JPH09312589A - 拡散スペクトラム信号処理 - Google Patents

拡散スペクトラム信号処理

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JPH09312589A
JPH09312589A JP8278066A JP27806696A JPH09312589A JP H09312589 A JPH09312589 A JP H09312589A JP 8278066 A JP8278066 A JP 8278066A JP 27806696 A JP27806696 A JP 27806696A JP H09312589 A JPH09312589 A JP H09312589A
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signal
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JP8278066A
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English (en)
Inventor
C H Alex Tsao
ツァオ，シー・エイチ・アレックス
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O T C TELECOM
OTC TELECOM Inc
Original Assignee
O T C TELECOM
OTC TELECOM Inc
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 情報信号を符号化する２つ以上のチップ・シ
ーケンスを用いて符号化される直接拡散の拡散スペクト
ラム信号を送信し、受信する方法及び装置を提供する。 【解決手段】 符号化された情報信号は適合されたフィ
ルタ501a-501dのバンク、閾値比較器505a-505dのバン
ク、周波数固定されないビット・クロック回路(509,50
9')、及びビット検出器510を使用して受信される。Ｉチ
ャネル及びＱチャネル・ベースバンド信号両方に関する
相関をとり、相関の論理的な合成を行うことによって、
周波数の固定が回避され、結果的にビット・クロックが
復元される。一実施例では、方法及び装置が２進移相変
調(BPSK)を使用して、搬送波で直接拡散の拡散スペクト
ラム信号を変調する。別の実施例では、直交移相変調(Q
PSK)が用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線周波数信号の
変調、及び復調に関し、より詳しくは、直接拡散変調を
用いる拡散スペクトラム・トランシーバに関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散技術はディジタル通信
に広く用いられている。初期の拡散スペクトラム・シス
テムは、軍事アプリケーションにおいて、無線の妨害と
衛星リンクに対抗するために、又は機密通信システムを
行うために使用された。しかし、拡散スペクトラム通信
は、ワイヤレス通信、ローカル・エリア・ネットワーク
(LAN)、個人通信ネットワーク(PCN)、及びセルラ電話ネ
ットワーク等の非軍事アプリケーションで使用されるこ
とが多くなってきた。更に、米国連邦通信委員会(FCC)
規約15.247は（所定の電力制限及び拡散要件の制約を受
ける）拡散スペクトラム・トランシーバを工業、科学、
及び医療(ISM)帯域、即ち902-928MHz、2400-2483.5MH
z、及び5725-5850MHzで許可無しに動作させることを許
可しており、そのFCC規約の電力、及び拡散要件を満た
す廉価の拡散スペクトラム・トランシーバに対する要求
を生み出してきている。特に、その規約は現在、転送信
号の電力が１ワットを越えず、かつ長さ10又は、直接拡
散の拡散スペクトラム変調が用いられた場合はそれ以上
の長さのチップ・シーケンスに従うランダム性(randomn
ess)を有することを要件としている。
【０００３】一般に、拡散スペクトラム・システムは、
狭帯域通信信号に関し、その信号のエネルギーを広範な
周波数域に「拡散」することによって実質的に狭帯域信
号と同じ電力を有する広帯域信号を生成するよう動作す
る。送信機と同じ拡散機能を使用する受信機は、元の狭
帯域通信信号を復元することができる。
【０００４】拡散スペクトラム・トランシーバは通常、
狭帯域の情報伝達通信信号を指定された周波数帯にわた
って拡散するための幾つかの方法のうち任意のものを使
用する。これらの方法は、直接拡散変調、周波数ホッピ
ング、時間ホッピング、チャープ(chirp)変調やそれら
の変形、又はこれらの方法の混成を含む。直接拡散を用
いたトランシーバは通常、狭帯域ディジタル信号Ｉ(n)
を、狭帯域信号のデータ転送速度より早い「チップ・シ
ーケンス」Ｃiを用いて拡張する。「チップ・シーケン
ス」は疑似ランダム・ビット・シーケンスであり（チッ
プ・コードとも呼ばれる）、あるトランシーバでは、Ｉ
(n)の各「０」ビットをチップ・シーケンスＣi又はチッ
プ・シーケンスＣiの一部で置換し、かつＩ(n)の各
「１」ビットをチップ・シーケンスＣiの補数（論理的
な逆数）又はチップ・シーケンスＣiの一部で置換する
ことによって狭帯域ディジタル信号Ｉ(n)を変更するた
めに使用される。他のトランシーバの設計では、「０」
及び「１」のビットに関して他のコード・シーケンスが
用いられる。この方法を使用することによって、Ｉ(n)
の各データ・ビットは、ある「記号」（「０」と「１」
からなる、ある連続数）に変換され、その記号の長さは
チップ・シーケンスの長さ、又はチップ・シーケンスの
選択された部分の長さに等しい。従って、その記号の周
波数は情報信号ビット転送速度に等しく、チップ周波数
は記号周波数×その記号を表すのに使用されたチップの
数に等しい。
【０００５】チップ・シーケンスを用いて狭帯域情報信
号が拡散されると、結果の広帯域信号が、２進移相変調
(BPSK)又は直交移相変調(QPSK)のような従来の変調技術
を使用して搬送波を位相変調することによって広く送信
される。従来、搬送波は送信器上の局部発振器を使用し
て生成される。BPSK技法では、「０」及び「１」の送信
データは、「０」かまたは「１」のどちらが送信される
かによって０または180度だけ搬送波を位相シフトする
ことによって符号化される。QPSK技法においても、送信
データは搬送波を位相シフトすることによって符号化さ
れるが、搬送波は２つのビットを組み合わせることによ
って形成された、即ち「00」、「01」、「10」、及び
「11」の４つの記号を表すための４つの位相のうちの１
つにシフトされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の受信器は、送信
された移相変調された信号を復号し、直接拡散の拡散ス
ペクトラム・ディジタル信号に復元する。受信器は搬送
波周波数に関して「コヒーレント」または「非コヒーレ
ント」であることができる。コヒーレント受信器は、搬
送波相復元回路または、受信信号の搬送波周波数に局部
発振器の周波数を固定するための別の手段を有する。非
コヒーレント受信器は、受信信号の搬送波周波数を記録
することなく受信信号を同相(in-phase)、及び直交相(q
uadrature-phase)ベースバンド信号に変換する局部発振
器を使用する。こうした非コヒーレント受信器における
同相、及び直交相ベースバンド信号は、搬送波周波数と
受信器の局部発振器によって生成される下方向に転換す
る正弦曲線との周波数の差と等しい周波数で発振を行う
包絡線(envelope)を有している。受信信号がベースバン
ドに変換されると、情報信号は通常、特定の拡散コード
・シーケンス及び、記録と記号周波数（コード・シーケ
ンス周波数）への固定を行う相固定ループへの相関関係
を検出するように適合されたフィルタを使用して復元さ
れる。相固定ループ回路を受信器において使用すること
