JPS5917916B2 - イソウドウキソウチ - Google Patents
イソウドウキソウチInfo
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- JPS5917916B2 JPS5917916B2 JP50158851A JP15885175A JPS5917916B2 JP S5917916 B2 JPS5917916 B2 JP S5917916B2 JP 50158851 A JP50158851 A JP 50158851A JP 15885175 A JP15885175 A JP 15885175A JP S5917916 B2 JPS5917916 B2 JP S5917916B2
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- Japan
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- phase
- signal
- amplitude
- points
- axis
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はＸＹ複素平面上に配置されたＮ個の点を各々
送信符号に割当て、これらの符号を直交変調して得られ
る振幅位相変調波の復調に必要な受信側基準搬送波の位
相同期を行なう位相同期装置に関する。
送信符号に割当て、これらの符号を直交変調して得られ
る振幅位相変調波の復調に必要な受信側基準搬送波の位
相同期を行なう位相同期装置に関する。
従来、ＸＹ複素振幅平面上に有限個の点を定義し、これ
らの点を送信符号に割当て、前記符号のＸ、Ｙ成分を９
０度位相の異なる二つの搬送波でフ 各々振幅変調を掛
けて複素振幅変調波を得る方式としては、前記有限個の
点を一円周上に並べた多位相変調方式が知られている。
らの点を送信符号に割当て、前記符号のＸ、Ｙ成分を９
０度位相の異なる二つの搬送波でフ 各々振幅変調を掛
けて複素振幅変調波を得る方式としては、前記有限個の
点を一円周上に並べた多位相変調方式が知られている。
本方式については、文献゛ＤＡＴＡＴＲＡＮＳＭＩＳＳ
ＩＯＮ″（１９６５年ＭｃＧＲＡＷ−ＨＩＬＬＢＯＯＫ
Ｃｏ、Ｉｎｃ発行）５ に詳しく紹介されている。この
多位相変調方式における復調には基準搬送波の再生が必
要不可欠であるが、この基準搬送波再生については様々
な技術が開発されてきている。近年、伝送路の高品質化
にともなつて、前記有限個の信号点の位置を一０ 円周
上に限定しないで任意の位置に配置する振幅位相変調方
式（ｃｏｍｂｉｎｅｄａｍｐｌｉｔｕｄｅａｎｄｐｈａ
ｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が実用化されつつある。こ
の方式については１９７４年１月に発表された論文集゛
ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ５ＣＯＭＭＵＮ
ＩＣＡＴＩＯＮＳ″のＶＯＬ、ＣＯＭ−２２、魔１に゛
Ｏｐｔｉｍｉ２ａｔ’ｉｏｎｏｆＴｗｏ−Ｄｉｍ一ｅｎ
ｔｉｏｎａｌＳｉｇｎａｌＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ
ｓｉｎｔｈｅＰｒｅｓｅｎｃｅｏｆＧａｕｓｓｉａｎＮ
ｏｉｓｅ″と題して詳しく紹介されている。本方０ 式
の基準搬送波再生に当つて第一の問題点は、送信搬送波
と受信側基準搬送波との位相誤差検出を単純に行なえな
い点にある。従つて、予め搬送波の同期を考慮した振幅
位相変調方式以外は前記方式実現には複雑な位相誤差検
出器が必要であつた。５ 本発明の目的は上述の振幅位
相変調方式に適用できかつ単純な構成を有する受信側基
準搬送波の位相同期装置を提供することにある。
ＩＯＮ″（１９６５年ＭｃＧＲＡＷ−ＨＩＬＬＢＯＯＫ
Ｃｏ、Ｉｎｃ発行）５ に詳しく紹介されている。この
多位相変調方式における復調には基準搬送波の再生が必
要不可欠であるが、この基準搬送波再生については様々
な技術が開発されてきている。近年、伝送路の高品質化
にともなつて、前記有限個の信号点の位置を一０ 円周
上に限定しないで任意の位置に配置する振幅位相変調方
式（ｃｏｍｂｉｎｅｄａｍｐｌｉｔｕｄｅａｎｄｐｈａ
ｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が実用化されつつある。こ
の方式については１９７４年１月に発表された論文集゛
ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ５ＣＯＭＭＵＮ
