JP2001268041A - 直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正 - Google Patents
直交周波数分割多重システムにおけるサンプリングオフセット補正Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交周波数分割多重システムにおけるサンプ
ルイングオフセットの補正が開示されている。 【解決手段】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機
は、時間ドメインでサンプリングオフセットを検出する
と、それを補正する。ＯＦＤＭ受信機は、受信したＯＦ
ＤＭ信号に含まれるトレーニングシーケンスまたはシン
ボルをオーバサンプリングし（６２）、オーバサンプリ
ングされたトレーニングシーケンスを、該トレーニング
シーケンスの切り捨てバージョンのストアコピー（６
６）と相関付け（６４）、相関ピーク（７０）を探し出
し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさの差
分を計算することによってサンプリングオフセット（７
２）を求めている。
ルイングオフセットの補正が開示されている。 【解決手段】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機
は、時間ドメインでサンプリングオフセットを検出する
と、それを補正する。ＯＦＤＭ受信機は、受信したＯＦ
ＤＭ信号に含まれるトレーニングシーケンスまたはシン
ボルをオーバサンプリングし（６２）、オーバサンプリ
ングされたトレーニングシーケンスを、該トレーニング
シーケンスの切り捨てバージョンのストアコピー（６
６）と相関付け（６４）、相関ピーク（７０）を探し出
し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさの差
分を計算することによってサンプリングオフセット（７
２）を求めている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ：ＯＦＤＭ）
信号の処理に関する。
重化（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ：ＯＦＤＭ）
信号の処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交周波数分割多重（ｏｒｔｈｏｇｏｎ
ａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式は、データをチャ
ネル上に効率よく伝送するための強固な手法である。こ
の手法では、あるチャネルバンド幅（帯域幅）内に複数
の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを伝送
している。これらの副搬送波は、周波数分割多重（ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ
ｘｉｎｇＦＤＭ）方式のように、副搬送波周波数スペク
ラムを分離、隔離し、それによって搬送波間妨害（ｉｎ
ｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＩ
ＣＩ）を防止するためにチャネルバンド幅の大部分が無
駄に使用されている従来の伝送方式に比べて、バンド幅
効率を最適化するように配置されている。これとは対照
的に、ＯＦＤＭ副搬送波の周波数スペクトラムはＯＦＤ
Ｍチャネルバンド幅内で著しくオーバラップしている
が、それにもかかわらず、ＯＦＤＭ方式では、各副搬送
波上に変調された情報の分解と回復を可能にしている。
ａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式は、データをチャ
ネル上に効率よく伝送するための強固な手法である。こ
の手法では、あるチャネルバンド幅（帯域幅）内に複数
の副搬送波周波数（副搬送波）を使用してデータを伝送
している。これらの副搬送波は、周波数分割多重（ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ
ｘｉｎｇＦＤＭ）方式のように、副搬送波周波数スペク
ラムを分離、隔離し、それによって搬送波間妨害（ｉｎ
ｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＩ
ＣＩ）を防止するためにチャネルバンド幅の大部分が無
駄に使用されている従来の伝送方式に比べて、バンド幅
効率を最適化するように配置されている。これとは対照
的に、ＯＦＤＭ副搬送波の周波数スペクトラムはＯＦＤ
Ｍチャネルバンド幅内で著しくオーバラップしている
が、それにもかかわらず、ＯＦＤＭ方式では、各副搬送
波上に変調された情報の分解と回復を可能にしている。
【０００３】ＯＦＤＭ信号でデータをチャネル上に伝送
すると、従来の伝送手法に比べていくつかの利点が得ら
れる。１つの利点は、マルチパス遅延拡散（ｍｕｌｔｉ
ｐａｔｈ ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）に対して耐性
（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）があることである。この耐性
は、チャネルインパルス応答（ｃｈａｎｎｅｌ ｉｍｐ
ｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）の代表的な持続時間に比
べて、シンボルインターバル （ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔ
ｅｒｖａｌ）Ｔｓが相対的に長いことによるものであ
る。シンボルインターバルがこのように長いために、シ
ンボル間妨害（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒ
ｆｅｒｅｎｃｅ ＩＳＩ）が防止されている。もう１
つの利点は、周波数選択フェ−ジング（ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ）に対して耐
性があることである。ＯＦＤＭ信号に冗長性（ｒｅｄｕ
ｎｄａｎｃｙ）を挿入すると、フェ−ジング副搬送波上
にエンコード（符号化）されたデータは、他の副搬送波
から回復されたデータから再構築することが可能にな
る。さらにもう１つの利点は、スペクトラム利用が効率
化されることである。ＯＦＤＭ副搬送波は相互に非常に
近接して置かれており、しかも、相互の間に未使用周波
数空間を残しておく必要がないので、ＯＦＤＭでは、チ
ャネルを効率よく満たすことができる。さらに別の利点
は、サブチャネル等化（ｓｕｂ−ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑ
ｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が単純化していることである。
ＯＦＤＭ方式では、チャネル等化は、時間ドメイン（単
一搬送波伝送システムにおけるような）から周波数ドメ
インにシフトされ、そこでは、単純なワンタップ等化器
（ｏｎｅ−ｔａｐ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）のバンクが、
各サブチャネルの位相と振幅のひずみを個別的に調整で
きるようにしている。さらにもう１つの利点は、妨害特
性（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅ
ｓ）が良好であることである。妨害信号のパワー分布を
明らかにするようにＯＦＤＭスペクトラムを変更するこ
とが可能である。また、バンド外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａ
ｎｄ）の妨害は、チャネルバンド幅エッジ付近のＯＦＤ
Ｍ副搬送波を使用しないようにすることで低減すること
が可能である。
すると、従来の伝送手法に比べていくつかの利点が得ら
れる。１つの利点は、マルチパス遅延拡散（ｍｕｌｔｉ
ｐａｔｈ ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）に対して耐性
（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ）があることである。この耐性