には、設計の複雑さ、実施コスト、及び受信器の動作周
波数域の制限を含む様々な欠点がある。
【０００７】従って、FCC規約15.247の要件を満たし、
搬送波周波数や記号（チップ・シーケンス）周波数のど
ちらにも周波数を固定する必要のない廉価な受信器を備
える拡散スペクトラム・トランシーバに対するニーズが
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、それぞ
れが情報記号を表す複数のチップ・シーケンスを有する
直接拡散の周波数拡散信号によって位相変調される搬送
波周波数からの情報信号を受信するための、非コヒーレ
ントな方法及び装置が提供される。前記方法及び装置
は、搬送波周波数や記号（チップ・シーケンス）周波数
のどちらにも位相を固定する必要がない。位相変調され
た信号は、同相及び直交相チャネル（それぞれＩチャネ
ル及びＱチャネル）で下方向に転換するベースバンドの
同相及び直交相信号（それぞれＩ信号及びＱ信号）を形
成するように、ミキサ(112、113、912、及び913)によっ
て、非コヒーレント局部発振器(121及び921)によって生
成されたCW（連続波）信号、及びCW信号の90度位相シフ
トされた形と混合される。適合されたフィルタ(501aな
いし501d)または(700aないし700l)のバンクは、Ｉ及び
Ｑ信号がそれぞれチップ・シーケンスと相関関係を有す
るように、Ｉ及びＱチャネルのそれぞれと接続される。
適合されたフィルタの出力は、その相関関係の結果を１
組の所定の閾値(506aないし506l)と比較してチップ・シ
ーケンスの一致があったかどうかを判定するために、閾
値比較器(505aないし505l)のバンクに接続される。この
閾値比較器の出力は、比較器(505aないし505l)のいずれ
かの出力が記号の一致を示すことに応答して、ビット・
クロック信号を生成するために、ビット・クロック回路
(509、509')に接続される。ビット・クロック回路(50
9、509')もまた、各チップ・シーケンス毎に関連するチ
ップ・シーケンスの検出を示す記号検出信号を生成す
る。ビット・クロック回路(509、509')の出力は、記号
検出信号及びビット・クロック信号から復元される情報
信号を生成するために、ビット検出器510に接続され
る。
【０００９】一実施例では、位相変調された直接拡散の
周波数拡散信号は、「０」状態（記号「０」）のような
第１のビット状態の代わりにチップ・シーケンスC1を有
し、「１」状態（記号「１」）のような第２のビット状
態の代わりにチップ・シーケンスC2を有するBPSK信号で
ある。この実施例では、ビット・クロック回路(509、50
9')は、閾値比較器(505aないし505d)の出力を使用して
記号C1またはC2の一致を検出するための記号検出回路(8
00)を備えている。一実施例では、記号検出回路(800)は
２つの「OR」ゲート(805、806)を含み、ビット・クロッ
クは、「OR」ゲート(805、806)の出力に関し論理「OR」
を実行するために、「OR」ゲート(807)を使用して生成
される。一実施例では、ビット・クロック回路(509')は
また、ビット・クロックの検出が失敗する可能性を低減
するためビット・クロック確認回路(814)も含む。ビッ
ト・クロック確認回路(814)は、カウンタ(816)及びパル
ス生成器(817)を含む。
【００１０】別の実施例では、位相変調された直接拡散
の周波数拡散信号が、チップ・シーケンスC1、C2、C3、
及びC4を有するQPSK信号である。この実施例では、２つ
のビット・クロック回路(509、509')、及び２つのビッ
ト検出器(510a、510b)が、記号を検出し、ビット・クロ
ックを復元するために使用される。情報信号は、ビット
検出器(510a、510b)の出力を検出するための合成器(100
0)を用いて再構成される。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は本発明に従うトランシーバ
100a及び100bを示している。トランシーバ100a及び100b
のそれぞれは、直接拡散の拡散スペクトラム信号を送信
し、受信するための半二重トランシーバである。動作中
に、トランシーバ100a及び100bのそれぞれは、いつでも
送信モードまたは受信モードのどちらかへの設定がなさ
れる。トランシーバ100a及び100bは、図２のブロック図
に示すものと同じ設計であることが望ましい。例示の目
的から、トランシーバ100aは送信トランシーバとして、
トランシーバ100bは受信トランシーバとして選択された
ものとする。
【００１２】図２は、本発明に従う拡散スペクトラム・
トランシーバ100のブロック図である。トランシーバ100
は送信器101及び受信器102を含んでいる。送信器101及
び受信器102は、半二重トランシーバを形成し、従っ
て、局部発振器121、局部発振器スイッチ122、アンテナ
109、バンドパス・フィルタ108、及びアンテナ・スイッ
チ107のような回路構成要素を共有する。送信器101は共
有回路構成要素の他に、入力ポート103、拡散器104、ミ
キサ105、及び送信器増幅器106を含む。受信器102は共
有回路構成要素の他に、受信器増幅器110、スプリッタ1
11、ミキサ112、113、90度混成回路114、ローパス・フ
ィルタ115、116、ベースバンド増幅器117、118、アナログ
−ディジタル変換器123、124、及び信号処理回路119を
含む。トランシーバ100は半二重モードで動作して、直
接拡散の拡散スペクトラム技法を用いてディジタル通信
信号を送信し、かつ受信する。
【００１３】動作中、狭帯域情報伝達信号Ｉ(n)はトラ
ンシーバ100aの送信器101によって周波数拡散され、変
調され、次に送信される。送信された信号は別のリモー
トに配置されたトランシーバ100bの受信器102によって
受信され、変換され、次に復号される。
【００１４】Ｉ．BPSK変調を用いた送信装置及び送信方
法 情報信号源からの狭帯域情報伝達信号Ｉ(n)は入力ポー
ト103で受信される。拡散器104は、入力ポート103に接
続され情報信号Ｉ(n)を受信する。ここで図３を参照す
ると、本発明による拡散器104のブロック図が示されて
いる。拡散器104はシフト・レジスタ301、302、論理「O
R」ゲート305、及びインバータ303を使用して、チップ
・シーケンスＣ1及びＣ2をそれぞれ生成する。シフト・
レジスタは両方ともクロック生成器304によって所望の
チップ速度でクロックされ、Ｉ(n)が「１」または
「０」のどちらであるかに応答して動作可能になる。
【００１５】拡散器104は２つのチップ・シーケンス
Ｃ1、Ｃ2（Ｃ1(n)及びＣ2(n)とも表現される）を使用し
て情報信号Ｉ(n)の信号エネルギーを所望の周波数帯に
わたって拡散する。Ｃ1及びＣ2は両方とも、０または１
のどちらかのチップ（ビット）の疑似ランダム・シーケ
ンスである。本発明に従えば、Ｃ1及びＣ2はそれぞれ、
ｍ＝０の点を除いて小さな値の自己相関関数を有してい
る。自己相関(RC1(m)、RC2(m))は以下のように定義され
る。 ＲC1（ｍ）＝｜ΣＣ1（ｎ）丸＋Ｃ1（ｎ−ｍ）| ＲC2（ｍ）＝｜ΣＣ2（ｎ）丸＋Ｃ2（ｎ−ｍ）| ここでｋはチップの長さであり、丸＋は、１丸＋１＝
１、０丸＋０＝１、１丸＋０＝−１、及び０丸＋１＝−
１という規則に従う排他論理和である。更にＣ1(n)及び
Ｃ2(n)は「ほとんど」互いに直交し、これはこれらの相
互相関関数がｍのそれぞれの値に関して小さく、ここで
相互相関は以下のように定義される。
【００１６】ＲC1,C2（ｍ）＝ΣＣ1（ｎ）Ｃ2（ｎ−
ｍ） 好適実施例では、Ｃ1及びＣ2は、(1)ｍ＝０の点を除い
て小さな値の自己相関関数を有しており、(2)相互相関
関数がｍのそれぞれの値に関して小さいという所望の特
性を有するチップ・コード・シーケンスである。しか
し、他の長さで他の方法により導出されたチップ・シー
ケンスを含む、同じ自己相関及び相互相関特性を有する