ＩＣＡＴＩＯＮＳ″のＶＯＬ、ＣＯＭ−２２、魔１に゛
Ｏｐｔｉｍｉ２ａｔ’ｉｏｎｏｆＴｗｏ−Ｄｉｍ一ｅｎ
ｔｉｏｎａｌＳｉｇｎａｌＣｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ
ｓｉｎｔｈｅＰｒｅｓｅｎｃｅｏｆＧａｕｓｓｉａｎＮ
ｏｉｓｅ″と題して詳しく紹介されている。本方０ 式
の基準搬送波再生に当つて第一の問題点は、送信搬送波
と受信側基準搬送波との位相誤差検出を単純に行なえな
い点にある。従つて、予め搬送波の同期を考慮した振幅
位相変調方式以外は前記方式実現には複雑な位相誤差検
出器が必要であつた。５ 本発明の目的は上述の振幅位
相変調方式に適用できかつ単純な構成を有する受信側基
準搬送波の位相同期装置を提供することにある。
この発明の位相同期装置は、ＸＹ複素振幅平面上に配置
されたＮ個の点を各々送信符号に割当てこれらの符号を
直交変調して送信する振幅位相変調方式に卦ける振幅位
相変調波を受信側基準搬送波をもとに複素信号（Ｘｉ，
Ｙｉ）に復調する復調器と、前記復調器から得られる複
素信号点の内のＸ軸およびＹ軸上にないｎ個（ｎ＜．Ｎ
）の信号点よりなる信号群を作りかつ前記信号群内の各
信号点を別々に見すことができる複数個の窓を有する窓
装置と、前記窓の中へ入つてきた信号の位置と前記窓が
各々囲む信号点の本来の位置との差異を各々（Ｘｌ，Ｙ
，），（Ｘ２，Ｙ２），・・・・・・，（Ｘｎ，ＹＯ）
とするときに、前記ｎ個のＸ軸側差異情報からｋ個（ｋ
くｎ）卦よび前記ｎ個のＹ軸側差異情報からｔ個（ｔく
Ｎ，ｋ＋Ｔ８Ｏ）を選び一つの差異情報群を作りかつこ
れを出力する検出装置とを含み前記検出装置の出力に基
いて前記受信側基準搬送波の位相を制御することを特徴
としている。
されたＮ個の点を各々送信符号に割当てこれらの符号を
直交変調して送信する振幅位相変調方式に卦ける振幅位
相変調波を受信側基準搬送波をもとに複素信号（Ｘｉ，
Ｙｉ）に復調する復調器と、前記復調器から得られる複
素信号点の内のＸ軸およびＹ軸上にないｎ個（ｎ＜．Ｎ
）の信号点よりなる信号群を作りかつ前記信号群内の各
信号点を別々に見すことができる複数個の窓を有する窓
装置と、前記窓の中へ入つてきた信号の位置と前記窓が
各々囲む信号点の本来の位置との差異を各々（Ｘｌ，Ｙ
，），（Ｘ２，Ｙ２），・・・・・・，（Ｘｎ，ＹＯ）
とするときに、前記ｎ個のＸ軸側差異情報からｋ個（ｋ
くｎ）卦よび前記ｎ個のＹ軸側差異情報からｔ個（ｔく
Ｎ，ｋ＋Ｔ８Ｏ）を選び一つの差異情報群を作りかつこ
れを出力する検出装置とを含み前記検出装置の出力に基
いて前記受信側基準搬送波の位相を制御することを特徴
としている。
この発明の位相同期装置は、全ての振幅位相変調方式の
変調波に対し適用可能でかつ特別の位相誤差検出器を必
要としないという効果を有しているＯ次に図面を参照し
てこの発明について詳細に説明する。
変調波に対し適用可能でかつ特別の位相誤差検出器を必
要としないという効果を有しているＯ次に図面を参照し
てこの発明について詳細に説明する。
第１図は従来の４位相変調方式における４信号点をＸ軸
１００およびＹ軸１０１で表わされる複素平面上の４点
１１０，１１１，１１２および１１３により表わした図
である。
１００およびＹ軸１０１で表わされる複素平面上の４点
１１０，１１１，１１２および１１３により表わした図
である。
ここで、送信搬送波の位相が受信側基準搬送波の位相に
対しθｅ度進んでいると、４つの点１１０，１１１，１
１２お一よひ１１３は原点１０２を中心に反時計回りに
回転してそれぞれ点１１０′，１１『，１１２′および
１１３′まで移動してしまう。従来の受信側搬送波の位
相同期装置に卦いては、いろいろな方法で点１１０′，
１１『，１１２′および１１ざとそれらの正規の位置で
あるそれぞれ点１１０，１１１，１１２および１１３と
の間の原点１０２に対する角度θｅを推定し、修正が行
なわれる。今、点′１１０からのθｅの推定は、それの
正規の位置１１０と原点１０２とを結ぷ直線１０３に対
して点１１０′がどれだけどちら側に離れて存在するか
を調べることにより行なわれる。
対しθｅ度進んでいると、４つの点１１０，１１１，１
１２お一よひ１１３は原点１０２を中心に反時計回りに
回転してそれぞれ点１１０′，１１『，１１２′および
１１３′まで移動してしまう。従来の受信側搬送波の位
相同期装置に卦いては、いろいろな方法で点１１０′，
１１『，１１２′および１１ざとそれらの正規の位置で
あるそれぞれ点１１０，１１１，１１２および１１３と
の間の原点１０２に対する角度θｅを推定し、修正が行
なわれる。今、点′１１０からのθｅの推定は、それの
正規の位置１１０と原点１０２とを結ぷ直線１０３に対
