符号に対して逆拡散処理に用いる拡散符号の周波数および位相を完全同期させる必要があり、この際、ＰＬＬ回路などを用いた同期制御回路で、逆拡散処理を開始する前にその拡散符号発生に用いるクロックの周波数を高精度に保持（ロック）するものとなっている。
したがって、このような同期式逆拡散復調器では、回路構成が複雑化して規模が増大するとともに、クロック周波数を高精度に保持して同期が得られるまでに時間を要することになる。

これに対して非同期式逆拡散復調器では、前述したように、基本的にはスペクトラム拡散時の拡散符号と逆拡散時の拡散符号との周波数および位相を完全同期させる必要はなく、信号処理系全体が非同期で動作するため、拡散符号の発生に用いるクロックｆ２を選択すれば、比較的短い時間で所望のデータを復調できる。
したがって、非同期式逆拡散復調器を用いることにより、ＰＬＬ回路などの複雑な回路構成を必要とせず、比較的短い時間で所望のデータを復調でき、無線通信受信機全体として消費電力を低減できる。

また、乗算器９５ａ〜９５ｇについては、図１７に示すような乗算回路を用いてもよい。この乗算回路において、ＮＭ１〜ＮＭ７はＭＯＳトランジスタであり、２段縦横型の差動回路で構成されている。拡散符号発生回路８４からの拡散符号やＳ／Ｈ回路８１ａ〜８１ｇからの信号は差動形式の信号であり、拡散符号は上段の２つの差動回路に逆相で入力され、Ｓ／Ｈ回路８１からの信号は下段の２つの差動回路に入力される。これにより、両信号が乗算され、その乗算結果が電流モードで出力される。

このようなアナログ信号系の乗算器は、デジタル信号系の乗算器と比較して、入力信号に対して適正に動作するＤＣレベル（直流バイアス）を持っている。したがって、遅延検波器１６から出力される変調信号４のＤＣレベルが、非同期式逆拡散復調器１７の直流レベルと異なる場合には、図１１のように、非同期式逆拡散復調器１７の入力段に容量素子３１を設けて、遅延検波器１６と非同期式逆拡散復調器１７とを容量結合した後、抵抗分割回路などにより変調信号４の中心電位を適正なＤＣレベルへ設定すればよい。

なお、本実施の形態では、前述した第２の実施の形態を例として説明したが、逆拡散復調器を用いる第４〜６の実施の形態（図７〜９参照）に対し、前述と同様にして適用することができ、同様の作用効果が得られる。
特に、第６の実施の形態（図９参照）で用いている容量素子３０の機能を容量素子３１で実現することができ、１つの容量素子３１で、ミキサ１３で周波数変換された受信信号３に含まれるＤＣ成分により発生するＤＣオフセットを除去できるとともに、非同期式逆拡散復調器の持つ入力信号に対して適正なＤＣレベルを設定できる。したがって、集積回路に実装する際、比較的面積が必要となる容量素子を削減でき、無線通信受信機のチップ化を容易に実現できる。

［第８の実施の形態］
次に、図１６を参照して、本発明の第８の実施の形態にかかる無線通信送信機について説明する。図１６は、本発明の第８の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。
この無線通信送信機は、変調信号として所望のベースバンド信号をスペクトル拡散した信号を用いるスペクトラム拡散通信を用いた位相変調方式の無線通信送信機であり、拡散符号発生器５０、ミキサ５１、位相差分変調器５２、発振器５３、ミキサ５４、電力増幅器（以下、ＰＡという）５５、およびアンテナ５６から構成されている。

拡散符号発生器５０は、所定の擬似ランダム信号６を出力する回路部である。
ミキサ５１は、送信情報を含むデジタルのベースバンド信号５と拡散符号発生器５０からの擬似ランダム符号６とを乗算することにより、スペクトラム拡散された変調信号７を出力する回路部（乗算器）である。

位相差分変調器５２は、ミキサ５１からの変調信号７を隣り合うシンボル間の値変化に基づき位相差分変調し、位相差分変調された位相差分変調信号７Ａとして出力する回路部である。
図１７に位相差分変調器５２の構成例を示す。この位相差分変調器５２は、排他的論理和回路（以下、ＸＯＲという）６０から構成されており、その一方の入力端子に入力信号が接続され、もう一方の入力端子が出力端子と接続されている。したがって、ＸＯＲ６０では、入力信号として入力されたシンボルとその１つ前のシンボルとから排他的論理和が算出されて出力される。この場合、隣り合う２つのシンボルが同じ極性の場合は「−１」が出力され、異なる極性の場合には「１」が出力されることになる。

発振器５３は、所定周波数のキャリア信号８を出力する回路部である。
ミキサ５４は、位相差分変調器５２で位相差分変調された位相差分変調信号７Ａに基づき、発振器５３からのキャリア信号８の位相を変調して位相変調信号９を出力する回路部である。
ＰＡ５５は、ミキサ５４からの位相変調信号９を増幅してアンテナ５６へ出力する増幅器である。