他のチップ・シーケンスを使用するトランシーバに、本
発明の原理を適用できることに注意が必要である。
【００１７】好適実施例では、Ｃ1及びＣ2は11のチップ
・シーケンスであり、ここで、 Ｃ1＝10111000101 Ｃ2＝00110110001である。
【００１８】表１に示すように、チップ・シーケンスＣ
1は、ｍ＝０で自己相関（ＲC1（ｍ））が11であり、他
の値のｍに対しては自己相関が１より大きいものはな
い。
【００１９】
【表１】
【００２０】表２に示すように、チップ・シーケンスＣ
2は、ｍ＝０で自己相関（ＲC2（ｍ））が11であり、他
の値のｍに対しては自己相関が５より大きいものはな
い。
【００２１】
【表２】
【００２２】表３に示すように、チップ・シーケンスＣ
1及びＣ2は、ｍの各値に対しては相互相関（Ｒ
C12（ｍ））が５より大きいものはない。
【００２３】
【表３】
【００２４】本発明の原理を様々なビット伝送速度の情
報信号に適用するが、好適実施例では、Ｉ(n)は１MHzの
ビット伝送速度を有し、従ってＣ1及びＣ2は11MHzのチ
ップ伝送速度を有する。
【００２５】図４ないし図７は、情報信号Ｉ(n)、チッ
プ・シーケンスＣ1及びＣ2、及び拡散信号Ｓ(n)の間の
関連を示している。特に図４は、（１MHzにおける）情
報伝達信号Ｉ(n)を、入力ポート103で受信したものとし
て示している。図５及び図６はそれぞれチップ・シーケ
ンスＣ1及びＣ2を示しており、それぞれは11MHzのチッ
プ伝送速度を有している。図７は、拡散器104によって
生成された（Ｉ(n)に対応する）周波数拡散信号Ｓ(n)を
示している。周波数拡散信号Ｓ(n)は11MHzのチップ伝送
速度を有している。周波数拡散信号Ｓ(n)は情報信号Ｉ
(n)を、各「０」ビットをチップ・シーケンスＣ1(n)に
置換し、各「１」ビットをチップ・シーケンスＣ2(n)に
置換することによって符号化する。従って、チップ・シ
ーケンスＣ1は「０」の記号であり、チップ・シーケン
スＣ2は「１」の記号である。
【００２６】再度図２を参照すると、ミキサ105が拡散
器104に接続され、スイッチ122を介して局部発信器121
に接続されている。局部発信器121は、局部発信器121の
周波数に対応する周波数ωを有する正弦搬送波(cosωt)
を生成する。局部発信器スイッチ122は、それぞれが送
信器101及び受信器102に接続された２つの出力端子Ｔ及
びＲを有している。局部発信器スイッチ122は局部発信
器信号を、トランシーバ100が送信モードにある場合は
送信経路に接続し、トランシーバ100が受信モードにあ
る場合は受信経路に接続する。ミキサ105、局部発信器1
21、及び発信器スイッチ122は、２進移相変調(BPSK)変
調装置を形成する。ミキサ105は、発振器信号cosωtを
周波数拡散信号Ｓ(n)と混合してBPSK信号Ｓ(t)cosωtを
生成する。送信器増幅器106はミキサ105に接続され、BP
SK信号Ｓ(t)cosωtを増幅して送信信号を生成する。増
幅器106はアンテナ・スイッチ107に接続される。アンテ
ナ・スイッチ107は、それぞれ送信器101及び受信器102
に接続される２つの端子Ｔ及びＲを有している。トラン
シーバ100aが送信モードにあるときは、バンドパス・フ
ィルタ108及びアンテナ109は送信経路に接続される。送
信経路に接続されると、バンドパス・フィルタ108は送
信信号をフィルタし、フィルタされた信号を放射のため
にアンテナ109に接続する。
【００２７】II．BPSK変調を使用した受信装置及び受信
方法 受信モードに設定された対応するトランシーバ100bは、
放射された直接拡散の拡散スペクトラム信号を受信し、
復調する準備が整っている。トランシーバ100bが受信モ
ードにある場合、アンテナ109とバンドパス・フィルタ1
08がスイッチ107によって受信経路に接続される。アン
テナ109によって受信された信号は、信号伝搬遅延及び
他の要因によって任意かつ未知の位相シフトφを有し、
従って、その受信された信号はＳ(t)cos(ωt+φ)と表現
されうる。受信された信号は、アンテナ109を受信器増
幅器110に接続するバンドパス・フィルタ108を使用して
フィルタされる。受信器増幅器110は、フィルタされた
信号を所望のレベルにまで増幅するための、自動ゲイン
制御を備える低雑音増幅器である。受信器増幅器110
は、電力分割器111に接続される。電力分割器111は増幅
された信号を分割して、増幅された信号Ｓ(t)cos(ωt+
φ)を、変換及びベースバンド処理のためにＩチャネル
（同相チャネル）及びＱチャネル（直交相チャネル）の
両方に接続する同相スプリッタである。
【００２８】トランシーバ100bの受信器102は、局部発
振器スイッチ122を介して局部発振器121に選択的に接続
される90度混成回路114を有する。局部発振器121は、周
波数ω’を有する正弦曲線（cosω't)を生成する。トラ
ンシーバ100aの局部発振器121の周波数ωとトランシー
バ100bの局部発振器121の周波数ω'は、指定の許容範囲
内で変化する。ωとω'の間の差は、△ω＝ω−ω'と表
現される。ωとω'は、トランシーバ100a及び100bにそ
れぞれ備えられた局部発振器回路121の設計において指
定された許容値の２倍だけ変化することに注意すべきで
ある。一実施例では、指定された許容値は△ｆ／ｆ0＜
１／(32*Ｒ)である。ここで△ｆは周波数の不正確さを
表し、ｆ0は名目上の搬送波周波数を表し、Ｒはデータ
・ビット伝送速度である。
【００２９】90度混成回路114には２つの出力がある。
第１の出力は、ゼロの位相シフトを有する第１の正弦曲
線（cosω't)を生成し、第２の出力は、第１の正弦曲線
に対して90度だけ位相シフトされた第２の正弦曲線（co
s(ω't-π)＝sin(ω't))を生成する。Ｉチャネル上で、
受信器ミキサ112は増幅された信号Ｓ(t)cos(ωt+φ)をc
os(ω't)と混合して、増幅された信号をベースバンドに
変換する。ωはω'と等しくないので、変換された信号
は、周波数△ωを有する正弦包絡線を有する。同様に、
Ｑチャネル上で、受信器ミキサ113は増幅された信号Ｓ
(t)cos(ωt+φ)をsinω'tで変調し、増幅された信号を
ベースバンドに変換する。ここでも、ωはω'と等しく
ないので、変換された信号は、周波数△ωを有する正弦
包絡線を有する。変換されたＩチャネル及びＱチャネル
の包絡線は90度の位相の差を有している。受信器ミキサ
112、113の出力はローパス・フィルタ115及び116に接続
されている。ローパス・フィルタ115及び116は、ベース
バンドＩチャネル信号及びＱチャネル信号をフィルタ
し、フィルタされたベースバンド信号をベースバンド増
幅器117及び118に接続する。アナログ−ディジタル変換
器(ADC)123及び124は、ベースバンド増幅器117及び118
の出力に接続され、少なくともチップ伝送速度の２倍の
サンプリング伝送速度でベースバンド信号をサンプリン
グする。従って、好適実施例において、アナログ−ディ
ジタル変換器123及び124が少なくとも22MHzでサンプリ
ングを行う。代替実施例では、アナログ−ディジタル変
換器123及び124が８または16ビットといった別のビット
分解を有する。
【００３０】信号処理回路119は、アナログ−ディジタ
ル変換器123及び124の出力に接続され、ディジタル化さ
れたＩチャネル及びＱチャネルのベースバンド信号から
情報信号Ｉ(n)を復元する。好適実施例では、信号処理
回路119は単一の集積回路上に実装される。図８は、本
発明の信号処理回路119を示している。信号処理回路119
は４つの適合されたフィルタ501aないし501d、４つの閾
値比較器505aないし505d、ビット・クロック復元回路50
9、及びビット検出器510を含んでいる。信号処理回路11
9は、ベースバンドＩチャネル及びＱチャネルを処理
し、いかなる周波数固定回路も必要とせずに情報信号Ｉ
(n)を復元する。
【００３１】図９には、本発明に従う適合されたフィル