して点１１０′がどれだけどちら側に離れて存在するか
を調べることにより行なわれる。
この方法によれば、位相変調方式の変調波の振幅が変動
しても、θｅの誤差方向を誤ることなく不要の外乱を排
除することかできる。したがつて、位相誤差θｅを推定
する方法としてはこの方法が最も望ましい。しかしなが
ら、今後採用が大いに期待されるより複雑な振幅位相変
調方式に対する位相誤差θｅの推定を考えると、より簡
便な方法の実現が望まれるＯ第２図は第１図と同じ４位
相変調方式に対する位相誤差θｅ推定の別の方法を説明
する図である。
しても、θｅの誤差方向を誤ることなく不要の外乱を排
除することかできる。したがつて、位相誤差θｅを推定
する方法としてはこの方法が最も望ましい。しかしなが
ら、今後採用が大いに期待されるより複雑な振幅位相変
調方式に対する位相誤差θｅの推定を考えると、より簡
便な方法の実現が望まれるＯ第２図は第１図と同じ４位
相変調方式に対する位相誤差θｅ推定の別の方法を説明
する図である。
この方法においては、４つの点１１０，１１１，１１２
卦よび１１３の内、ここでは点１１０，１１１および１
１３の３点の各点だけをそれぞれ独立に見通せるような
窓２００，２０１および２０２を設け、窓２００の内側
に生起した信号は全べて点１１０が生起したものと考え
、その正規の位置からのＸ軸差異成分Ｘ１を位相誤差θ
ｅ推定の情報として扱う。同様にして、窓２０２によつ
てその中に生起する信号の位置と点１１３とのＸ軸差異
成分Ｘ３，また窓２０１によつてその中に生起する信号
の位置と点１１１とのＹ軸軸差異成分Ｙ２が位相誤差θ
ｅ推定の情報として用いられる。ここで、受信信号のレ
ベルが正規の値に保たれている場合を考えると、Ｘｌ，
Ｘ３訃よびＹ２の正負符号は間違いなく送信搬送波と受
信側基準搬送波との位相誤差θｅの符号（＋，−）と一
致する。制御に｝いて、まず、第一に必要なものは、位
相誤差θｅの大小よりも前記正負符号であり、これらの
正負符号をよりどころに誤差零にする制御が達成される
。ただし、受信信号の振幅に変化があつたり、Ｘ，Ｙ軸
に定常的位置ずれ、すなわち、オフセツトが存在してい
る場合には、前記Ｘ，，Ｘ３およびＹ２から位相誤差の
符号すら推定できなくなる。この場合においても、他の
何らかの手段で振幅やオフセツトについで制御がかけら
れていれば、第２図で説明した位相誤差θｅの推定法を
用いて安定にかつ正確に位相制御が行なわれる。次に、
上述のような受信信号の振幅変動やオフセツトが排除さ
れている場合、第３図で示すような４点１１０，１１１
，２０２あ一よび２０３からなる４相振幅位相変調方式
についての位相同期を考える。前記４点の内それぞれ座
標値（Ｘｌ，Ｙ，），｝よび（Ｘ２，Ｙ２）をもつ点１
１０｝よび１１１だけをそれぞれ囲む窓２００および２
０１を設定する。窓２００内に生起した信号位置と、そ
の信号が本来生起すべき位置を示す点１１０の位置との
差異（Ｘ，，ｙｌ）が検出される。同様に、窓２０１と
点１１１の位置とによつて窓２０１内に生起する信号の
差異（Ｘ２，ｙ２）が検出される。これらの差異は、受
信信号の振幅変動やオフセツトが排除されていると言う
条件下であることを考えると、送信搬送波と受信側基準
搬送波との位相誤差θｅの遅れ進みの量に対応する値を
表わしている。したがつて、前記Ｘ，，ｙ，，Ｘ２およ
びＹ２をもとにして位相制御を行なう〇第４図は本発明
の一実施例を示す図であり、第３図の振幅位相変調方式
に適用される位相同期装置を示す。
卦よび１１３の内、ここでは点１１０，１１１および１
１３の３点の各点だけをそれぞれ独立に見通せるような
窓２００，２０１および２０２を設け、窓２００の内側
に生起した信号は全べて点１１０が生起したものと考え
、その正規の位置からのＸ軸差異成分Ｘ１を位相誤差θ
ｅ推定の情報として扱う。同様にして、窓２０２によつ
てその中に生起する信号の位置と点１１３とのＸ軸差異
成分Ｘ３，また窓２０１によつてその中に生起する信号
の位置と点１１１とのＹ軸軸差異成分Ｙ２が位相誤差θ
ｅ推定の情報として用いられる。ここで、受信信号のレ
ベルが正規の値に保たれている場合を考えると、Ｘｌ，
Ｘ３訃よびＹ２の正負符号は間違いなく送信搬送波と受
信側基準搬送波との位相誤差θｅの符号（＋，−）と一
致する。制御に｝いて、まず、第一に必要なものは、位
相誤差θｅの大小よりも前記正負符号であり、これらの
正負符号をよりどころに誤差零にする制御が達成される
。ただし、受信信号の振幅に変化があつたり、Ｘ，Ｙ軸
に定常的位置ずれ、すなわち、オフセツトが存在してい
る場合には、前記Ｘ，，Ｘ３およびＹ２から位相誤差の
符号すら推定できなくなる。この場合においても、他の