この無線通信送信機では、送信すべきベースバンド信号５はミキサ５１に入力され、拡散符号発生器５０からの擬似ランダム符号６と乗算されて、ベースバンド信号５が広帯域に直接スペクトラム拡散された変調信号７となる。この際、拡散符号発生器５０とミキサ５１とは、送信すべきベースバンド信号に対して拡散符号を乗じてスペクトラム拡散を行う拡散手段として機能する。
変調信号７は位相差分変調器５２に入力されて、隣り合うシンボル間の値変化に基づき位相差分変調され、１／−１の２値からなる位相差分変調信号７Ａとなる。これにより、変調信号７の位相の絶対値が持っていた情報を、シンボル間の位相差に情報を持たせて伝送されることになる。

ミキサ５４では、この位相差分変調信号７Ａと発振器５３からのキャリア信号８とが乗算されて、キャリア信号８の位相が制御され、位相変調信号９が生成される。すなわち位相差分変調信号７Ａが「１」のときは位相回転０゜となり、「−１」のときは位相回転１８０゜となる。
ミキサ５４からの位相変調信号９は、ＰＡ５５で増幅され、アンテナ５６から無線送信される。

このように、ミキサ５１で、ベースバンド信号５をスペクトラム拡散した後、位相差分変調器５２で位相差分変調し（１次変調）、得られた位相差分変調信号７Ａに基づきキャリア信号を位相変調して（２次変調）送信するようにしたので、受信側では、周波数変換した受信信号を遅延検波して逆拡散復調することにより、スペクトラム拡散された元のベースバンド信号を得ることができる。
したがって、同期検波のための基準位相を受信側で用意する必要がなく、従来のように、受信側ではＡＦＣ、ＡＰＣのような周波数誤差をキャンセルする制御を行う必要がなくなる。これにより、ダイレクトコンバージョン方式のスペクトラム拡散通信を用いた無線通信の構成を大幅に簡易化でき、無線通信受信機の低コスト化および低消費電力化を図ることができる。

［第９の実施の形態］
次に、本発明の第９の実施の形態にかかる無線通信受信機および無線通信送信機について説明する。
本実施の形態にかかる無線通信受信機は、前述した第２，４，５の実施の形態にかかるスペクトラム拡散通信の無線通信受信機において、ミキサ１３，１３Ｉ，１３Ｑで周波数変換に用いる局部発振信号２の周波数として、キャリア信号と当該局部発振信号２との周波数偏差により生じる誤りチップ数が、通信相手となる無線通信送信機でのスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数の１／２以下となる周波数を用いるようにしたものである。

また、本実施の形態にかかる無線通信送信機は、前述した第７の実施の形態にかかるスペクトラム拡散通信の無線通信送信機において、ミキサ５１でスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数として、通信相手となる無線通信受信機でのキャリア信号と局部発振信号との周波数偏差により生じる誤りチップ数の２倍以上のチップ数を用いるようにしたものである。

前述の図３，図６に示したように、受信側において、キャリア信号と局部発振信号との周波数偏差に起因して、振幅のつぶれによる情報の欠落や位相回転が生じ、復調誤差を生じる場合がある。
この際、送信側でスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数Ｃｓと、受信側でキャリア信号と局部発振信号との周波数偏差により生じる誤りチップ数Ｃｒとの関係を、Ｃｓ≧Ｃｒ×２とすることにより、受信側で逆拡散に用いる十分なチップ数が得られ、復調誤りを確実に回避でき、受信機の受信感度を改善できる。

このＣｓとＣｒの関係は、送信側においてスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数すなわちＣｒを直接選択することにより満足すればよい。
また、受信側において、受信側でキャリア信号と局部発振信号との周波数偏差により生じる誤りチップ数Ｃｒを直接選択できないことから、このようなＣｓとＣｒの関係を満足するようなキャリア信号との周波数偏差が得られる局部発振周波数を選択すればよい。

なお、以上の各実施の形態にかかる無線通信受信機では、受信信号を直接ベースバンド信号へダウンコンバートする場合を例として説明したが、これに限定されるものではなく、キャリア信号周波数帯域より低い周波数帯域へダウンコンバートすれば、いずれの周波数帯域へダウンコンバートした場合でも、それぞれ前述と同様の作用効果が得られる。
また、受信信号をベースバンド信号の周波数帯域へダウンコンバートした後の処理は、ＡＤコンバータなどを用いてデジタルドメインで信号処理を行う構成にしてもよく、それぞれ前述と同様の作用効果が得られる。