は、チャネルインパルス応答（ｃｈａｎｎｅｌ ｉｍｐ
ｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）の代表的な持続時間に比
べて、シンボルインターバル （ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔ
ｅｒｖａｌ）Ｔｓが相対的に長いことによるものであ
る。シンボルインターバルがこのように長いために、シ
ンボル間妨害（ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒ
ｆｅｒｅｎｃｅ ＩＳＩ）が防止されている。もう１
つの利点は、周波数選択フェ−ジング（ｆｒｅｑｕｅｎ
ｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ）に対して耐
性があることである。ＯＦＤＭ信号に冗長性（ｒｅｄｕ
ｎｄａｎｃｙ）を挿入すると、フェ−ジング副搬送波上
にエンコード（符号化）されたデータは、他の副搬送波
から回復されたデータから再構築することが可能にな
る。さらにもう１つの利点は、スペクトラム利用が効率
化されることである。ＯＦＤＭ副搬送波は相互に非常に
近接して置かれており、しかも、相互の間に未使用周波
数空間を残しておく必要がないので、ＯＦＤＭでは、チ
ャネルを効率よく満たすことができる。さらに別の利点
は、サブチャネル等化（ｓｕｂ−ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑ
ｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が単純化していることである。
ＯＦＤＭ方式では、チャネル等化は、時間ドメイン（単
一搬送波伝送システムにおけるような）から周波数ドメ
インにシフトされ、そこでは、単純なワンタップ等化器
（ｏｎｅ−ｔａｐ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）のバンクが、
各サブチャネルの位相と振幅のひずみを個別的に調整で
きるようにしている。さらにもう１つの利点は、妨害特
性（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅ
ｓ）が良好であることである。妨害信号のパワー分布を
明らかにするようにＯＦＤＭスペクトラムを変更するこ
とが可能である。また、バンド外（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａ
ｎｄ）の妨害は、チャネルバンド幅エッジ付近のＯＦＤ
Ｍ副搬送波を使用しないようにすることで低減すること
が可能である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ方式には上述
した利点があるが、従来から実現されているＯＦＤＭ方
式には、いくつかの困難な問題と実用上の制約もある。
１つの困難な問題は、送信機のサンプルレートを受信機
のサンプルレートと同期させ、サンプリングレートオフ
セット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｅ ｏｆｆｓｅｔ）
を除去するという問題である。これらの２サンプリング
レート間にミスマッチ（ｍｉｓ−ｍａｔｃｈ）がある
と、周波数オフセットが小さいときは、２ｍ系サブシン
ボルコンステレーション（２ｍ ａｒｙ ｓｕｂ−ｓｙ
ｍｂｏｌ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）がフレーム内
でシンボルからシンボルへ回転することになる。しかる
に、周波数オフセットが大きいときは、受信信号の周波
数スペクトラムが伸縮することになる。これらのどちら
も、ＢＥＲ増加の原因になっている。サンプリングレー
トオフセットの原因の１つは、サンプリング周波数オフ
セット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆ
ｆｓｅｔ）が存在することである。サンプリング周波数
オフセットは、送信機で使用されるサンプリングレート
よりも高いか、あるいは低い周波数で受信信号を受信機
でサンプリングするときに発生している。サンプリング
レートオフセットのもう１つの原因は、サンプリング位
相オフセット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｐｈａｓｅ ｏｆｆ
ｓｅｔ）が存在することである。サンプリング位相オフ
セットは、送信機のサンプリングレートからオフセット
した位相で受信信号を受信機でサンプリングするときに
発生している。サンプリング周波数オフセットとサンプ
リング位相オフセットのどちらも、受信機のパフォーマ
ンスに悪い影響を与えるので、受信機を正しく同期させ
るために補正する必要がある。本発明はこの問題を解決
することを目的としている。
した利点があるが、従来から実現されているＯＦＤＭ方
式には、いくつかの困難な問題と実用上の制約もある。
１つの困難な問題は、送信機のサンプルレートを受信機
のサンプルレートと同期させ、サンプリングレートオフ
セット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｅ ｏｆｆｓｅｔ）
を除去するという問題である。これらの２サンプリング
レート間にミスマッチ（ｍｉｓ−ｍａｔｃｈ）がある
と、周波数オフセットが小さいときは、２ｍ系サブシン
ボルコンステレーション（２ｍ ａｒｙ ｓｕｂ−ｓｙ
ｍｂｏｌ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）がフレーム内
でシンボルからシンボルへ回転することになる。しかる
に、周波数オフセットが大きいときは、受信信号の周波
数スペクトラムが伸縮することになる。これらのどちら
も、ＢＥＲ増加の原因になっている。サンプリングレー
トオフセットの原因の１つは、サンプリング周波数オフ
セット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆ
ｆｓｅｔ）が存在することである。サンプリング周波数
オフセットは、送信機で使用されるサンプリングレート
よりも高いか、あるいは低い周波数で受信信号を受信機
でサンプリングするときに発生している。サンプリング
レートオフセットのもう１つの原因は、サンプリング位
相オフセット（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｐｈａｓｅ ｏｆｆ
ｓｅｔ）が存在することである。サンプリング位相オフ
セットは、送信機のサンプリングレートからオフセット
した位相で受信信号を受信機でサンプリングするときに
発生している。サンプリング周波数オフセットとサンプ
リング位相オフセットのどちらも、受信機のパフォーマ
ンスに悪い影響を与えるので、受信機を正しく同期させ
るために補正する必要がある。本発明はこの問題を解決
することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】直交周波数分割多重（Ｏ
ＦＤＭ）受信機は、時間ドメインでサンプリングオフセ
ットを検出し、補正する。ＯＦＤＭ受信機は、受信した
ＯＦＤＭ信号内のトレーニングシーケンス（ｔｒａｉｎ
ｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）またはシンボルをオーバサ
ンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｅ）し、オーバサンプ
リングしたトレーニングシーケンスを、そのトレーニン
グシーケンスの切り捨てバージョン（ｔｒｕｎｃａｔｅ
ｄ ｖｅｒｓｉｏｎ）のストアされたコピー（ｓｔｏｒ
ｅｄ ｃｏｐｙ）と相関付け（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）、
相関ピーク（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｅａｋ）を探
し出し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさ
の差分を計算することによってサンプリングオフセット
を導き出している。
ＦＤＭ）受信機は、時間ドメインでサンプリングオフセ