何らかの手段で振幅やオフセツトについで制御がかけら
れていれば、第２図で説明した位相誤差θｅの推定法を
用いて安定にかつ正確に位相制御が行なわれる。次に、
上述のような受信信号の振幅変動やオフセツトが排除さ
れている場合、第３図で示すような４点１１０，１１１
，２０２あ一よび２０３からなる４相振幅位相変調方式
についての位相同期を考える。前記４点の内それぞれ座
標値（Ｘｌ，Ｙ，），｝よび（Ｘ２，Ｙ２）をもつ点１
１０｝よび１１１だけをそれぞれ囲む窓２００および２
０１を設定する。窓２００内に生起した信号位置と、そ
の信号が本来生起すべき位置を示す点１１０の位置との
差異（Ｘ，，ｙｌ）が検出される。同様に、窓２０１と
点１１１の位置とによつて窓２０１内に生起する信号の
差異（Ｘ２，ｙ２）が検出される。これらの差異は、受
信信号の振幅変動やオフセツトが排除されていると言う
条件下であることを考えると、送信搬送波と受信側基準
搬送波との位相誤差θｅの遅れ進みの量に対応する値を
表わしている。したがつて、前記Ｘ，，ｙ，，Ｘ２およ
びＹ２をもとにして位相制御を行なう〇第４図は本発明
の一実施例を示す図であり、第３図の振幅位相変調方式
に適用される位相同期装置を示す。
図中、破線プロツク１が復調器および破線プロツク３が
検出装置をそれぞれ表わす。ここでは、第３図の点１１
０を送信符号として持つ振幅位相変調波が到来したとき
の本位相同期装置の動作を説明する。前記変調波は、入
力端子１０００を介して掛算器１００１および１００２
と移相器１００３とから構成される直交振幅変調復調器
に与えられる。この結果、前記変調波の直交するＸＹ両
成分（ＸＯｌ，ＹＯｌ）が取り出される。次に、これら
の直交両成分はＡＤ変換器１００４訃よび１００５によ
りデイジタル符号に変換される。前記デイジタル符号の
Ｘ軸成分は減算器３００１および３００２と窓装置２と
に与えられ、そのＹ軸成分は減算器３００３卦よび３０
０４と窓装置２とに与えられる。ここで、窓装置２は読
出し専用メモリ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍＯｒｙ）によ
り構成されている。
検出装置をそれぞれ表わす。ここでは、第３図の点１１
０を送信符号として持つ振幅位相変調波が到来したとき
の本位相同期装置の動作を説明する。前記変調波は、入
力端子１０００を介して掛算器１００１および１００２
と移相器１００３とから構成される直交振幅変調復調器
に与えられる。この結果、前記変調波の直交するＸＹ両
成分（ＸＯｌ，ＹＯｌ）が取り出される。次に、これら
の直交両成分はＡＤ変換器１００４訃よび１００５によ
りデイジタル符号に変換される。前記デイジタル符号の
Ｘ軸成分は減算器３００１および３００２と窓装置２と
に与えられ、そのＹ軸成分は減算器３００３卦よび３０
０４と窓装置２とに与えられる。ここで、窓装置２は読
出し専用メモリ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍＯｒｙ）によ
り構成されている。
このメモリには、第３図の窓２００の内側の領域に属す
るデイジタル座表値と、第３図の窓２０１内側の領域に
属するデイジタル座表値とに対応してそれぞれ別々な記
憶内容が書き込まれて卦り、窓２００の内側の領域属す
るデイジタル座表値を指すようなアドレスが加えられた
時にφ１を、同じく窓２０１の内側の領域に属するデイ
ジタル座標値を指すようなアドレスに加えられた時にφ
２を後述のデータ．ラツチ回路３００５，３００２およ
び３００６，３００８にそれぞれ読込みパルスとして出
力する（したがつて、第３図の信号点１１０および１１
１が生起した時、窓装置２はそれぞれφ１およびφ２を
対応した読込みパルスとして発生し、それぞれデータ．
ラツチ回路３００５と３００７卦よび３００６，れ・よ
び３００８に供給する）。減算器３００１は、第３図の
信号点１１０の正規の座標値（Ｘｌ，Ｙｌ）のＸ成分Ｘ
，を入力（ＸＯｌ，ＹＯｌ）から引いているので、減算
器３００１の出力は受信符号がちようど点１１０である
時に、受信符号の正規の位置からの差異Ｘ１を示すこと
になる。この出力は、受信点がちようど点１１０の時、
窓装置２からの読込みパルスφ１によつて次のデータ．
ラツチ回路３００５に記憶される。このデータ．ラツチ
回路３００５の内容は次に受信符号が点１１０である時
まで保持されるＯ以下同様にして、データ．ラツチ回路
３００６，３００７および３００８は、それぞれの前に
設けられている減算器３００２，３００３卦よひ３００
４から受信点の正規の位置からの差異Ｘ２，ｙｌ訃よび
Ｙ２を保持する。
るデイジタル座表値と、第３図の窓２０１内側の領域に
属するデイジタル座表値とに対応してそれぞれ別々な記