タ501（501aないし501d）のブロック図が示されてい
る。それぞれの適合されたフィルタ501aないし501dは、
カスケードされたシフト・レジスタ601、保持レジスタ6
02、「排他ＯＲ」ゲート603、及び加算器604のバンクを
有している。カスケードされたシフト・レジスタ601の
１つおきのビットは、保持レジスタ602に記憶されてい
るチップ・コード（Ｃ1またはＣ2）の対応するビットと
「排他ＯＲ」がとられる。Ｉチャネル及びＱチャネルの
それぞれはビット伝送速度の２倍でサンプリングされて
いるため、カスケードされたシフト・レジスタ601の１
つおきのビットだけが「排他ＯＲ」をとるために選択さ
れる必要がある。「排他ＯＲ」の出力は加算器604によ
って加算され、相関値が生成される。Ｉチャネル及びＱ
チャネルのそれぞれでディジタル化されたシーケンスを
通過させ、前記シーケンスとチップ・シーケンスＣ1及
びＣ2とを相関させる場合、相関値は、どちらかのチャ
ネルがチップ・シーケンスＣ1またはＣ2を検出しない限
り（この場合、相関値は11になる）、比較的小さな値
（５以下）のままである。
【００３２】トランシーバ100の代替実施例は、例え
ば、「Ｌビット」（Ｌは１より大きい任意の数である）
のような、１ビットより大きい分解能を有するアナログ
−ディジタル変換器123及び124を使用する。これらの代
替実施例は適合されたフィルタ501よりむしろ、適合さ
れたフィルタ700を使用する。適合されたフィルタ700は
図10に示されている。適合されたフィルタ700は、カス
ケードされたシフト・レジスタ701、保持レジスタ702、
マルチプレクサ703、及び加算器704を有している。カス
ケードされたシフト・レジスタ701は、ワード・ベース
のシフトを行い、各ワードはＬビットである。保持レジ
スタ702はチップ・コードＣ1またはチップ・コードＣ2
どちらかの変調されたバージョンを記憶し、ここで、各
チップは２つのビット（１のチップには「１」、０のチ
ップには「−１」）で表される。カスケードされたシフ
ト・レジスタ701の１つおきのワードは、保持レジスタ7
02に記憶されているチップ・コード（Ｃ1またはＣ2）の
対応するビットと乗算される。Ｉチャネル及びＱチャネ
ルのそれぞれはビット伝送速度の２倍でサンプリングさ
れているため、カスケードされたシフト・レジスタ701
の１つおきのサンプリングだけが乗算のために選択され
る必要がある。乗算器の出力は加算器704によって加算
され、相関値が生成される。Ｉチャネル及びＱチャネル
のそれぞれでディジタル化されたシーケンスを通過さ
せ、前記シーケンスとチップ・シーケンスＣ1及びＣ2と
を相関させる場合、相関値は、どちらかのチャネルがチ
ップ・シーケンスＣ1またはＣ2を検出しない限り（この
場合、相関値は所定の閾値以上になる）、比較的小さな
値のままである。
【００３３】再度図８を参照すると、適合されたフィル
タ501a及び501bはＩチャネルに接続され、Ｉチャネル・
ベースバンド信号とそれぞれチップ・シーケンスＣ1及
びＣ2とを相関させる。同様に、適合されたフィルタ501
c及び501dはＱチャネルに接続され、Ｑチャネル・ベー
スバンド信号とそれぞれのチップ・シーケンスＣ1及び
Ｃ2とを相関させる。適合されたフィルタの出力Ｍ1、Ｍ
2、Ｍ3、及びＭ4はそれぞれ適合されたフィルタ501aな
いし501dの出力に対応しており、ベースバンドの記号が
それぞれのチップ・シーケンスＣ1またはＣ2に一致し、
ベースバンドの記号とそのチップ・シーケンスとを相関
させない限り、11より小さな値を有する。
【００３４】ＩチャネルとＱチャネルは両方とも、△ω
で発振を行う振幅包絡線を有し、従って、両チャネルは
ベースバンド矩形波の振幅がディジタル論理に必要な電
圧閾値より下に減衰する場合、情報損失の領域を有す
る。ＩチャネルとＱチャネルの包絡線は90度位相からは
ずれているが、情報損失の領域が重複していないので、
記号情報は交互にＩチャネルまたはＱチャネルから復号
化されうる。適合されたフィルタ501a及び501cは、Ｉチ
ャネル及びＱチャネルとチップ・シーケンスＣ1とを相
関させ、適合されたフィルタ501b及び501dは、Ｉチャネ
ル及びＱチャネルとチップ・シーケンスＣ2とを相関さ
せる。従って、チップ・シーケンスＣ1が送信される
と、適合されたフィルタ501aまたは501cのどちらかの結
果が相関を示す。同様に、チップ・シーケンスＣ2が送
信されると、適合されたフィルタ501bまたは501dのどち
らかの結果が相関を示す。
【００３５】適合されたフィルタの出力Ｍ1、Ｍ2、
Ｍ3、及びＭ4はそれぞれ閾値比較器505aないし505dに接
続されている。閾値比較器505aないし505dは、所定の閾
値506aないし506d以上の２進値を有する受信信号に応答
して信号を生成する。好適実施例では、所定の閾値506a
ないし506dは、比較器505aないし505dのそれぞれに対し
て８である。閾値比較器505aないし505dの出力は、比較
結果によって「１」または「０」のどちらかであり、ビ
ット・クロック復元回路509に接続される。特に、閾値
比較器505a及び505cは記号Ｃ1を検出すると「１」を生
成し、閾値比較器505b及び505dは記号Ｃ2を検出すると
「１」を生成する。
【００３６】ビット・クロック復元回路509は閾値比較
器505aないし505dの出力を復号化し、３つの信号、BIT_
CLOCK、C1_MATCHED、及びC2_MATCHEDを生成する。図11
は本発明に従うビット・クロック復元回路509の第１の
実施例を示す。ビット・クロック復元回路509は、「Ｏ
Ｒ」ゲート805及び806を含む記号検出回路800を使用し
てビット・クロックを復元する。記号検出回路800は、
それぞれチップ・シーケンスＣ1及びチップ・シーケン
スＣ2に対応する２つの出力を有する。それぞれの出力
は、対応するチップ・シーケンスの検出を示す第１の状
態に変化する。特に、「ＯＲ」ゲート805の出力は、閾
値検出器505aまたは505cのどちらかの出力が記号Ｃ1の
検出（相関）を示す場合には「高レベル」、即ち論理的
な「１」になる。同様に、「ＯＲ」ゲート805の出力
は、閾値検出器505bまたは505dのどちらかの出力が記号
Ｃ2の検出（相関）を示す場合には「高レベル」、即ち
論理的な「１」になる。「ＯＲ」ゲート807はクロック
生成器であり、「ＯＲ」ゲート805及び806の出力に対し
て論理「ＯＲ」関数を実行し、BIT_CLOCK信号を生成す
る。
【００３７】図12は、本発明に従うビット・クロック復
元回路509'の代替実施例を示している。ビット・クロッ
ク復元回路509'は、記号検出回路800、クロック生成器
「ＯＲ」ゲート513に加えて確認回路814を備えている。
「ＯＲ」ゲート811はＩチャネル及びＱチャネルのＣ1適
合フィルタ出力に接続され、「ＯＲ」ゲート812はＩチ
ャネル及びＱチャネルのＣ2適合フィルタ出力に接続さ
れる。更に、「ＯＲ」ゲート811、812の出力はビット検
出器510に接続されている。「ＯＲ」ゲート813は「Ｏ
Ｒ」ゲート811、812の出力に接続され、確認回路814に
接続される。どの閾値比較器も記号の一致及び検出を示
す「１」を出力しなければ、信号線815は「０」のまま
である。信号線815上の「０」はＣ1の記号もＣ2の記号
も現在検出されていないことを示し、「１」はＣ1の記
号かＣ2の記号のどちらかが検出されていることを示し
ている。Ｃ1の記号またはＣ2の記号が現在検出されてい
なければ、C1_MATCHED及びC2_MATCHEDは低レベルのまま
である。記号の誤検出リスクを低減するために、確認回
路814がビット・クロック・サイクルを検出するために
時間ウインドウを作成する。確認回路814はカウンタ816
及びパルス生成器817を有している。パルス生成器817
は、信号線815上のパルス検出に応答してビット・クロ
ック信号を生成する。４つの適合フィルタ相関器のどれ
か一つが所定の閾値を越える出力を生成する度に、信号