本発明の第１の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図１の遅延検波器の構成例である。 図１の無線通信受信機の各部信号を示す信号波形図である。 本発明の第２の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図５の無線通信受信機の各部信号を示す信号波形図である。 本発明の第４の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 位相変調波の周波数スペクトルとバンドパスフィルタの通過帯域との関係を示す説明である。 本発明の第７の実施の形態にかかる無線通信受信機の構成を示すブロック図である。 図１１の非同期逆拡散復調器の構成例である。 図１２の拡散符号発生器の構成例である。 図１２の非同期逆拡散復調器の各部信号を示す信号波形図である。 図１２の乗算器の構成例である。 本発明の第８の実施の形態にかかる無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 図１６の位相差分変調器の構成例である。 従来の無線通信送信機の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信受信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…受信信号、２…局部発振信号、３…受信信号（周波数変換後）、３Ｉ，３Ｑ…直交受信信号、４…変調信号、４Ａ…ベースバンド信号、４Ｉ，４Ｑ…Ｉ，Ｑ変調信号、５…ベースバンド信号、６…擬似ランダム符号、７…変調信号（スペクトラム拡散後）、７Ａ…位相差分変調信号、８…キャリア信号、９…位相変調信号、１０…アンテナ、１１…ＬＮＡ、１２…発振器、１２Ａ…π／２移相器、１３，１３Ｉ，１３Ｑ…ミキサ、１４，１４Ｉ，１４Ｑ…ＬＰＦ、１５，１５Ｉ，１５Ｑ…リミッタ、１６，１６Ｉ，１６Ｑ…遅延検波器、１７，１７Ａ，１７Ｉ，１７Ｑ…逆拡散復調器、１８…加算器、２０…遅延器、２１…乗算器、３０，３１…容量素子、５０…拡散符号発生器、５１…ミキサ、５２…位相差分変調器、５３…発振器、５４…ミキサ、５５…ＰＡ、５６…アンテナ、６０…ＸＯＲ、８１ａ〜８１ｇ…Ｓ／Ｈ回路、８２…Ｓ／Ｈ制御回路、８３ａ〜８３ｆ…ＦＦ回路、８４…拡散符号発生回路、８５ａ〜８５ｇ…乗算器、８６…加算器、８７…ピーク検出器、９０ａ…第１の拡散符号発生回路、９０ｂ…第２の拡散符号発生回路、９１，９２…排他的論理和回路、９３ａ〜９３ｎ…ＦＦ回路、９４ａ〜９４ｐ…スイッチ、９５…拡散符号制御回路、９５ａ…順方向制御信号、９５ｂ…逆方向制御信号。

Claims (6)

1. 送信すべきベースバンド信号からなる変調信号と所定周波数のキャリア信号とを位相変調処理して得られた位相変調信号を受信し、前記変調信号を復調する無線通信受信機において、
   受信した前記位相変調信号のキャリア信号との周波数偏差の絶対値が少なくとも前記変調信号のビットレートに対応する周波数より小さくなるような周波数の局部発振信号を用いて、当該位相変調信号を周波数変換して出力する周波数変換器と、
   この周波数変換器で周波数変換された信号を遅延検波することにより、前記変調信号を復調して出力する遅延検波器とを備え、
   前記周波数変換器は、互いの位相が直交する局部発振信号に基づき前記位相変調信号をそれぞれ周波数変換することにより、互いの位相が直交する直交受信信号を出力し、
   前記遅延検波器は、前記周波数変換器からの直交受信信号をそれぞれ遅延検波することにより、互いの位相が直交する直交変調信号をそれぞれ復調して出力し、
   この遅延検波器からの各直交変調信号を加算することにより前記変調信号を出力する加算器をさらに備える
   ことを特徴とする無線通信受信機。
2. 請求項１に記載の無線通信受信機において、
   前記変調信号は、前記ベースバンド信号を所定の拡散符号でスペクトラム拡散して得られた信号からなり、
   前記加算器からの変調信号を逆拡散処理することにより、前記ベースバンド信号を復調して出力する逆拡散復調器をさらに備えることを特徴とする無線通信受信機。
3. 請求項２に記載の無線通信受信機において、
   前記逆拡散復調器は、少なくとも位相または周波数がスペクトラム拡散時の拡散符号と同期していない拡散符号を用いて逆拡散処理する非同期方式逆拡散復調器からなることを特徴とする無線通信受信機。
4. 請求項２に記載の無線通信受信機において、
   前記周波数変換器は、前記周波数変換に用いる局部発振信号周波数として、キャリア信号と当該局部発振信号との周波数偏差により生じる誤りチップ数が、送信側でのスペクトラム拡散に用いる擬似ランダム符号の１周期のチップ数の１／２以下となる周波数を用いることを特徴とする無線通信受信機。
5. 請求項１に記載の無線通信受信機において、
   前記周波数変換器の出力段に直列接続されて、前記周波数変換器で周波数変換された受信信号に含まれる直流成分を除去して前記遅延検波器側へ出力する容量素子をさらに備えることを特徴とする無線通信受信機。
6. 請求項３に記載の無線通信受信機において、
   前記非同期方式逆拡散復調器の入力段に直列接続されて、前記非同期方式逆拡散復調器の入力信号に含まれる直流成分を除去する容量素子をさらに備えることを特徴とする無線通信受信機。

Images