憶内容が書き込まれて卦り、窓２００の内側の領域属す
るデイジタル座表値を指すようなアドレスが加えられた
時にφ１を、同じく窓２０１の内側の領域に属するデイ
ジタル座標値を指すようなアドレスに加えられた時にφ
２を後述のデータ．ラツチ回路３００５，３００２およ
び３００６，３００８にそれぞれ読込みパルスとして出
力する（したがつて、第３図の信号点１１０および１１
１が生起した時、窓装置２はそれぞれφ１およびφ２を
対応した読込みパルスとして発生し、それぞれデータ．
ラツチ回路３００５と３００７卦よび３００６，れ・よ
び３００８に供給する）。減算器３００１は、第３図の
信号点１１０の正規の座標値（Ｘｌ，Ｙｌ）のＸ成分Ｘ
，を入力（ＸＯｌ，ＹＯｌ）から引いているので、減算
器３００１の出力は受信符号がちようど点１１０である
時に、受信符号の正規の位置からの差異Ｘ１を示すこと
になる。この出力は、受信点がちようど点１１０の時、
窓装置２からの読込みパルスφ１によつて次のデータ．
ラツチ回路３００５に記憶される。このデータ．ラツチ
回路３００５の内容は次に受信符号が点１１０である時
まで保持されるＯ以下同様にして、データ．ラツチ回路
３００６，３００７および３００８は、それぞれの前に
設けられている減算器３００２，３００３卦よひ３００
４から受信点の正規の位置からの差異Ｘ２，ｙｌ訃よび
Ｙ２を保持する。
これら４つの出力は加算器３００９に訃いて加えられ、
低域通過型デイジタル・フイルタ１００７を通つて前記
デイジタル・フイルタ１００７の出力をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と前記アナログ信号の大小によつ
て出力周波数が変化する電圧制御型・可変周波数発振器
とを直列に接続することによつて構成されたデイジタル
・コード制御型可変周波数発振器１００６に加えられる
。この発振器１００６の出力は受信側基準搬送波として
前記直交振幅変調復調器に加えられる。このようにこの
発振器１００６の位相はたえず前記検出装置３の出力に
よつて制御され送信側搬送波の位相と同期することにな
る０【 以上のように、本発明の位相同期装置は、今後の出現が
期待される複雑な振幅位相変調波に対して適用できる。
低域通過型デイジタル・フイルタ１００７を通つて前記
デイジタル・フイルタ１００７の出力をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と前記アナログ信号の大小によつ
て出力周波数が変化する電圧制御型・可変周波数発振器
とを直列に接続することによつて構成されたデイジタル
・コード制御型可変周波数発振器１００６に加えられる
。この発振器１００６の出力は受信側基準搬送波として
前記直交振幅変調復調器に加えられる。このようにこの
発振器１００６の位相はたえず前記検出装置３の出力に
よつて制御され送信側搬送波の位相と同期することにな
る０【 以上のように、本発明の位相同期装置は、今後の出現が
期待される複雑な振幅位相変調波に対して適用できる。
また、本発明に使用される位相誤差検出方法が、どんな
複残な振幅位相変調波に対しても位相誤差の極性のみな
らずその大小までも与えると言うことは、位相同期系の
ノイズ特性と同期外れとのかね合いから本装置の動作上
非常に有利である。
複残な振幅位相変調波に対しても位相誤差の極性のみな
らずその大小までも与えると言うことは、位相同期系の
ノイズ特性と同期外れとのかね合いから本装置の動作上
非常に有利である。
第１図は従来の４位相変調方式の信号点の位置をＸＹ複
素振幅平面で説明する図、第２図は本発明の位相同期装
置の位相誤差検出の原理を説明する図、第３図は第２図
とは別の位相誤差検出の原理を説明する図および第４図
は本発明の第一の実施例を示す図である。 第４図において、参照数字１は復調器、参照数字２は窓
装置および参照数字３は検出装置をそれぞれ示している
。
素振幅平面で説明する図、第２図は本発明の位相同期装
置の位相誤差検出の原理を説明する図、第３図は第２図
とは別の位相誤差検出の原理を説明する図および第４図
は本発明の第一の実施例を示す図である。 第４図において、参照数字１は復調器、参照数字２は窓
装置および参照数字３は検出装置をそれぞれ示している
。
Claims (1)
- １ ＸＹ複素振幅平面上に配置されたＮ個の点を各々送
信符号に割当てこれらの符号を直交変調して送信する振
幅位相変調方式における振幅位相変調波を受信基準搬送
波をもとに複素信号（Ｘｉ、Ｙｉ）に復調する復調器と
、前記復調器から得られる複素信号点の内のＸ軸および
Ｙ軸上にないｎ個（ｎ≦Ｎ）の信号点から成る信号群を