ットを検出し、補正する。ＯＦＤＭ受信機は、受信した
ＯＦＤＭ信号内のトレーニングシーケンス（ｔｒａｉｎ
ｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）またはシンボルをオーバサ
ンプリング（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｅ）し、オーバサンプ
リングしたトレーニングシーケンスを、そのトレーニン
グシーケンスの切り捨てバージョン（ｔｒｕｎｃａｔｅ
ｄ ｖｅｒｓｉｏｎ）のストアされたコピー（ｓｔｏｒ
ｅｄ ｃｏｐｙ）と相関付け（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）、
相関ピーク（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｅａｋ）を探
し出し、相関ピーク付近にある相関サンプル間の大きさ
の差分を計算することによってサンプリングオフセット
を導き出している。
【０００６】本発明の特徴および利点については、以下
の説明で明らかにするが、その説明は単なる例として示
したものである。
の説明で明らかにするが、その説明は単なる例として示
したものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１を参照して説明すると、代表
的なＯＦＤＭ受信機１０の第１エレメントはＲＦ受信機
１２である。ＲＦ受信機１２には、多種類のものが存在
し、これらはこの分野では周知であるが、ＲＦ受信機１
２は、アンテナ１４、低ノイズ増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉ
ｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒＬＮＡ）１６、ＲＦバンドパ
スフィルタ（ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）１８、
自動利得制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎ
ｔｒｏｌ ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦ
搬送波周波数ローカルオシレータ２４、およびＩＦバン
ドパスフィルタ２６を備えているのが代表的である。
的なＯＦＤＭ受信機１０の第１エレメントはＲＦ受信機
１２である。ＲＦ受信機１２には、多種類のものが存在
し、これらはこの分野では周知であるが、ＲＦ受信機１
２は、アンテナ１４、低ノイズ増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉ
ｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒＬＮＡ）１６、ＲＦバンドパ
スフィルタ（ｂａｎｄｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）１８、
自動利得制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎ
ｔｒｏｌ ＡＧＣ）回路２０、ＲＦミキサ２２、ＲＦ
搬送波周波数ローカルオシレータ２４、およびＩＦバン
ドパスフィルタ２６を備えているのが代表的である。
【０００８】チャネルを通って送られてきたＲＦ ＯＦ
ＤＭ変調搬送波は、アンテナ１４を経てＲＦ受信機１２
に入力される。そのあと、ＲＦローカルオシレータ２４
で生成された周波数ｆｃｒの受信搬送波と前記ＲＦ Ｏ
ＦＤＭ変調搬送波とをミックスすることにより、ＲＦ受
信機１２はＲＦ ＯＦＤＭ変調搬送波を下方変換（ｄｏ
ｗｎｃｏｎｖｅｒｔ）し、受信ＩＦ ＯＦＤＭ信号を得
ている。受信搬送波と送信搬送波との周波数差分は、搬
送波周波数オフセット、つまり、デルタｆｃの一因にな
っている。
ＤＭ変調搬送波は、アンテナ１４を経てＲＦ受信機１２
に入力される。そのあと、ＲＦローカルオシレータ２４
で生成された周波数ｆｃｒの受信搬送波と前記ＲＦ Ｏ
ＦＤＭ変調搬送波とをミックスすることにより、ＲＦ受
信機１２はＲＦ ＯＦＤＭ変調搬送波を下方変換（ｄｏ
ｗｎｃｏｎｖｅｒｔ）し、受信ＩＦ ＯＦＤＭ信号を得
ている。受信搬送波と送信搬送波との周波数差分は、搬
送波周波数オフセット、つまり、デルタｆｃの一因にな
っている。
【０００９】この受信ＩＦ ＯＦＤＭ信号はミキサ２８
とミキサ３０の両方に入力され、それぞれ同位相（ｉｎ
−ｐｈａｓｅ）ＩＦ信号および９０ｏ位相シフト（直角
位相）ＩＦ信号とミックスされ、それぞれ同位相および
直角位相ＯＦＤＭ信号が得られる。ミキサ２８に入力さ
れる同位相ＩＦ信号はＩＦローカルオシレータ３２から
得られる。ミキサ３０に入力される９０ｏ位相シフトＩ
Ｆ信号は、同位相ＩＦ信号を９０ｏ 位相シフタ３４に
通すことによって、ＩＦローカルオシレータ３２の同位
相ＩＦ信号から得てからミキサ３０に入力されている。
とミキサ３０の両方に入力され、それぞれ同位相（ｉｎ
−ｐｈａｓｅ）ＩＦ信号および９０ｏ位相シフト（直角
位相）ＩＦ信号とミックスされ、それぞれ同位相および
直角位相ＯＦＤＭ信号が得られる。ミキサ２８に入力さ
れる同位相ＩＦ信号はＩＦローカルオシレータ３２から
得られる。ミキサ３０に入力される９０ｏ位相シフトＩ
Ｆ信号は、同位相ＩＦ信号を９０ｏ 位相シフタ３４に
通すことによって、ＩＦローカルオシレータ３２の同位
相ＩＦ信号から得てからミキサ３０に入力されている。
【００１０】次に、同位相と直角位相ＯＦＤＭ信号はア
ナログ・デジタルコンバータ（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄ
ｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒＡＤＣ）３６、３８
に通され、そこで、これらの信号は、クロック回路４０
によって決まるサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタ
ル化される。ＡＤＣ３６と３８からは、同位相と直角位
相離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するデジタルサンプルが
出力される。受信機のサンプリングレートと送信機のサ
ンプリングレートとの差分はサンプリングレートオフセ
ット、つまり、デルタｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒｆｃｋ＿ｔで
ある。
ナログ・デジタルコンバータ（ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ｄ
ｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒＡＤＣ）３６、３８
に通され、そこで、これらの信号は、クロック回路４０
によって決まるサンプリングレートｆｃｋ＿ｒでデジタ
ル化される。ＡＤＣ３６と３８からは、同位相と直角位
相離散時間ＯＦＤＭ信号を形成するデジタルサンプルが
出力される。受信機のサンプリングレートと送信機のサ
ンプリングレートとの差分はサンプリングレートオフセ
ット、つまり、デルタｆｃｋ＝ｆｃｋ＿ｒｆｃｋ＿ｔで
ある。
【００１１】そのあと、ＡＤＣ３６と３８からの、未フ
ィルタ処理（ｕｎｆｉｌｔｅｒｅｄ）の同位相と直角位
相離散時間ＯＦＤＭ信号は、それぞれデジタルローパス
フィルタ４２と４４に通される。デジタルローパスフィ
ルタ４２と４４の出力は、それぞれ受信ＯＦＤＭ信号の
フィルタ処理された同位相と直角位相サンプルである。
このようにして、受信ＯＦＤＭ信号は、それぞれが複素
数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値成分と虚
数値成分を表している同位相（ｑｉ）サンプルと直角位
相（ｐｉ）サンプルに変換される。受信ＯＦＤＭ信号
の、これらの同位相と直角位相（実数値と虚数値）サン
プルはＤＳＰ４６に送られる。なお、ある種の実現形態
による従来の受信機１０では、アナログからデジタルへ
の変換はＩＦミキシングプロセスの前に行われている。
この種の実現形態では、ミキシングプロセスは、デジタ
ルミキサとデジタル周波数シンセサイザを使用して行わ
れている。また、多くの実現形態による従来の受信機１
