KR20010082635A

KR20010082635A - 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 샘플링 오프셋 정정

Info

Publication number: KR20010082635A
Application number: KR1020010007315A
Authority: KR
Inventors: 막심비. 벨로체르코프스키; 루이스로버트 주니어. 리트윈
Original assignee: 데니스 에이치. 얼백; 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Priority date: 2000-02-16
Filing date: 2001-02-14
Publication date: 2001-08-30
Also published as: JP4920828B2; JP2001268041A; CN1309484B; EP1139624A2; CN101039302A; CN1309484A; EP1892912A1; BR0100531A; KR100756973B1; EP1139624B1; EP1139624A3; US6711221B1

Abstract

직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기는 시간-영역에서 샘플링 오프셋을 검출하여 정정한다. OFDM 수신기는 수신된 OFDM 신호에서 트레이닝(training) 시퀀스 또는 심벌을 오버샘플링하며(oversampling)(62), 이 오버샘플링된 트레이닝 시퀀스를 상기 트레이닝 시퀀스의 절단된 버전(truncated version)의 저장된 복사본(copy)(66)과 상관시키며(correlate)(64), 상관 피크의 위치를 찾고(70), 이 상관 피크의 근접한 곳에서 상관 샘플들의 크기 차이를 계산함으로써 샘플링 오프셋을 유도한다(72).

Description

직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 샘플링 오프셋 정정{SAMPLING OFFSET CORRECTION IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)된 신호를 처리하는 것에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 다중화(OFDM)는 채널을 통해 데이터를 효과적으로 송신하기 위한 강력한(robust) 기술이다. 이 기술은 데이터를 송신하기 위해서 채널 대역폭 내에서 복수의 부-반송파 주파수(부-반송파)를 사용한다. 이러한 부-반송파들은 주파수 분할 다중화(FDM : Frequency Division Multiplexing)와 같은 좀더 진부한 송신 접근법과 비교해서 최적의 대역폭 효율을 갖도록 배열되며, 여기서 이러한 FDM은 부-반송파 주파수 스펙트럼들을 분리하고 격리함으로써 반송파간 간섭(ICI : Inter-Carrier Interference)을 피하기 위해서 채널 대역폭의 많은 부분들을 낭비한다. 이와 비교하여, 비록 OFDM 부-반송파들의 주파수 스펙트럼들이 OFDM 채널 대역폭 내에서 상당히 중첩되지만, 그럼에도 불구하고 OFDM은 각각의 부-반송파로 변조되어진 정보의 분해(resolution) 및 복구를 가능케 한다.

OFDM 신호에 의한 채널을 통한 데이터 송신은 좀더 진부한 송신 기술들에 비해서 몇 가지 장점을 제공한다. 한가지 장점은 다중 경로 지연 확산(multipath delay spread)에 대한 허용오차(tolerance)이다. 이러한 허용오차는 채널 임펄스 응답의 전형적인 시간 지속기간(duration)에 비해 상대적으로 긴 신호 간격(Ts) 때문이다. 이러한 긴 신호 간격은 심벌간 간섭(ISI : Inter-Symbol Interference)을방지한다. 또 다른 장점은 주파수의 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 대한 허용오차이다. OFDM 신호에 중복신호(redundancy)를 포함시킴으로써, 페이딩 부-반송파로 인코딩된 데이터는 다른 부-반송파로부터 복구된 데이터를 통해서 재구성될 수 있다. 또 다른 장점은 효율적인 스펙트럼 사용이다. OFDM 부-반송파들은 부-반송파들 사이에 사용되지 않는 주파수 공간을 남겨놓을 필요없이 서로에 대해 매우 근접하게 놓이므로, OFDM은 채널을 효율적으로 채울 수 있다. 또 다른 장점은 간소화된 부-채널 균등화이다. OFDM은 채널 균등화를 시간-영역(단일 반송파 송신 시스템들에서와 같은)에서 주파수-영역으로 옮기며, 이러한 주파수-영역에서는 단지 하나의 탭(tap)을 갖는 이퀄라이저(equalizer)들의 뱅크(bank)가 각 부-채널의 위상 및 진폭 왜곡을 개별적으로 조정할 수 있다. 또 다른 장점은 양호한 간섭 특성이다. 간섭 신호의 전력에 대한 분할을 설명하기 위해서 OFDM 스펙트럼을 변경하는 것이 가능하다. 또한, 채널 대역폭 가장자리근처에서 OFDM 부-반송파를 사용하는 것을 피함으로써 대역외 간섭을 줄이는 것이 가능하다.