作りかつ前記信号群内の各信号点を別々に見通すことの
できる複数個の窓を有する窓装置と、前記窓の中へ入つ
てきた信号の位置と前記窓が各々囲む信号点の本来の位
置との差異を各々（Ｘ＿１、Ｙ＿１）、（Ｘ＿２、Ｙ＿
２）………、（Ｘ＿ｎ、Ｙ＿ｎ）とするときに、前記ｎ
個のＸ軸側差異情報からｋ個（ｋ≦ｎ）および前記ｎ個
のＹ軸側差異情報からｌ個（ｌ≦ｎ、ｋ＋ｌ≠０）を選
び一つの差異情報群を作りかつこれを出力する検出装置
とを含み前記検出装置の出力に基いて前記受信側基準搬
送波の位相を制御することを特徴とする位相同期装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50158851A JPS5917916B2 (ja) | 1975-12-26 | 1975-12-26 | イソウドウキソウチ |
| US05/753,143 US4057762A (en) | 1975-12-26 | 1976-12-21 | Device for phase synchronizing a reproduced reference carrier signal with windows specified for preselected ones of amplitude and phase modulated signal points |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50158851A JPS5917916B2 (ja) | 1975-12-26 | 1975-12-26 | イソウドウキソウチ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5279862A JPS5279862A (en) | 1977-07-05 |
| JPS5917916B2 true JPS5917916B2 (ja) | 1984-04-24 |
Family
ID=15680788
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50158851A Expired JPS5917916B2 (ja) | 1975-12-26 | 1975-12-26 | イソウドウキソウチ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4057762A (ja) |
| JP (1) | JPS5917916B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4241451A (en) * | 1978-06-26 | 1980-12-23 | Rockwell International Corporation | Single sideband signal demodulator |
| US4348641A (en) * | 1980-01-08 | 1982-09-07 | E-Systems, Inc. | Digital baseband carrier recovery circuit |
| US4377728A (en) * | 1981-03-04 | 1983-03-22 | Motorola Inc. | Phase locked loop with improved lock-in |
| US4384357A (en) * | 1981-04-03 | 1983-05-17 | Canadian Patens & Development Limited | Self-synchronization circuit for a FFSK or MSK demodulator |
| JPS5980048A (ja) * | 1982-10-30 | 1984-05-09 | Nec Corp | 自動位相調整回路 |
| JPS59161149A (ja) * | 1983-03-04 | 1984-09-11 | Nec Corp | タイミング同期回路 |
| FR2542536B1 (fr) * | 1983-03-07 | 1985-07-12 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif de recuperation de la porteuse d'un signal d'entree module par sauts d'amplitude et par sauts de phase |
| JPS60183862A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-19 | Toshiba Corp | デイジタル信号処理回路 |