線815は高レベルのパルス出力を行う。信号線815の高レ
ベルのパルス出力は通常、記号の検出を示す。しかし、
特に雑音の多い環境においては、信号線815上にエラー
の多い高レベルのパルスが生成されることがある。確認
回路814は、パルス生成器817が信号線815上のパルスに
応答する制限された時間ウインドウを生成することによ
って、信号線815上でエラーの多いパルスが生成されて
も、誤検出の可能性を低減することができる。カウンタ
816は、パルス生成器817の入力に接続された出力を有す
る。カウンタ816はそれぞれの記号が検出された後に、1
9または20カウントといった所定のカウント値にリセッ
トされる。カウント・サイクルの間に、カウンタ816
は、パルス生成器817が信号線815上のパルスに反応しな
いようにパルス生成器817を使用不可とし、カウント・
サイクルの終わりでカウンタ816は、信号線815上のあら
ゆるパルスがビット・クロック・サイクルを生成するよ
うにパルス生成器817を使用可能とする。
【００３８】ビット検出器510はビット・クロック復元
回路509(509')からBIT_CLOCK、C1_MATCHED、及びC2_MAT
CHED信号を受信し、復元されたビット・シーケンスＩ
(n)を生成する。好適実施例では、ビット検出器510はBI
T_CLOCKに接続されたクロック入力とC1_MATCHED信号に
接続されたラッチ入力を有するエッジトリガ・フリップ
フロップである。
【００３９】III．QPSK変調を使用した送信装置及び送
信方法 本発明の原理は、直交移相変調(QPSK)を使用するトラン
シーバにも同様に適用できる。図13は本発明に従う拡散
スペクトラム・トランシーバ900のブロック図である。
トランシーバ900は送信器901と受信器902を備えてい
る。送信器901及び受信器902は半二重トランシーバを形
成し、従って、局部発振器921、局部発振器スイッチ92
2、アンテナ909、バンドパス・フィルタ908、及びアン
テナ・スイッチ907のような回路構成要素を共有する。
送信器901は共有回路構成要素の他に、入力ポート903、
スプリッタ925、拡散器904a、904b、ミキサ905a、905
b、90度混成回路914a、合成器927、及び送信器増幅器90
6を含む。受信器902は共有回路構成要素の他に、受信器
増幅器910、スプリッタ911、ミキサ912、913、90度混成
回路914b、ローパス・フィルタ915、916、ベースバンド
増幅器917、918、アナログ−ディジタル変換器923、92
4、及び信号処理回路919を含む。トランシーバ900は半
二重モードで動作して、直接拡散の拡散スペクトラム技
法とQPSK変調を用いてディジタル通信信号を送信し、か
つ受信する。狭帯域情報伝達信号Ｉ(n)は第１のトラン
シーバの送信器901によって周波数拡散され、変調さ
れ、次に送信される。送信された信号は第２のリモート
に配置されたトランシーバの受信器902によって受信さ
れ、変換され、次に復号される。
【００４０】情報信号源からの狭帯域情報伝達信号Ｉ
(n)は入力ポート903で受信される。スプリッタ925は入
力ポート903に接続され、情報信号Ｉ(n)を受信し、情報
信号Ｉ(n)をそれぞれ元のビット伝送速度の半分でＩチ
ャネルとＱチャネルに分割するために、Ｉ(n)の各ビッ
トを交互に選択して２つの組を作り、それを拡散器904a
及び904bに送る。従って、拡散器904a、904bはそれぞ
れ、１ビットおきにＩ(n)のビットを受信する。例え
ば、拡散器904aは奇数番号のビットＩ(2n-1)を受信し、
拡散器905aは偶数番号のビットＩ(2n)を受信する。
【００４１】拡散器904aはＩチャネルで、各「０」ビッ
トをチップ・シーケンスＣI0に、各「１」ビットをチッ
プ・シーケンスＣI1に置換することによって、そのデー
タの周波数拡散を行い、それによって第１の周波数拡散
ビット・ストリームを形成する。同様に、拡散器904bは
Ｑチャネルで、各「０」ビットをチップ・シーケンスＣ
Q0に、各「１」ビットをチップ・シーケンスＣQ1に置換
することによって、そのデータの周波数拡散を行い、そ
れによって第２の周波数拡散ビット・ストリームを形成
する。前述のBPSK変調トランシーバ100の場合と同様、
チップ・シーケンスＣI0、ＣQ0、ＣI1、及びＣQ1は互い
に直交しており、従ってＣI0、ＣQ0、ＣI1、及びＣQ1の
可能な組み合わせの対のそれぞれが小さな値の相互相関
値を有している。更にこれらは、ｍ＝０の場合を除いて
小さな値の自己相関値を有する。
【００４２】周波数拡散Ｉチャネル・ビット・ストリー
ム及びＱチャネル・ビット・ストリームは次に、同じ周
波数を有するが、直交位相の２つの搬送波信号を位相変
調するのに使用される。再び図14を参照すると、ミキサ
905a、905bが拡散器904a、904bに接続されている。ミキ
サ905aは更に、位相シフタ914aの90度位相シフト出力に
接続され、ミキサ905bは、90度混成回路914aの０度位相
シフト出力に接続される。90度混成回路914aは、局部発
振器スイッチ922を介して局部発振器921に接続される。
局部発振器921は、局部発振器921の周波数に対応する周
波数ωを有する正弦曲線搬送波(cosωt)を生成する。局
部発振器スイッチ922は、それぞれ送信器901、受信器90
2に接続される２つの出力端子Ｔ及びＲを有している。
局部発振器スイッチ922は、局部発振器の信号を、トラ
ンシーバ90が送信モードであれば送信経路に、受信モー
ドであれば受信経路に接続する。
【００４３】ミキサ905a、905b、局部発振器921、局部
発振器スイッチ922、90度混成回路914a、及び合成器927
が一緒になってQPSK変調器を形成する。90度混成回路91
4aは２つの出力を有しており、第１の出力が位相シフト
がゼロの第１の正弦曲線(cosωt)を生成し、第２の出力
が第１の正弦曲線に対して90度位相がシフトした第２の
正弦曲線（cos(ωt-π)＝sin(ωt))を生成する。ミキサ
905aはcosωtを周波数拡散信号ＳI(n)と混合し、ＳI(t)
cosωtを生成する。ミキサ905bは発振器信号sinωtを拡
散信号ＳQ(n)と混合し、ＳQ(t)sinωtを生成する。合成
器927はＩチャネルとＱチャネルを合成し、QPSK信号を
形成する：ＳI(t)cosωt＋ＳQ(t)sinωt。
【００４４】送信器増幅器906は合成器927の出力に接続
され、QPSK信号ＳI(t)cosωt＋ＳQ(t)sinωtを増幅して
送信信号を生成する。増幅器906はアンテナ・スイッチ9
07に接続される。アンテナ・スイッチ907は、それぞれ
送信器901、受信器902に接続される２つの端子Ｔ及びＲ
を有する。トランシーバ900が送信モードの場合、バン
ドパス・フィルタ908及びアンテナ909が送信経路に接続
される。送信経路に接続されると、バンドパス・フィル
タ908が送信信号をフィルタし、フィルタされた信号を
放射のためにアンテナ909に接続する。
【００４５】IV．QPSK変調を用いた受信装置及び受信方
法 受信モードに設定された対応するトランシーバ900は、
放射されたQPSK直接拡散の拡散スペクトラム信号を受信
し、復調する準備が整っている。トランシーバ900が受
信モードにある場合、アンテナ909とバンドパス・フィ
ルタ908がスイッチ907によって受信経路に接続される。
アンテナ909によって受信された信号は、信号伝搬遅延
及び他の要因によって任意かつ未知の位相シフトφを有
し、従って、その受信された信号はＳI(t)cos(ωt+φ)
＋ＳQ(t)sin(ωt+φ)と表現されうる。受信された信号
は、アンテナ909を受信器増幅器910に接続するバンドパ
ス・フィルタ908を使用してフィルタされる。受信器増
幅器910は、フィルタされた信号を所望のレベルにまで
増幅するための、自動ゲイン制御を備える低雑音増幅器
である。受信器増幅器910は、電力分割器911に接続され
る。電力分割器911は増幅された信号を分割して、増幅