０では、デジタルからアナログへの変換はフィルタ処理
のあとで行われている。
ィルタ処理（ｕｎｆｉｌｔｅｒｅｄ）の同位相と直角位
相離散時間ＯＦＤＭ信号は、それぞれデジタルローパス
フィルタ４２と４４に通される。デジタルローパスフィ
ルタ４２と４４の出力は、それぞれ受信ＯＦＤＭ信号の
フィルタ処理された同位相と直角位相サンプルである。
このようにして、受信ＯＦＤＭ信号は、それぞれが複素
数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ＝ｑｉ＋ｊｐｉの実数値成分と虚
数値成分を表している同位相（ｑｉ）サンプルと直角位
相（ｐｉ）サンプルに変換される。受信ＯＦＤＭ信号
の、これらの同位相と直角位相（実数値と虚数値）サン
プルはＤＳＰ４６に送られる。なお、ある種の実現形態
による従来の受信機１０では、アナログからデジタルへ
の変換はＩＦミキシングプロセスの前に行われている。
この種の実現形態では、ミキシングプロセスは、デジタ
ルミキサとデジタル周波数シンセサイザを使用して行わ
れている。また、多くの実現形態による従来の受信機１
０では、デジタルからアナログへの変換はフィルタ処理
のあとで行われている。
【００１２】ＤＳＰ４６は、受信ＯＦＤＭ信号の同位相
と直角位相サンプルに対してさまざまなオペレーション
を実行する。そのようなオペレーションとして、ａ）受
信ＯＦＤＭ信号内のシンボルとデータフレームのタイミ
ングに受信機１０を同期させること、ｂ）受信ＯＦＤＭ
信号から周期的プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅ
ｆｉｘｅｓ）を除去すること、ｃ）受信ＯＦＤＭ信号の
離散フーリエ変換（ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
ｔｒａｎｓｆｏｒｍＤＦＴ）、好ましくは高速フーリ
エ変換（ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍＦＦＴ）を計算して、各ＯＦＤＭシンボルインターバ
ル期間に副搬送波を変調するために使用された周波数ド
メインサブシンボル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉ
ｎ ｓｕｂ−ｓｙｍｂｏｌｓ）のシーケンスを回復する
こと、ｄ）必要であれば、副搬送波に対してチャネル等
化（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を行
うこと、ｅ）ＯＦＤＭ信号の副搬送波をＦＦＴ計算によ
って復調することによって、ＯＦＤＭ信号の各シンボル
から周波数ドメインサブシンボルのシーケンスを計算す
ること、などがある。そのあと、ＤＳＰ４６は、これら
のサブシンボルのシーケンスをデコーダ４８に送る。
と直角位相サンプルに対してさまざまなオペレーション
を実行する。そのようなオペレーションとして、ａ）受
信ＯＦＤＭ信号内のシンボルとデータフレームのタイミ
ングに受信機１０を同期させること、ｂ）受信ＯＦＤＭ
信号から周期的プレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅ
ｆｉｘｅｓ）を除去すること、ｃ）受信ＯＦＤＭ信号の
離散フーリエ変換（ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
ｔｒａｎｓｆｏｒｍＤＦＴ）、好ましくは高速フーリ
エ変換（ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍＦＦＴ）を計算して、各ＯＦＤＭシンボルインターバ
ル期間に副搬送波を変調するために使用された周波数ド
メインサブシンボル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉ
ｎ ｓｕｂ−ｓｙｍｂｏｌｓ）のシーケンスを回復する
こと、ｄ）必要であれば、副搬送波に対してチャネル等
化（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を行
うこと、ｅ）ＯＦＤＭ信号の副搬送波をＦＦＴ計算によ
って復調することによって、ＯＦＤＭ信号の各シンボル
から周波数ドメインサブシンボルのシーケンスを計算す
ること、などがある。そのあと、ＤＳＰ４６は、これら
のサブシンボルのシーケンスをデコーダ４８に送る。
【００１３】デコーダ４８は、ＤＳＰ４６から送られて
きた周波数ドメインサブシンボルのシーケンスから送信
データビットを回復する。この回復は、周波数ドメイン
サブシンボルをデコードし、データビットのストリーム
を得ることによって行われる。理想的には、このデータ
ビットストリームは、ＯＦＤＭ送信機に送り込まれたデ
ータビットストリームに一致したものが得られる。この
デコードプロセスでは、例えば、ソフト・ヴィタビ（Ｖ
ｉｔｅｒｂｉ）デコード化および／またはリードソロモ
ン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）デコード化によって、
ブロックおよび／またはコンボルーション（ｃｏｎｖｏ
ｌｕｔｉｏｎ）エンコードサブシンボルからデータを回
復することができる。
きた周波数ドメインサブシンボルのシーケンスから送信
データビットを回復する。この回復は、周波数ドメイン
サブシンボルをデコードし、データビットのストリーム
を得ることによって行われる。理想的には、このデータ
ビットストリームは、ＯＦＤＭ送信機に送り込まれたデ
ータビットストリームに一致したものが得られる。この
デコードプロセスでは、例えば、ソフト・ヴィタビ（Ｖ
ｉｔｅｒｂｉ）デコード化および／またはリードソロモ
ン（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ）デコード化によって、
ブロックおよび／またはコンボルーション（ｃｏｎｖｏ
ｌｕｔｉｏｎ）エンコードサブシンボルからデータを回
復することができる。
【００１４】デジタルテレビジョンまたはワイヤレス
（無線）ローカルエリアネットワーク（ｗｉｒｅｌｅｓ
ｓ ｌｏｃａｌ ａｒｅａ ｎｅｔｗｏｒｋＷＬＡＮ）
を実現しているような、代表的なＯＦＤＭデータ伝送シ
ステムでは、データは、データフレームと呼ばれるシン
ボルグループの形でＯＦＤＭ信号に入れて伝送されてい
る。この概念を示したのが図２であり、そこでは、デー
タフレームはＭ個の連続シンボル５２ａ、５２
ｂ、．．．、５２Ｍを含み、その各々には、ガードイン
ターバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＴｇがＯＦ
ＤＭシンボルインターバルＴｓと一緒に含まれている。
従って、各シンボルは総持続時間がＴｇ＋Ｔｓになって
いる。アプリケーションによっては、データフレーム
は、デジタルＴＶの放送のように連続的に伝送すること
も、あるいはデータフレームは、ＷＬＡＮの実装のよう
に、ランダム時間にバーストで伝送することも可能であ
る。
（無線）ローカルエリアネットワーク（ｗｉｒｅｌｅｓ
ｓ ｌｏｃａｌ ａｒｅａ ｎｅｔｗｏｒｋＷＬＡＮ）
を実現しているような、代表的なＯＦＤＭデータ伝送シ
ステムでは、データは、データフレームと呼ばれるシン
ボルグループの形でＯＦＤＭ信号に入れて伝送されてい
る。この概念を示したのが図２であり、そこでは、デー
タフレームはＭ個の連続シンボル５２ａ、５２
ｂ、．．．、５２Ｍを含み、その各々には、ガードイン
ターバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）ＴｇがＯＦ
ＤＭシンボルインターバルＴｓと一緒に含まれている。
従って、各シンボルは総持続時間がＴｇ＋Ｔｓになって
いる。アプリケーションによっては、データフレーム
は、デジタルＴＶの放送のように連続的に伝送すること
も、あるいはデータフレームは、ＷＬＡＮの実装のよう
に、ランダム時間にバーストで伝送することも可能であ
る。
【００１５】次に、図３を参照して説明すると、図は本
発明の実施例を示したものである。図３の構成は、図５
に示すように、図１の受信機で採用することが可能であ
る。なお、図示の例では、本発明は個別サンプリングオ
フセット補正ループ（ｄｉｓｔｉｎｃｔ ｓａｍｐｌｉ
ｎｇ ｏｆｆｓｅｔ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｌｏｏ
ｐ）として示されているが、これは、明瞭にし、参照を
しやすくし、本発明の理解を容易にするためである。
発明の実施例を示したものである。図３の構成は、図５
に示すように、図１の受信機で採用することが可能であ
る。なお、図示の例では、本発明は個別サンプリングオ
フセット補正ループ（ｄｉｓｔｉｎｃｔ ｓａｍｐｌｉ
ｎｇ ｏｆｆｓｅｔ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｌｏｏ
ｐ）として示されているが、これは、明瞭にし、参照を
しやすくし、本発明の理解を容易にするためである。
【００１６】本発明は、ＥＴＳＩ−ＢＲＡＮ ＨＩＰＥ
ＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）とＩＥＥＥ ８０２．１１
ａ（米国）ワイヤレスＬＡＮ標準案に準拠している受信
機で動作する。なお、これらの標準案は、引用により本
明細書の一部になっている。しかし、当業者ならば理解
されるように、本発明の教示事項は他のＯＦＤＭシステ
ムで実現することも可能である。
ＲＬＡＮ／２（ヨーロッパ）とＩＥＥＥ ８０２．１１
ａ（米国）ワイヤレスＬＡＮ標準案に準拠している受信
機で動作する。なお、これらの標準案は、引用により本
明細書の一部になっている。しかし、当業者ならば理解
されるように、本発明の教示事項は他のＯＦＤＭシステ
ムで実現することも可能である。
【００１７】上記に示したワイヤレスＬＡＮ標準は、Ｏ
ＦＤＭ伝送を検出するのにトレーニングシーケンスを使
用することを提案している。トレーニングシーケンス
（例えば、トレーニングシーケンスＡまたはＢ）は、あ
らかじめ決めた数のパイロット副搬送波またはビン（ｂ
ｉｎ）（例えば、１２個のパイロット副搬送波）に乗せ
て伝送される、一連の短ＯＦＤＭトレーニングシンボル
（既知の振幅と位相をもつ）を含んでいる。その他の副
搬送波（例えば、５２個の副搬送波）はすべて、トレー
ニングシーケンスの伝送期間中ゼロのままになってい
る。ここでは、上記ＬＡＮ標準のトレーニングシーケン
スを使用することが説明されているが、別のトレーニン
グシーケンスとシンボルを使用することも可能であり、
これは「特許請求の範囲」に定義されている本発明の範
囲に属するものである。図６と図７は、ＨＹＰＥＲＬＡ
Ｎ／２のトレーニングシーケンスＢの例を、周波数ドメ
インと時間ドメインで表したものである。図６に示すよ
うに、トレーニングシーケンスは１６サンプルのブロッ
クをもち、これはトレーニングシンボルごとに４回繰り
返されている。本発明によれは、以下で詳しく説明する
ように、この繰り返しブロックまたは時間周期が利用さ
れている。
ＦＤＭ伝送を検出するのにトレーニングシーケンスを使
用することを提案している。トレーニングシーケンス
（例えば、トレーニングシーケンスＡまたはＢ）は、あ
らかじめ決めた数のパイロット副搬送波またはビン（ｂ
ｉｎ）（例えば、１２個のパイロット副搬送波）に乗せ
て伝送される、一連の短ＯＦＤＭトレーニングシンボル
（既知の振幅と位相をもつ）を含んでいる。その他の副
搬送波（例えば、５２個の副搬送波）はすべて、トレー
ニングシーケンスの伝送期間中ゼロのままになってい
る。ここでは、上記ＬＡＮ標準のトレーニングシーケン
スを使用することが説明されているが、別のトレーニン
グシーケンスとシンボルを使用することも可能であり、
これは「特許請求の範囲」に定義されている本発明の範
囲に属するものである。図６と図７は、ＨＹＰＥＲＬＡ
Ｎ／２のトレーニングシーケンスＢの例を、周波数ドメ
インと時間ドメインで表したものである。図６に示すよ
うに、トレーニングシーケンスは１６サンプルのブロッ
クをもち、これはトレーニングシンボルごとに４回繰り
返されている。本発明によれは、以下で詳しく説明する
ように、この繰り返しブロックまたは時間周期が利用さ
れている。
【００１８】図３に戻って説明すると、図には、サンプ
リングオフセット補正システム６０が示されている。当
然に理解されるように、システム６０はソフトウェアで
実現することも、ハードウェアで実現することも、ある
いはその組み合わせで実現することも可能である。ペア
のサンプラ（例えば、ＡＤＣ）６２と７８は、受信した
ＯＦＤＭ信号をサンプリングする。上述したように、受
信ＯＦＤＭ信号は、それぞれ複素数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ
＝ｑｉ＋ｊｑｉの実数値成分と虚数値成分を表している
同位相（ｑｉ）部分と直角位相（ｐｉ）部分を含んでい
る。サンプラ７８は、所与のサンプルレート（送信機の
サンプリングレートに近いものが選択されている）でＯ
ＦＤＭ信号をサンプリングし、サンプリングしたＯＦＤ
Ｍ信号をサンプリングレートコンバータ７６に渡す。こ
れは、以下で詳しく説明するように、ダウンストリーム
側での処理（例えば、ＦＦＴなど）に備えたものであ
る。サンプラ６２は受信ＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決
めた係数（例えば、係数が２）だけアップサンプリング
またはオーバサンプリングし、アップサンプリングした
信号を相関器モジュール（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ ｍｏ
ｄｕｌｅ）６４に渡す。受信ＯＦＤＭ信号をオーバサン
プリングすると、以下で詳しく説明するように、有意誤
差を求めるために必要な、ＯＦＤＭ信号の解像度（ｒｅ
ｓｏｌｕｔｉｏｎ）が得られる。なお、当業者には公知
であるように、サンプラ７８とサンプラ６２は、いく通
りかの方法で相互接続することが可能である。例えば、
サンプラ７８とサンプラ６２は、ＯＦＤＭ信号を２の係
数だけオーバサンプリングするように両方のサンプラ７
８と６２を駆動するクロック回路（図示せず）で駆動さ
せることができる。このケースでは、サンプラ６２はサ
ンプルを１つひとつ相関器モジュール６４に渡すことに
なり、サンプラ７８は他のサンプラを１つひとつサンプ
リングレートコンバータ７６に渡すことになる。
リングオフセット補正システム６０が示されている。当
然に理解されるように、システム６０はソフトウェアで
実現することも、ハードウェアで実現することも、ある
いはその組み合わせで実現することも可能である。ペア
のサンプラ（例えば、ＡＤＣ）６２と７８は、受信した
ＯＦＤＭ信号をサンプリングする。上述したように、受
信ＯＦＤＭ信号は、それぞれ複素数値ＯＦＤＭ信号ｒｉ
＝ｑｉ＋ｊｑｉの実数値成分と虚数値成分を表している
同位相（ｑｉ）部分と直角位相（ｐｉ）部分を含んでい
る。サンプラ７８は、所与のサンプルレート（送信機の
サンプリングレートに近いものが選択されている）でＯ
ＦＤＭ信号をサンプリングし、サンプリングしたＯＦＤ
Ｍ信号をサンプリングレートコンバータ７６に渡す。こ
れは、以下で詳しく説明するように、ダウンストリーム
側での処理（例えば、ＦＦＴなど）に備えたものであ
る。サンプラ６２は受信ＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決
めた係数（例えば、係数が２）だけアップサンプリング
またはオーバサンプリングし、アップサンプリングした
信号を相関器モジュール（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ ｍｏ
ｄｕｌｅ）６４に渡す。受信ＯＦＤＭ信号をオーバサン
プリングすると、以下で詳しく説明するように、有意誤
差を求めるために必要な、ＯＦＤＭ信号の解像度（ｒｅ
ｓｏｌｕｔｉｏｎ）が得られる。なお、当業者には公知
であるように、サンプラ７８とサンプラ６２は、いく通
りかの方法で相互接続することが可能である。例えば、
サンプラ７８とサンプラ６２は、ＯＦＤＭ信号を２の係
数だけオーバサンプリングするように両方のサンプラ７
８と６２を駆動するクロック回路（図示せず）で駆動さ
せることができる。このケースでは、サンプラ６２はサ
ンプルを１つひとつ相関器モジュール６４に渡すことに
なり、サンプラ７８は他のサンプラを１つひとつサンプ
リングレートコンバータ７６に渡すことになる。
【００１９】相関器モジュール６４は、サンプラ６２か
ら受信したアップサンプリング信号を、ローカルメモリ
６６にストアされているトレーニングシーケンス（例え
ば、上記ワイヤレス標準のトレーニングシーケンスＢ）
の時間ドメインサンプルと相関付ける。このトレーニン