비록 OFDM이 이러한 장점들을 나타내지만, OFDM에 대한 종래의 구현들은 또한 몇 가지 어려움과 실제적인 제한사항들을 나타낸다. 한가지 어려움은 샘플링 속도의 오프셋을 제거하기 위해서 송신기의 샘플 속도를 수신기의 샘플 속도와 동기화하는 문제이다. 이러한 두 샘플링 속도 사이의 임의의 불일치(mis-match)는 결국 좀더 작은 주파수 오프셋때문에 프레임의 심벌에서 심벌로의 2^m-개의 서브-심벌 배치(the 2^m-ary sub-symbol constellation)의 로테이션(rotation)을 야기한다. 그러나, 좀더 큰 주파수 오프셋으로 인해서, 수신된 신호의 주파수 스펙트럼은 결국 압축 또는 확장된다. 이들은 모두 BER을 증가시키는 원인이 된다. 샘플링 속도 오프셋의 한가지 원인은 샘플링 주파수 오프셋이 존재한다는 것이다. 샘플링 주파수 오프셋은, 수신기가 수신된 신호를 송신기에서 사용된 샘플 속도보다 더 높거나 더 낮은 주파수로 샘플링할 때 발생한다. 샘플링 속도 오프셋의 또 다른 원인은 샘플링 위상 오프셋이 존재한다는 것이다. 샘플링 위상 오프셋은, 수신기가 수신된 신호를 송신기의 샘플 속도로부터의 오프셋된 위상으로 샘플링할 때 발생한다. 샘플링 주파수 오프셋 및 샘플링 위상 오프셋은 모두 수신기의 성능에 해로울 수 있으며, 수신기가 적절하게 동기화되도록 하기 위해서 정정되어야 한다. 본 발명은 이러한 문제에 대한 정정에 관한 것이다.

도 1은 종래의 OFDM 수신기의 블록도.

도 2는 데이터 프레임 내의 OFDM 심벌들과 이들에 대응하는 보호 간격(guard interval)들의 전형적인 배열을 예시한 도면.

도 3은 본 발명의 예시적인 샘플링 오프셋 정정 시스템에 대한 블록도.

도 4는 샘플링 오프셋(위상 및/또는 주파수)이 존재하는 경우에 상관(correlation) 전력 피크를 예시한 도면.

도 5는 도 1의 종래의 OFDM 수신기와 함께 통합된 본 발명을 예시하는 블록도.

도 6은 주파수-영역에서의 예시적인 트레이닝(training) 시퀀스를 나타내는 도면.

도 7은 도 6의 트레이닝 시퀀스를 시간-영역으로 표현한 도면.

<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>

60 : 샘플링 오프셋 정정 시스템 62 : 샘플러(sampler)

64 : 상관기(correlator) 모듈 68 : 전력 모듈

70 : 피크 위치탐색기 모듈 72 : 에러 계산 모듈

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기는 시간-영역에서 샘플링 오프셋을 검출하여 정정한다. OFDM 수신기는 수신된 OFDM 신호에서의 트레이닝 시퀀스 또는 심벌을 오버샘플링하며, 이 오버샘플링된 트레이닝 시퀀스를 상기 트레이닝 시퀀스의 절단된 버전(truncated version)의 저장된 복사본(copy)과 상관시키며(correlate), 상관 피크의 위치를 찾아서, 이 상관 피크에 근접한 곳에서 상관 샘플들의 크기 차이를 계산함으로써 샘플링 오프셋을 유도한다.

본 발명의 특징 및 장점은 실시예로 제공되는 다음의 설명을 통해서 좀더 명확해질 것이다.

(실시예)

도 1을 참조하면, 전형적인 OFDM 수신기(10)의 제 1 요소는 RF 수신기(12)이다. RF 수신기(12)에 대한 많은 변형들이 존재하며, 이들은 종래의 기술에서 잘 알려져 있지만, 전형적으로 RF 수신기(12)는 안테나(14), 저잡음 증폭기(LNA : Low Noise Amplifier)(16), RF 대역통과 필터(18), 자동 이득 제어(AGC : Automatic Gain Control) 회로(20), RF 혼합기(22), RF 반송파 주파수 국부 발진기(24) 및 IF 대역통과 필터(26)를 포함한다.