された信号（ＳI(t)cos(ωt+φ)＋ＳQ(t)sin(ωt+φ)）
を、変換及びベースバンド処理のためにＩチャネル及び
Ｑチャネルの両方に接続する同相スプリッタである。
【００４６】受信器902は、局部発振器921の１つの出力
端子（Ｒ端子）に接続される90度混成回路914bを有す
る。局部発振器921は、周波数ω’を有する正弦曲線（c
osω't)を生成する。送信トランシーバの局部発振器の
周波数ωと受信トランシーバの局部発振器921の周波数
ω'は、BPSK変調を使用した受信装置及び受信方法のセ
クションに関連して前述した指定の許容範囲内で変化す
る。ωとω'の間の差は、△ω＝ω−ω'と表現される。
ωとω'は、トランシーバのそれぞれに備えられた局部
発振器回路921の設計において指定された許容値の２倍
だけ変化することに注意すべきである。
【００４７】90度混成回路914bには２つの出力がある。
第１の出力は、ゼロの位相シフトを有する第１の正弦曲
線（cosω't)を生成し、第２の出力は、第１の正弦曲線
に対して90度だけ位相シフトされた第２の正弦曲線（co
s(ω't-π)＝sin(ω't))を生成する。Ｉチャネル上で、
ミキサ912は増幅された信号Ｓ(t)cos(ωt+φ)をcos(ω'
t)と混合して、増幅された信号をベースバンドに変換す
る。ωはω'と等しくないので、変換された信号は、周
波数△ωを有する正弦包絡線を有する。同様に、Ｑチャ
ネル上で、ミキサ913は増幅された信号Ｓ(t)cos(ωt+
φ)をsinω'tで変調し、増幅された信号をベースバンド
に変換する。ここでも、ωはω'と等しくないので、変
換された信号は、周波数△ωを有する正弦包絡線を有す
る。変換されたＩチャネル及びＱチャネルの包絡線は90
度の位相差を有している。
【００４８】受信器ミキサ912、913の出力はローパス・
フィルタ915及び916に接続されている。ローパス・フィ
ルタ915及び916は、ベースバンドＩチャネル信号及びＱ
チャネル信号をフィルタし、フィルタされたベースバン
ド信号をベースバンド増幅器917及び918に接続する。ア
ナログ−ディジタル変換器(ADC)923及び924は、ベース
バンド増幅器917及び918の出力に接続され、少なくとも
チップ伝送速度の２倍のサンプリング伝送速度でベース
バンド信号をサンプリングする。従って、好適実施例に
おいて、アナログ−ディジタル変換器923及び924が少な
くともチップ伝送速度の２倍の伝送速度でサンプリング
を行い、アナログ−ディジタル変換器923及び924がＬビ
ット分解能を有し、ここでＬは１より大きく、例えば８
または16ビットである。
【００４９】信号処理回路919は、アナログ−ディジタ
ル変換器923及び924の出力に接続され、ディジタル化さ
れたＩチャネル及びＱチャネルのベースバンド信号から
情報信号Ｉ(n)を復元する。好適実施例では、信号処理
回路919は単一の集積回路上に実装される。図14は、本
発明の信号処理回路919を示している。信号処理回路919
は８つの適合されたフィルタ700eないし700l、８つの閾
値比較器505eないし505l、ビット・クロック復元回路50
9(509')、ビット生成器510a、510b、及び合成器1000を
含んでいる。信号処理回路919は、ベースバンドＩチャ
ネル及びＱチャネルを処理し、いかなる周波数固定回路
も必要とせずに情報信号Ｉ(n)を復元する。
【００５０】図10に示され、BPSK実施例に関連して前述
された、適合されたフィルタ700eないし700lのそれぞれ
は、受信されたディジタル信号と事前に選択されたチッ
プ・シーケンスとの間の相関値を生成するために、Ｌビ
ット・ワード・ベースのカスケードされたシフト・レジ
スタ、保持レジスタ、乗算器、及び加算器のバンクを有
している。適合されたフィルタ700eないし700hはＩチャ
ネルに接続され、Ｉチャネル・ベースバンド信号とそれ
ぞれのチップ・シーケンスＣI0、ＣQ0、ＣI1、及びＣQ1
とを相関させる。同様に、適合されたフィルタ700iない
し700lはＱチャネルに接続され、Ｑチャネル・ベースバ
ンド信号とそれぞれのチップ・シーケンスＣI0、ＣQ0、
ＣI1、及びＣQ1とを相関させる。適合されたフィルタの
出力は、ベースバンドの記号がそれぞれのチップ・シー
ケンスＣI0、ＣQ0、ＣI1、及びＣQ1に一致し、ベースバ
ンドの記号とそのチップ・シーケンスとを相関させない
限り、所定の閾値より小さな値を有する。
【００５１】ＩチャネルとＱチャネルは両方とも、△ω
で発振を行う振幅包絡線を有し、従って、両チャネルは
ベースバンド矩形波の振幅がディジタル論理に必要な電
圧閾値より下に減衰する場合、情報損失の領域を有す
る。ＩチャネルとＱチャネルの包絡線は90度位相からは
ずれているが、情報損失の領域が重複していないので、
記号情報は交互にＩチャネルまたはＱチャネルから復号
化されうる。適合されたフィルタ700e及び700iは、Ｉチ
ャネル及びＱチャネルとチップ・シーケンスＣI0とを相
関させ、適合されたフィルタ700f及び700jは、Ｉチャネ
ル及びＱチャネルとチップ・シーケンスＣI1とを相関さ
せ、適合されたフィルタ700g及び700kは、Ｉチャネル及
びＱチャネルとチップ・シーケンスＣQ0とを相関させ、
適合されたフィルタ700h及び700lは、Ｉチャネル及びＱ
チャネルとチップ・シーケンスＣQ1とを相関させる。従
って、チップ・シーケンスＣI0、ＣQ0、ＣI1、及びＣQ1
が送信されると、Ｉチャネルの適合されたフィルタのバ
ンク、又はＱチャネルの適合されたフィルタのバンクの
どちらかが相関を示す結果となる。
【００５２】適合されたフィルタの出力はそれぞれ閾値
比較器505eないし505lに接続されている。閾値比較器50
5eないし505lは、所定の閾値506eないし506l以上の値を
有する受信信号に応答して信号を生成する。閾値比較器
505eないし505lの出力は、比較結果によって「１」また
は「０」のどちらかであり、ビット・クロック復元回路
509(509')に接続される。特に、閾値比較器505e又は505
iが記号ＣI0を検出すると「１」を生成し、閾値比較器5
05f又は505jが記号ＣI1を検出すると「１」を生成し、
閾値比較器505g又は505kが記号ＣQ0を検出すると「１」
を生成し、閾値比較器505h又は505lが記号ＣQ1を検出す
ると「１」を生成する。
【００５３】ビット・クロック復元回路509(509')は,図
11と図12で示され、及び本発明のBPSK復調技法に関連し
て前述したものと同じ構成と機能を有する。BPSKの実施
例で前述したように、追加の確認回路814を有するビッ
ト復元回路509またはビット復元回路509'が本発明の実
施に使用されうる。ビット復元回路509(509')はそれぞ
れ、対応する閾値比較器の出力を復号化し、ビット検出
器510a、510bに接続される信号、BIT_CLOCK、CI0_MATCH
ED、CI1_MATCHED、BIT_CLOCKQ、CQ0_MATCHED、及びCQ1_
MATCHEDを生成する。
【００５４】ビット検出器510a、510bは、図８で示さ
れ、説明されたものと同じ構成と機能を有する。ビット
検出器510a、510bは、BPSKの実施例と同様、BIT_CLOCK
に接続されたクロック入力とCI0_MATCHED及びCQ0_MATCH
EDにそれぞれ接続されたラッチ入力を有するエッジトリ
ガ・フリップフロップを含む。
【００５５】合成器1000はビット検出器510a、510bの出
力を、２つのビット・ストリームの多重化を行うことに
よって合成し、復元された情報信号Ｉ(n)である、単一
インタリーブ・データ・ストリームを形成する。Ｉチャ
ネル及びＱチャネル送信における所定のプリアンブル記
号シーケンスが、受信されたＩチャネル及びＱチャネル
のビット・ストリームを多重化し、またはインタリーブ
するために、受信器にタイミング参照を提供するのに使
用されうる。
【００５６】前述の説明は、好適実施例の動作を例示す
るためのものであり、本発明の範囲がこれに制限される