グシーケンス例に含まれる各サンプルは、値がｓｑｒｔ
（１３／６）＊［（１＋ｊ）または（−１−ｊ）］にな
っている。各サンプル値をストアするためにメモリがど
のように割り振られるかは、特定のＯＦＤＭ受信機の設
計によって決まる。ストアされるトレーニングシーケン
スのバージョン（ストアバージョン）は、好ましくは、
トレーニングシーケンスＢの繰り返しサンプルブロック
（例えば、１６サンプル）の１つに対応するように切り
捨てられたトレーニングシーケンスのバージョン（切り
捨てバージョン）になっている。具体的に説明すると、
切り捨てられたトレーニングシーケンスのストアバージ
ョンは、サンプラ６２で使用されたものと同じの、あら
かじめ決めた係数（例えば、係数が２）だけオーバサン
プリングされた繰り返しブロックのオーバサンプリング
バージョン（例えば、３２サンプル）に対応しているこ
とが好ましい。切り捨てられたバージョンのトレーニン
グシーケンスだけをストアするようにすると、それがオ
ーバサンプリングされたものであっても、トレーニング
シーケンス全体（つまり、トレーニングシーメンスがオ
ーバサンプリングされていなければ、６４サンプル）が
ローカルメモリ６６にストアされないので、ローカルメ
モリ６６内のメモリスペースの利用効率が向上すること
になる。
ら受信したアップサンプリング信号を、ローカルメモリ
６６にストアされているトレーニングシーケンス（例え
ば、上記ワイヤレス標準のトレーニングシーケンスＢ）
の時間ドメインサンプルと相関付ける。このトレーニン
グシーケンス例に含まれる各サンプルは、値がｓｑｒｔ
（１３／６）＊［（１＋ｊ）または（−１−ｊ）］にな
っている。各サンプル値をストアするためにメモリがど
のように割り振られるかは、特定のＯＦＤＭ受信機の設
計によって決まる。ストアされるトレーニングシーケン
スのバージョン（ストアバージョン）は、好ましくは、
トレーニングシーケンスＢの繰り返しサンプルブロック
（例えば、１６サンプル）の１つに対応するように切り
捨てられたトレーニングシーケンスのバージョン（切り
捨てバージョン）になっている。具体的に説明すると、
切り捨てられたトレーニングシーケンスのストアバージ
ョンは、サンプラ６２で使用されたものと同じの、あら
かじめ決めた係数（例えば、係数が２）だけオーバサン
プリングされた繰り返しブロックのオーバサンプリング
バージョン（例えば、３２サンプル）に対応しているこ
とが好ましい。切り捨てられたバージョンのトレーニン
グシーケンスだけをストアするようにすると、それがオ
ーバサンプリングされたものであっても、トレーニング
シーケンス全体（つまり、トレーニングシーメンスがオ
ーバサンプリングされていなければ、６４サンプル）が
ローカルメモリ６６にストアされないので、ローカルメ
モリ６６内のメモリスペースの利用効率が向上すること
になる。
【００２０】オーバサンプリングされたＯＦＤＭ信号
と、トレーニングシーケンスの切り捨てバージョンとの
相関は、ストアされたトレーニングシーケンスがＯＦＤ
Ｍ信号に含まれるトレーニングシーケンスに一致したと
き最大になる。従って、相関出力のパワーのピークを利
用すると、受信信号がストアされたトレーニングシーケ
ンスといつ一致したかを判断することができる。
と、トレーニングシーケンスの切り捨てバージョンとの
相関は、ストアされたトレーニングシーケンスがＯＦＤ
Ｍ信号に含まれるトレーニングシーケンスに一致したと
き最大になる。従って、相関出力のパワーのピークを利
用すると、受信信号がストアされたトレーニングシーケ
ンスといつ一致したかを判断することができる。
【００２１】相関器モジュール６４の出力が複素数信号
であるのは、入力（つまり、ストアされたトレーニング
シーケンスとＯＦＤＭ信号）が複素数であるからであ
る。パワーモジュール６８は、特定のＯＦＤＭ受信機の
設計に応じて、相関信号の各サンプルのパワーまたは大
きさを２通りの方法で計算することができる。１つの方
法では、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数
サンプルの二乗大きさ（ｓｑｕａｒｅｄ ｍａｇｎｉｔ
ｕｄｅ）（つまり、パワー）を計算して、相関信号のパ
ワーを示す実数を生成することができる。第２の方法で
は、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数サン
プルの大きさ（二乗大きさとは対照的に）を得ることが
できる。
であるのは、入力（つまり、ストアされたトレーニング
シーケンスとＯＦＤＭ信号）が複素数であるからであ
る。パワーモジュール６８は、特定のＯＦＤＭ受信機の
設計に応じて、相関信号の各サンプルのパワーまたは大
きさを２通りの方法で計算することができる。１つの方
法では、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数
サンプルの二乗大きさ（ｓｑｕａｒｅｄ ｍａｇｎｉｔ
ｕｄｅ）（つまり、パワー）を計算して、相関信号のパ
ワーを示す実数を生成することができる。第２の方法で
は、パワーモジュール６８は、相関信号の各複素数サン
プルの大きさ（二乗大きさとは対照的に）を得ることが
できる。
【００２２】ピークロケータモジュール（ｐｅａｋ ｌ
ｏｃａｔｏｒ ｍｏｄｕｌｅ）７０は、パワーモジュー
ル６８から出力された相関パワーシーケンスをサーチ
し、相関パワーシーケンスの中で最大パワーまたは大き
さ値をもつサンプルを探し出す。最大値が見つかると、
ピークロケータモジュール７０は、ピークロケーション
のインデックスを誤差計算モジュール（ｅｒｒｏｒ ｃ
ｏｍｐｕｔａｔｉｏｎｍｏｄｕｌｅ）７２に出力する。
このインデックスは基準点（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏ
ｉｎｔ）として誤差計算モジュール７２によって使用さ
れる。
ｏｃａｔｏｒ ｍｏｄｕｌｅ）７０は、パワーモジュー
ル６８から出力された相関パワーシーケンスをサーチ
し、相関パワーシーケンスの中で最大パワーまたは大き
さ値をもつサンプルを探し出す。最大値が見つかると、
ピークロケータモジュール７０は、ピークロケーション
のインデックスを誤差計算モジュール（ｅｒｒｏｒ ｃ
ｏｍｐｕｔａｔｉｏｎｍｏｄｕｌｅ）７２に出力する。
このインデックスは基準点（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏ
ｉｎｔ）として誤差計算モジュール７２によって使用さ
れる。
【００２３】上述したように、ＯＦＤＭ信号をオーバサ
ンプリングすると、相関サンプルの数が増加するので、
誤差計算モジュール７２は有意サンプリング誤差（ｍｅ
ａｎｉｎｇｆｕｌ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｅｒｒｏｒ）を
求めることができる。例えば、図４はメイン相関ピーク
（ｍａｉｎ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｅａｋ）８０
と、メイン相関ピークの両サイドにあるペアの小相関ピ
ーク８２と８４を示している。ＯＦＤＭ信号がサンプラ
６２によってオーバサンプリングされていなければ、メ
イン相関ピーク８０だけが存在することになるので、誤
差計算モジュール７２は、メインピーク８０付近の相関
ピークの大きさから求められるサンプリング誤差８６を
判断できないことになる。これについては、以下で詳し
く説明する。
ンプリングすると、相関サンプルの数が増加するので、
誤差計算モジュール７２は有意サンプリング誤差（ｍｅ
ａｎｉｎｇｆｕｌ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｅｒｒｏｒ）を
求めることができる。例えば、図４はメイン相関ピーク
（ｍａｉｎ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｅａｋ）８０
と、メイン相関ピークの両サイドにあるペアの小相関ピ
ーク８２と８４を示している。ＯＦＤＭ信号がサンプラ
６２によってオーバサンプリングされていなければ、メ
イン相関ピーク８０だけが存在することになるので、誤
差計算モジュール７２は、メインピーク８０付近の相関
ピークの大きさから求められるサンプリング誤差８６を
判断できないことになる。これについては、以下で詳し
く説明する。
【００２４】相関サンプルのメインピークが検出される