| JPS6156555A (ja) * | 1984-08-27 | 1986-03-22 | Nec Corp | 復調装置 |
| US4648100A (en) * | 1985-03-28 | 1987-03-03 | At&T Bell Laboratories | Carrier recovery circuit |
| FR2581277A1 (fr) * | 1985-04-30 | 1986-10-31 | Labo Electronique Physique | Circuit de recuperation de l'onde porteuse de systemes de transmissions numeriques |
| US4605903A (en) * | 1985-11-07 | 1986-08-12 | Motorola, Inc. | FSK demodulator with high noise immunity digital phase detector |
| US4879731A (en) * | 1988-08-24 | 1989-11-07 | Ampex Corporation | Apparatus and method for sync detection in digital data |
| DE4140132C2 (de) * | 1991-12-05 | 1994-07-21 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler Oszillator |
| FR2736488B1 (fr) * | 1995-07-06 | 1997-09-19 | Sgs Thomson Microelectronics | Detecteur de verrouillage d'un demodulateur psk ou qam |
| JP3252820B2 (ja) * | 1999-02-24 | 2002-02-04 | 日本電気株式会社 | 復調及び変調回路並びに復調及び変調方法 |
| US6269132B1 (en) | 1999-04-26 | 2001-07-31 | Intellon Corporation | Windowing function for maintaining orthogonality of channels in the reception of OFDM symbols |
| US6074086A (en) * | 1999-04-26 | 2000-06-13 | Intellon Corporation | Synchronization of OFDM signals with improved windowing |
| ES2278769T3 (es) * | 2000-06-27 | 2007-08-16 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Deteccion y correccion de saltos de fase dentro de una secuencia de fases. |
| JP6887890B2 (ja) * | 2017-06-20 | 2021-06-16 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置及びその方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3806815A (en) * | 1973-03-06 | 1974-04-23 | Nasa | Decision feedback loop for tracking a polyphase modulated carrier |
| JPS5716546B2 (ja) * | 1973-07-12 | 1982-04-06 |
-
1975
- 1975-12-26 JP JP50158851A patent/JPS5917916B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-12-21 US US05/753,143 patent/US4057762A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5279862A (en) | 1977-07-05 |
| US4057762A (en) | 1977-11-08 |
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