ものではない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって
のみ制限される。前述の説明から、当業者には多くの変
形が可能であることが明らかであるが、それらについて
も本発明の意図及び範囲に含まれるべきものである。
【００５７】
【発明の効果】本発明によって、それぞれが情報記号を
表す複数のチップ・シーケンスを有する直接拡散の周波
数拡散信号によって位相変調される搬送波周波数からの
情報信号を受信するための、非コヒーレントな方法及び
装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のトランシーバ100a及び100bを含むトラ
ンシーバ・システムを示す図である。
【図２】本発明のBPSKトランシーバ100のブロック図で
ある。
【図３】図２のBPSKトランシーバ100に従う拡散器104の
ブロック図である。
【図４】本発明の情報信号を示す図である。
【図５】本発明の第１のチップ・シーケンスC1を示す図
である。
【図６】本発明の第２のチップ・シーケンスC2を示す図
である。
【図７】本発明の周波数拡散信号を示す図である。
【図８】図２のBPSKトランシーバ100に従う信号処理回
路119のブロック図である。
【図９】図８の信号処理回路119と図14の信号処理回路9
19に従う１ビット分解アナログーディジタル変換器に接
続された、適合されたフィルタ501のブロック図であ
る。
【図１０】図８の信号処理回路119と図14の信号処理回
路919に従うＬビット分解アナログーディジタル変換器
に接続された、適合されたフィルタ700のブロック図で
ある。
【図１１】図８の信号処理回路119と図14の信号処理回
路919に従うビット・クロック検出回路509のブロック図
である。
【図１２】図８の信号処理回路119と図14の信号処理回
路919に従うビット・クロック検出回路509'の代替実施
例のブロック図である。
【図１３】本発明のQPSKトランシーバ900のブロック図
である。
【図１４】本発明の信号処理回路919のブロック図であ
る。
【符号の説明】
100a、100b トランシーバ 101 送信器 102 受信器 103 入力ポート 104 拡散器 105、112、113 ミキサ 106 送信器増幅器 107 アンテナ・スイッチ 108 バンドパス・フィルタ 109 アンテナ 110 受信器増幅器 111 スプリッタ 114 90度混成回路 115、116 ローパス・フィルタ 117、118 ベースバンド増幅器 119 信号処理回路 121 局部発振器 122 局部発振器スイッチ 123、124 アナログ−ディジタル変換器

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直接拡散の拡散スペクトラム移相変調信号
    から、第１及び第２の状態を有するビットのシーケンス
    を含むディジタル信号を受信する方法であって、前記第
    １の状態の各ビットが第１の組のチップ・シーケンスの
    １つによって置換され、前記第２の状態の各ビットが第
    ２の組のチップ・シーケンスの１つによって置換される
    前記方法が、直接拡散の拡散スペクトラム信号を復号
    し、同相ベースバンド信号、及び直交 相ベースバンド信号を形成するステップ、 同相ベースバンド信号と第１の組のチップ・シーケンス
    のそれぞれのチップ・シーケンスを相関させ、第１の組
    の相関値を生成するステップ、 同相ベースバンド信号と第２の組のチップ・シーケンス
    のそれぞれのチップ・シーケンスを相関させ、第２の組
    の相関値を生成するステップ、 直交相ベースバンド信号と第１の組のチップ・シーケン
    スのそれぞれのチップ・シーケンスを相関させ、第３の
    組の相関値を生成するステップ、 直交相ベースバンド信号と第２の組のチップ・シーケン
    スのそれぞれのチップ・シーケンスを相関させ、第４の
    組の相関値を生成するステップ、 各相関値を対応する閾値と比較するステップ、 第１、及び第３の相関値のいずれかが対応する閾値より
    大きいことに応答して、第１のビット状態の検出を示す
    ステップ、及び第２、及び第４の相関値のいずれかが対
    応する閾値より大きいことに応答して、第２のビット状
    態の検出を示すステップを含むことを特徴とする、前記
    方法。
  2. 【請求項２】前記移相変調信号が２進移相変調信号であ
    ることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】前記移相変調信号が直交移相変調信号であ
    ることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  4. 【請求項４】直接拡散の拡散スペクトラム２進移相変調
    (BPSK)信号から、第１及び第２の状態を有するビットの
    シーケンスを含むディジタル信号を受信する方法であっ
    て、前記第１の状態の各ビットが第１のチップ・シーケ
    ンスによって置換され、前記第２の状態の各ビットが第
    ２のチップ・シーケンスによって置換される前記方法
    が、 直接拡散の拡散スペクトラムBPSK信号を復号し、同相ベ
    ースバンド信号、及び直交相ベースバンド信号を形成す
    るステップ、 同相ベースバンド信号と第１及び第２のチップ・シーケ
    ンスを相関させ、それぞれ第１及び第２の相関値を生成
    するステップ、 直交相ベースバンド信号と第１及び第２のチップ・シー
    ケンスを相関させ、それぞれ第３及び第４の相関値を生
    成するステップ、 各相関値を対応する閾値と比較するステップ、 第１、及び第３の相関値のどちらかが対応する閾値より
    大きいことに応答して、第１のビット状態の検出を示す
    ステップ、及び第２、及び第４の相関値のどちらかが対
    応する閾値より大きいことに応答して、第２のビット状
    態の検出を示すステップを含むことを特徴とする、前記
    方法。
  5. 【請求項５】第１のビット状態の検出を示すステップ、
    及び第２のビット状態の検出を示すステップが、 相関値のどれかが、対応する閾値より大きいことに応答
    して記号クロック・パルスを生成するステップ、 第１及び第３の相関値のどちらかが対応する閾値より大
    きいことに応答して第１のビット状態検出パルスを生成
    するステップ、 第２及び第４の相関値のどれかが対応する閾値より大き
    いことに応答して第２のビット状態検出パルスを生成す
    るステップ、 各記号クロック・パルス毎に、第１及び第２のビット状
    態検出パルスのうち１つを検出するステップ、 第１のビット状態検出パルスの検出に応答して、出力信
    号を第１のビット状態に設定するステップ、及び第２の
    ビット状態検出パルスの検出に応答して、出力信号を第
    ２のビット状態に設定するステップを含むことを特徴と
    する、請求項４に記載の方法。
  6. 【請求項６】それぞれが第１と第２の状態を有する、イ
    ンタリーブされたＩチャネル及びＱチャネルのビットの
    シーケンスを含むディジタル信号を、直接拡散の拡散ス
    ペクトラム直交移相変調(QPSK)信号から復元するための
    方法であって、第１の状態にあるＩチャネルの各ビット
    が第１のチップ・シーケンスで置換され、第２の状態に
    あるＩチャネルの各ビットが第２のチップ・シーケンス
    で置換され、第１の状態にあるＱチャネルの各ビットが
    第３のチップ・シーケンスで置換され、第２の状態にあ
    るＱチャネルの各ビットが第４のチップ・シーケンスで
    置換される前記方法が、 直接拡散の拡散スペクトラムQPSK信号を復号し、同相ベ
    ースバンド信号、及び直交相ベースバンド信号を形成す
    るステップ、 同相ベースバンド信号と第１、第２、第３、及び第４の