と、誤差計算モジュール７２は、メインピークの両サイ
ドにある相関サンプル８２と８４を分析する。サンプリ
ングオフセットが存在しないときは、周波数相関サンプ
ル８２と８４は、同じ大きさをもつことになる（図示せ
ず）。しかし、サンプリングオフセットがあれば、相関
サンプル８２と８４は、図４に示すように異なる大きさ
をもつことになる。
と、誤差計算モジュール７２は、メインピークの両サイ
ドにある相関サンプル８２と８４を分析する。サンプリ
ングオフセットが存在しないときは、周波数相関サンプ
ル８２と８４は、同じ大きさをもつことになる（図示せ
ず）。しかし、サンプリングオフセットがあれば、相関
サンプル８２と８４は、図４に示すように異なる大きさ
をもつことになる。
【００２５】計算モジュール７２は、相関ピーク８０の
両サイドにある相関サンプル８２と８４間の大きさの差
分を計算することによって誤差値を計算する。大きさの
差分は正であることもあれば、負であることもある。差
分の大きさは、ストアされたトレーニングシーケンスと
受信したトレーニングシーケンスとの同期が、どれだけ
乱れている（ｏｕｔ ｏｆ ｓｙｎｃ）かを示してい
る。差分の符号は、サンプリング周波数を増加すべき
か、減少すべきかを示している。サンプリングオフセッ
トが与えられているとき、メイン相関ピークの左側にあ
るサンプル（例えば、メインピークインデックス１）の
大きさからメイン相関ピークの右側にあるサンプル（例
えば、メインピークインデックス＋１）の値を差し引く
と、誤差値が得られる。別の方法として、誤差値は、特
定システムの要求条件に応じて右側サンプルと左側サン
プルの差分として計算することもできる。
両サイドにある相関サンプル８２と８４間の大きさの差
分を計算することによって誤差値を計算する。大きさの
差分は正であることもあれば、負であることもある。差
分の大きさは、ストアされたトレーニングシーケンスと
受信したトレーニングシーケンスとの同期が、どれだけ
乱れている（ｏｕｔ ｏｆ ｓｙｎｃ）かを示してい
る。差分の符号は、サンプリング周波数を増加すべき
か、減少すべきかを示している。サンプリングオフセッ
トが与えられているとき、メイン相関ピークの左側にあ
るサンプル（例えば、メインピークインデックス１）の
大きさからメイン相関ピークの右側にあるサンプル（例
えば、メインピークインデックス＋１）の値を差し引く
と、誤差値が得られる。別の方法として、誤差値は、特
定システムの要求条件に応じて右側サンプルと左側サン
プルの差分として計算することもできる。
【００２６】図３に戻って説明すると、誤差計算モジュ
ール７２は、計算で求めた誤差値を２次ループフィルタ
（ｓｅｃｏｎｄ ｏｒｄｅｒ ｌｏｏｐ ｆｉｌｔｅ
ｒ）７４に出力し、このフィルタでは、サンプリング誤
差がゼロになるように駆動され、受信機のサンプリング
レートが送信機のサンプリングレートと同期するように
サンプリングレートが調整される。具体的には、２次ル
ープフィルタ７４は、従来のサンプリングレートコンバ
ータ７６を通してサンプラ７８のサンプリングレートを
調整するが、別の方法として、サンプラ７８および関連
アップサンプラ６２のサンプリングレートを調整するこ
とも可能である。
ール７２は、計算で求めた誤差値を２次ループフィルタ
（ｓｅｃｏｎｄ ｏｒｄｅｒ ｌｏｏｐ ｆｉｌｔｅ
ｒ）７４に出力し、このフィルタでは、サンプリング誤
差がゼロになるように駆動され、受信機のサンプリング
レートが送信機のサンプリングレートと同期するように
サンプリングレートが調整される。具体的には、２次ル
ープフィルタ７４は、従来のサンプリングレートコンバ
ータ７６を通してサンプラ７８のサンプリングレートを
調整するが、別の方法として、サンプラ７８および関連
アップサンプラ６２のサンプリングレートを調整するこ
とも可能である。
【００２７】次に、図５を参照して説明すると、図は、
本発明が図１に示す従来のＯＦＤＭ受信機１０とどのよ
うに統合化されているかを示したものである。具体的に
説明すると、サンプリングオフセット補正システム６０
は、ミキサ２８、３０の出力と、ＤＳＰ４６の入力とに
結合されている。この構成によると、サンプリングオフ
セット補正システム６０はミキサ２８、３０から同位相
と直角位相ＯＦＤＭ信号を受信し、受信した信号を、送
信機のサンプリングレートに一致する補正サンプリング
レートでデジタル化し、デジタル化信号をＤＳＰ４６に
出力し、さらに別の処理が行われる。なお、図５には示
されていないが、図１のＬＰＦ４２とＬＰＦ４４をサン
プリングオフセット補正システム６０の出力と、ＤＳＰ
４６の入力とに結合すると、デジタル化ＯＦＤＭ信号を
フィルタ処理することも可能である。
本発明が図１に示す従来のＯＦＤＭ受信機１０とどのよ
うに統合化されているかを示したものである。具体的に
説明すると、サンプリングオフセット補正システム６０
は、ミキサ２８、３０の出力と、ＤＳＰ４６の入力とに
結合されている。この構成によると、サンプリングオフ
セット補正システム６０はミキサ２８、３０から同位相
と直角位相ＯＦＤＭ信号を受信し、受信した信号を、送
信機のサンプリングレートに一致する補正サンプリング
レートでデジタル化し、デジタル化信号をＤＳＰ４６に
出力し、さらに別の処理が行われる。なお、図５には示
されていないが、図１のＬＰＦ４２とＬＰＦ４４をサン
プリングオフセット補正システム６０の出力と、ＤＳＰ
４６の入力とに結合すると、デジタル化ＯＦＤＭ信号を
フィルタ処理することも可能である。
【００２８】以上のように、本発明の原理によれば、Ｏ
ＦＤＭ受信機でサンプリングオフセットを補正する方法
が提供されている。この方法によれば、受信したＯＦＤ
Ｍ信号をサンプリングし、このＯＦＤＭ信号には基準シ
ンボルが含まれており、サンプリングされたＯＦＤＭ信
号をストアされているシンボルと相関付け、相関ピーク
を探し出し、相関ピークの両サイドにある相関サンプル
間の大きさの差分を計算し、計算された差分からサンプ
リングオフセットを求めるようにしている。
ＦＤＭ受信機でサンプリングオフセットを補正する方法
が提供されている。この方法によれば、受信したＯＦＤ
Ｍ信号をサンプリングし、このＯＦＤＭ信号には基準シ
ンボルが含まれており、サンプリングされたＯＦＤＭ信
号をストアされているシンボルと相関付け、相関ピーク
を探し出し、相関ピークの両サイドにある相関サンプル
間の大きさの差分を計算し、計算された差分からサンプ
リングオフセットを求めるようにしている。
【００２９】以上、好ましい実施形態を参照して本発明
を説明してきたが、これらの実施形態は、請求項に記載
されている本発明の精神と範囲を逸脱しない限り、種々
態様に変更が可能であることはもちろんである。
を説明してきたが、これらの実施形態は、請求項に記載
されている本発明の精神と範囲を逸脱しない限り、種々
態様に変更が可能であることはもちろんである。
【図１】従来のＯＦＤＭ受信機を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】データフレーム内のＯＦＤＭシンボルと、それ
ぞれに対応するガードインターバルの代表的な配置を示
す図である。
ぞれに対応するガードインターバルの代表的な配置を示
す図である。
【図３】本発明によるサンプリングオフセット補正シス
テムの例を示すブロック図である。
テムの例を示すブロック図である。
【図４】サンプリングオフセット（位相および／または
周波数）が存在するときの相関パワーピークを示す図で
ある。
周波数）が存在するときの相関パワーピークを示す図で
ある。
【図５】本発明が図１に示す従来のＯＦＤＭ受信機とど
のように統合化されているかを示すブロック図である。
のように統合化されているかを示すブロック図である。
【図６】周波数ドメインにおけるトレーニングシーケン
スの例を示す図である。
スの例を示す図である。
【図７】図６のトレーニングシーケンスの時間ドメイン
を示す図である。
を示す図である。
４６ ＤＳＰ ６０ サンプリングオフセット補正システム ６２、７８ ペアのサンプラ ６４ 相関器モジュール ６６ ローカルメモリ ６８ パワーモジュール ７０ ピークロケータモジュール ７２ 誤差計算モジュール ７４ ２次ループフィルタ ７６ サンプリングレートコンバータ ８０ メイン相関ピーク ８２、８４ 左右側の相関ピーク ８６ サンプリング誤差