안테나(14)를 통해서, RF 수신기(12)는, RF OFDM-변조된 반송파가 채널을 통해 전달된 후 이 RF OFDM-변조된 반송파에 연결된다. 그런 다음, 이 반송파를 RF 국부 발진기(24)에 의해 생성된 주파수(f_cr)를 갖는 수신기 반송파와 혼합함으로써, RF 수신기(12)는 RF OFDM-변조된 반송파를 다운변환(downconvert)하여서 수신된 IF OFDM 신호를 획득한다. 수신 반송파와 송신 반송파 사이의 주파수 차이는 반송파 주파수 오프셋(Δf_c)의 원인이 된다.

그 후, 이러한 수신된 IF OFDM 신호는 혼합기(28)와 혼합기(30) 모두에 유입되어 동위상 IF 신호와, 90°위상-편이(직교)된 IF 신호에 각각 혼합되어서 동위상 OFDM 신호와 직교 OFDM 신호를 각각 생성한다. 혼합기(28)에 유입되는 동위상 IF 신호는 IF 국부 발진기(32)에 의해 생성된다. 혼합기(30)에 유입되는 90°위상-편이된 IF 신호는, 동위상 IF 신호를 혼합기(30)에 유입시키기 이전에 90°위상 편이기(34)에 통과시킴으로써 IF 국부 발진기(32)의 동위상 IF 신호로부터 유도된다.

그런 다음, 동위상 OFDM 신호 및 직교 OFDM 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC : Analog-to-Digital Converter)(36 및 38) 각각에 전달되며, 여기서 이들 신호는 클록 회로(40)에 의해 결정된 샘플링 속도(f_{ck_r})로 디지털화된다. ADC(36 및 38)는 각각 동위상 이산-시간 OFDM 신호 및 직교 이산-시간 OFDM 신호를 형성하는 디지털 샘플들을 생성한다. 수신기의 샘플링 속도와 송신기의 샘플링 속도 사이의 차이는 샘플링 속도 오프셋(Δf_ck= f_{ck_r}- f_{ck_t})이다.

ADC(36 및 38)로부터의 필터링되지 않은 동위상 이산-시간 OFDM 신호 및 직교 이산-시간 OFDM 신호는 디지털 저역 필터(42 및 44)를 각각 통과한다. 저역 디지털 필터(42 및 44)의 출력은 각각 수신된 OFDM 신호의 필터링된 동위상 샘플 및 직교 샘플이 된다. 이와 같이, 수신된 OFDM 신호는 복소수 값을 갖는 OFDM 신호(r_i= q_i+ jp_i)의 실수 및 허수 값의 성분을 각각 나타내는 동위상(qi) 및 직교(pi) 샘플로 변환된다. 그런 다음, 수신된 OFDM 신호의 이러한 동위상 및 직교(실수값 및 허수 값을 갖는) 샘플은 DSP(46)에 전달된다. 수신기(10)의 일부 종래의 구현들에서, 아날로그-디지털 변환은 IF 혼합처리 이전에 수행됨을 주지하기 바란다. 그러한 구현에서, 혼합처리는 디지털 혼합기와 디지털 주파수 합성기(synthesizer)의 사용을 포함한다. 수신기(10)의 많은 종래의 구현들에서, 디지털-아날로그 변환이 필터링 이후에 수행됨을 또한 주지하기 바란다.

DSP(46)는 수신된 OFDM 신호의 동위상 및 직교 샘플에 대해 여러 가지의 동작을 수행한다. 이러한 동작은 a) 수신기(10)를 수신된 OFDM 신호 내에서의 심벌 및 데이터 프레임의 타이밍에 동기화하는 것과, b) 수신된 OFDM 신호로부터 순환 접두부(cyclic prefix)를 제거하는 것과, c) 각 OFDM 심벌 간격 동안에 부-반송파 들을 변조하는데 사용되었던 주파수-영역 부-심벌들의 시퀀스들을 복구하기 위해서 수신된 OFDM 신호의 이산 푸리에 변환(DFT : Discrete Fourier Transform) 또는 바람직하게는 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 계산하는 것과, d) 부-반송파들에 대한 임의의 필요한 채널 균등화를 수행하는 것과, e) FFT 계산을 통해 OFDM 신호의 부-반송파들을 복조함으로써 OFDM 신호의 각 심벌로부터 주파수-영역 부-심벌(y_k) 시퀀스를 계산하는 것을 포함할 수 있다. 그런 다음, DSP(46)는 이러한 부-심벌의 시퀀스를 디코더(48)에 전달한다.