    チップ・シーケンスを相関させ、それぞれ第１、第２、
    第３、及び第４の相関値を生成するステップ、 直交相ベースバンド信号と第１、第２、第３、及び第４
    のチップ・シーケンスを相関させ、それぞれ第５、第
    ６、第７、及び第８の相関値を生成するステップ、 各相関値を対応する閾値と比較するステップ、 第１、第３、第５、及び第７の相関値のいずれかが、対
    応する閾値より大きいことに応答して、第１のビット状
    態の検出を示すステップ、及び第２、第４、第６、及び
    第８の相関値のいずれかが、対応する閾値より大きいこ
    とに応答して、第２のビット状態の検出を示すステップ
    を含むことを特徴とする、前記方法。
  7. 【請求項７】第１のビット状態の検出を示すステップ、
    及び第２のビット状態の検出を示すステップが、 相関値のどれかが、対応する閾値より大きいことに応答
    して記号クロック・パルスを生成するステップ、 第１及び第３の相関値のどれかが、対応する閾値より大
    きいことに応答して第１のビット状態検出パルスを生成
    するステップ、 第２及び第４の相関値のどれかが、対応する閾値より大
    きいことに応答して第２のビット状態検出パルスを生成
    するステップ、 各記号クロック・パルス毎に、第１及び第２のビット状
    態検出パルスのうち１つを検出するステップ、 第１のビット状態検出パルスの検出に応答して、出力信
    号を第１のビット状態に設定するステップ、及び第２の
    ビット状態検出パルスの検出に応答して、出力信号を第
    ２のビット状態に設定するステップを含むことを特徴と
    する、請求項６に記載の方法。
  8. 【請求項８】第１と第２の状態を有するビットを含むデ
    ィジタル信号を送信し、かつ受信する方法であって、前
    記方法が、 第１の状態を有する各ビットを第１のチップ・シーケン
    スに置換し、第２の状態を有する各ビットを第２のチッ
    プ・シーケンスに置換して、拡散スペクトラム信号を形
    成するステップ、 拡散スペクトラム信号で搬送波を位相変調し、BPSK信号
    を形成するステップ、BPSK信号を送信するステップ、 送信されたBPSK信号を受信するステップ、 受信されたBPSK信号を、搬送波と実質的に同じ周波数の
    第１の正弦曲線と混合し、同相ベースバンド信号を形成
    するステップ、 受信されたBPSK信号を、搬送波と実質的に同じ周波数
    で、第１の正弦曲線に対して90度だけ位相シフトした第
    ２の正弦曲線と混合し、直交相ベースバンド信号を形成
    するステップ、 同相ベースバンド信号と第１、及び第２のチップ・シー
    ケンスを相関させ、それぞれ第１、及び第２の相関値を
    生成するステップ、 直交相ベースバンド信号と第１、及び第２のチップ・シ
    ーケンスを相関させ、それぞれ第３、及び第４の相関値
    を生成するステップ、 各相関値を対応する閾値と比較するステップ、 第１、及び第３の相関値のどれかが、対応する閾値より
    大きいことに応答して、第１のビット状態の検出を示す
    ステップ、及び第２、及び第４の相関値のどれかが、対
    応する閾値より大きいことに応答して、第２のビット状
    態の検出を示すステップを含むことを特徴とする、前記
    方法。
  9. 【請求項９】非コヒーレント復号器によって変換されて
    いるディジタル化されたBPSK直接拡散の拡散スペクトラ
    ム信号から、情報信号を復元し、同相チャネル上に同相
    信号を形成し、直交相チャネル上に直交相信号を形成す
    るための装置であって、直接拡散の拡散スペクトラム信
    号が、複数のチップ・シーケンスを使用して拡散される
    前記装置が、 同相チャネルに接続された第１の複数の入力と直交チャ
    ネルに接続された第２の複数の入力、及びそれぞれが関
    連する入力と関連するチップ・シーケンスとの間の相関
    の程度によって複数の状態のうちの１つを有する複数の
    出力を有する適合されたフィルタのバンク、 それぞれがチップ・シーケンスに関連する閾値比較器の
    バンクであって、複数の適合されたフィルタの出力に接
    続された複数の入力、及び対応する入力が所定の値より
    大きいことに応答する第１の状態と対応する入力が所定
    値より小さいことに対応する第２の状態をそれぞれ有す
    る複数の対応する出力を有する前記バンク、 比較器の出力に接続された複数の入力を有する復元回路
    であって、入力のどれか１つが第１の状態であることに
    応答して第１の状態になり、入力の全てが第２の状態で
    あることに応答して第２の状態になるクロック出力と、
    更に第１のチップ・シーケンスに関連する比較器出力の
    どれか１つが第１の状態であることに応答して第１の状
    態になり、第１のチップ・シーケンスに関連する比較器
    出力のそれぞれが第２の状態であることに応答して第２
    の状態になる第１の記号出力を有する前記復元回路、及
    び前記復元回路出力に接続された複数の入力と、第１の
    記号がクロックの状態遷移における第１の状態であるこ
    とに応答して第１の状態を有し、出力の全てがクロック
    の状態遷移における第２の状態であることに応答して第
    ２の状態を有する出力を有するビット検出回路を含むこ
    とを特徴とする、前記装置。
  10. 【請求項１０】受信経路に接続し、複数のチップ・シー
    ケンスを有する直接拡散の拡散スペクトラム信号を復号
    するための非コヒーレント拡散スペクトラム復号器が、 出力、及び直接拡散の拡散スペクトラム信号を同相ベー
    スバンド信号に変換するために受信経路に接続される入
    力を有する同相ミキサ、 出力、及び直接拡散の拡散スペクトラム信号を直交相ベ
    ースバンド信号に変換するために受信経路に接続される
    入力を有する直交相ミキサ、 出力、及びそれぞれ同相ベースバンド・ミキサ出力、直
    交相ベースバンド・ミキサ出力に接続される入力を有す
    る、第１及び第２のアナログ−ディジタル変換器、 各チップ・シーケンス毎に、第１入力として関連するチ
    ップ・シーケンス、第１のアナログ−ディジタル変換器
    の出力に接続された第２の入力、及び相関出力を有する
    適合されたフィルタ、 各チップ・シーケンス毎に、第１入力として関連するチ
    ップ・シーケンス、第２のアナログ−ディジタル変換器
    の出力に接続された第２の入力、及び相関出力を有する
    適合されたフィルタ、 それぞれが相関出力に接続され、それぞれがチップ・シ
    ーケンスと関連する複数の閾値比較器であって、それぞ
    れが、相関出力が所定値より大きいことに応答して第１
    の状態を有し、相関出力が所定値より小さいことに応答
    して第２の状態を有する出力の検出を行う閾値比較器、 各チップ・シーケンス毎に、チップ・シーケンスに関連
    した比較器の検出出力に接続された複数の入力、及び入
    力のどれか１つが第１の状態であることに応答して第１
    の状態となり、入力の全てが第２の状態であることに応
    答して第２の状態となる出力を有する記号検出回路、 記号検出回路の出力に接続された入力、及び入力のどれ
    かが第１の状態であることに応答して第１の状態とな
    り、入力の全てが第２の状態であることに応答して第２
    の状態となる出力を有するビット・クロック生成器、及
    び記号検出回路の出力を多重化するために、記号検出回
    路の出力に接続され、ビット・クロック生成器の出力に
    接続された複数の入力を有するビット生成回路を含むこ
    とを特徴とする、前記復号器。
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