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 300000708 46，Ｑｕａｉ Ａ， Ｌｅ Ｇａｌｌｏ Ｆ−92648 Ｂｏｕｌｏｇｎｅ Ｃｅｄｅ ｘ Ｆｒａｎｃｅ (72)発明者 ルイス ロバート リットウィン ジュニ ア. アメリカ合衆国 46032 インディアナ州 カーメル パインビュー ドライブ 126 ナンバー８
Claims (20)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機
でサンプリングオフセットを補正する方法であって、該
方法は、 基準シンボルを含んでいる受信ＯＦＤＭ信号をサンプリ
ングするステップと、 前記サンプリングされたＯＦＤＭ信号を、ストアシンボ
ルと相関付けるステップと、 相関ピークを探し出すステップと、 前記相関ピークの両サイドにある相関サンプルの大きさ
の差分を計算するステップと、 前記計算された差分に応じてサンプリングオフセットを
補正するステップと、を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、 前記サンプリングするステップは、前記受信ＯＦＤＭ信
号を、あらかじめ決めた係数だけオーバサンプリングす
ることを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の方法において、 前記相関付けるステップは、前記オーバサンプリングさ
れたＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数だけオーバ
サンプリングされたストアシンボルと相関付けることを
含むことを特徴とする方法。 - 【請求項４】 請求項３に記載の方法において、 前記あらかじめ決めた係数は、２であることを特徴とす
る方法。 - 【請求項５】 請求項１に記載の方法において、 前記ストアシンボルは前記基準シンボルと同一であるこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の方法において、 前記ストアシンボルは、前記基準シンボルのセグメント
に対応していることを特徴とする方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、 前記ストアシンボルは、前記基準シンボル内で周期的に
繰り返されるセグメントであることを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項１に記載の方法において、 前記サンプリングするステップおよび前記相関付けるス
テップは、時間ドメインで行われることを特徴とする方
法。 - 【請求項９】 請求項１に記載の方法において、 前記相関付けるステップは、 前記ストアシンボルと前記ＯＦＤＭ信号との相関を表し
ている相関サンプルのシーケンスを出力するステップ
と、 前記シーケンス内の各相関サンプルのパワーを判断する
ステップとを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の方法において、 前記相関ピークを探し出すステップは、前記相関サンプ
ルのシーケンス内で最大パワー値をもつ相関サンプルを
見つけることによって前記相関ピークのインデックスを
判断するステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１１】 請求項９に記載の方法において、 前記各相関サンプルのパワーを判断するステップは、前
記各相関サンプルの二乗大きさを計算するステップを含
むことを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項９に記載の方法において、 前記各相関サンプルのパワーを判断するステップは、前
記各相関サンプルの大きさを求めるステップを含むこと
を特徴とする方法。 - 【請求項１３】 トレーニングシンボルをもつＯＦＤＭ
信号を受信する直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機
であって、該ＯＦＤＭ受信機は、 受信したＯＦＤＭ信号をサンプリングレートでサンプリ
ングし、複数のトレーニングシンボルサンブルを含んで
いるＯＦＤＭサンプルを生成するアナログ・デジタルコ
ンバータ（ＡＤＣ）と、 前記ＡＤＣに結合されたトレーニングシンボル検出器で
あって、前記ＯＦＤＭサンプル内のトレーニングシンボ
ルサンプルのロケーションを検出するトレーニングシン
ボル検出器と、 前記トレーニングシンボル検出器に結合されたサンプリ
ングオフセットユニットであって、前記複数のトレーニ
ングシンボルサンプルのうちの、あらかじめ決めたトレ
ーニングシンボルサンプルを比較した結果に基づいてサ
ンプリングオフセット誤差を生成するサンプリングオフ
セットユニットと、を備えていることを特徴とするＯＦ
ＤＭ受信機。 - 【請求項１４】 請求項１３に記載のＯＦＤＭ受信機に
おいて、さらに、 前記ＡＤＣおよびサンプリングオフセットユニットに結
合された補正ユニットであって、前記サンプリングオフ
セットユニットから出力された前記サンプリングオフセ
ット誤差に応じて前記ＡＤＣのサンプリングレートを調
整する補正ユニットを含んでいることを特徴とするＯＦ
ＤＭ受信機。 - 【請求項１５】 請求項１３に記載のＯＦＤＭ受信機に
おいて、 前記トレーニングシンボル検出器は、見つけられたトレ
ーニングシンボルのインデックスを出力し、前記サンプ
リングオフセットユニットは、前記インデックスの両サ
イドにあるトレーニングシンボルサンプルの大きさの差
分を計算することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項１６】 請求項１３に記載のＯＦＤＭ受信機に
おいて、 前記トレーニングシンボル検出器は、 前記ＡＤＣに結合された相関器であって、前記ＡＤＣか
ら出力された前記ＯＦＤＭサンプルを、前記トレーニン
グシンボルのストアコピーと相関付けて、複数の相関サ
ンプルを生成する相関器と、 前記相関器に結合された相関ピーク検出器であって、前
記複数の相関サンプル内の相関ピークの検出に応じて相
関ピークのインデックスを出力する相関ピーク検出器と
を含んでいることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項１７】 請求項１６に記載のＯＦＤＭ受信機に
おいて、 前記トレーニングシンボルのストアコピーは、前記ＯＦ
ＤＭ信号のトレーニングシンボル内で周期的に繰り返さ
れる、前記ＯＦＤＭ信号の前記トレーニングシンボルの
セグメントであることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項１８】 請求項１６に記載のＯＦＤＭ受信機に
おいて、 前記ＡＤＣはあらかじめ決めた解像度の相関サンプルが
前記相関器によって生成されるように前記受信したＯＦ
ＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数でオーバサンプリン
グすることを特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項１９】 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信
機でサンプリングオフセットを特定するシステムであっ
て、該システムは、 受信したＯＦＤＭ信号を、あらかじめ決めた係数でオー
バサンプリングする手段であって、前記ＯＦＤＭ信号が
基準シンボルを含んでいる手段と、 前記オーバサンプリングされたＯＦＤＭ信号を、ストア
シンボルと相関付けて相関サンプルのシーケンスを生成
する手段であって、前記ストアシンボルがあらかじめ決
めた係数でオーバサンプリングされてからストアされ
て、前記基準シンボルのセグメントに対応している手段
と、 前記相関サンプルのシーケンス内の相関ピークを探し出
す手段と、 前記相関ピーク付近にある、あらかじめ決めた相関サン
プル間の大きさの差分を計算する手段と、 前記計算された差分からサンプリングオフセット誤差を
求める手段と、を備えていることを特徴とするシステ
ム。 - 【請求項２０】 請求項１９に記載のシステムにおい
て、 該システムはワイヤレスＬＡＮで動作するＯＦＤＭ受信
機に組み込まれていることを特徴とするシステム。
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