디코더(48)는 DSP(46)로부터 디코더(48)에 전달된 주파수-영역 부-심벌의 시퀀스들로부터 송신된 데이터 비트를 복구한다. 이러한 복구는, OFDM 송신기에 유입되었던 데이터 비트의 스트림과 이상적으로 일치해야 하는 데이터 비트의 스트림을 획득하기 위해서 주파수-영역 부-심벌을 디코딩함으로써 수행된다. 이러한 디코딩 처리는, 예컨대 블록 및/또는 컨벌루션 방식으로(convolutionally) 인코딩된 부-심벌들로부터 데이터를 복구하기 위해서 소프트 비터비(soft Viterbi) 디코딩 및/또는 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 디코딩을 포함할 수 있다.

디지털 텔레비전 또는 무선 근거리 통신망(WLAN : Wireless Local Area Network)을 구현하기 위한 것과 같은 전형적인 OFDM 데이터 송신 시스템에서, 데이터는 데이터 프레임으로 알려진 심벌들의 그룹으로 OFDM 신호에서 송신된다. 이러한 개념은 도 2에서 도시되며, 여기서 데이터 프레임(50)은 M개의 연속 심벌(52a, 52b,...,52M)을 포함하며, 이들 심벌 각각은 보호 간격(Tg)과 OFDM 심벌 간격(Ts)을 포함한다. 그러므로, 각 심벌은 총 지속기간(Tg + Ts초)을 갖는다. 응용에 따라서, 데이터 프레임은 디지털 TV 방송에서처럼 연속적으로 송신될 수 있거나, 데이터 프레임은 WLAN 구현에서처럼 임의의 시간에 버스트(burst) 단위로 송신될 수 있다.

이제 도 3을 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예가 도시된다. 도 3의 배열은 도 5에 예시된 바와 같이 도 1의 수신기에서 사용될 수 도 있다. 그러나, 본 발명은 명료성과 참조를 쉽게 하고, 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위한 구별된 샘플링 오프셋 정정 루프로서 예시된다.

본 발명은, 본 명세서에서는 참조로써 병합되고, 제안된 ETSI-BRAN HIPERLAN/2(유럽) 및 IEEE 802.11a(미국) 무선 LAN 표준들에 부합하는 수신기에서 동작한다. 그러나, 다른 OFDM 시스템들에서 본 발명의 가르침을 구현하는 것이 당업자의 기술 내에서 고려된다.

앞에서 식별된 무선 LAN 표준들은 OFDM 송신을 검출하기 위해 트레이닝 시퀀스를 사용할 것을 제안한다. 트레이닝 시퀀스{예컨대, 트레이닝 시퀀스(A 또는 B)}는 사전에 결정된 개수의 파일럿(pilot) 부-반송파 또는 빈(bin)(예컨대, 12개의 파일럿 부-반송파)을 통해서 송신된 일련의 짧은 OFDM 트레이닝 심벌들(알려진 진폭과 위상을 가짐)을 포함한다. 모든 다른 부-반송파(예컨대, 52개의 부-반송파)는 트레이닝 시퀀스를 송신하는 동안에 0으로 유지된다. 비록 앞에서 식별된 LAN 표준들에서의 트레이닝 시퀀스를 사용하는 것이 논의되지만, 대안적인 트레이닝 시퀀스 및 심벌을 사용하는 것이 첨부된 청구항에 의해 한정되는 바와 같이 본 발명의 범주 내에서 고려된다. HIPERLAN/2의 예시적인 트레이닝 시퀀스(B)의 주파수-영역 및 시간-영역 표현들이 도 6 및 도 7에 도시된다. 도 6에 도시된 바와 같이, 트레이닝 시퀀스는 트레이닝 심벌당 4번 반복되는 16개의 샘플을 갖는 하나의 블록을 갖는다. 이러한 반복적인 블록 또는 시간 주기는 이하에서 더 상세하게 논의되는 바와 같이 본 발명에 의해 이용된다.

이제 도 3을 참조하면, 샘플링 오프셋 정정 시스템(60)이 도시된다. 시스템(60)은 소프트웨어, 하드웨어 또는 이들의 몇 가지 결합으로 구현될 수 도 있음이 주지되어야 한다. 한 쌍의 샘플러(예컨대 ADC)(62 및 78)는 수신된 OFDM 신호를 샘플링한다. 앞에서 논의된 바와 같이, 수신된 OFDM 신호는 복소수 값을 갖는 OFDM 신호(r_i= q_i+ jp_i)의 실수 및 허수 값 성분을 각각 나타내는 동위상(qi) 및 직교(pi) 부분을 포함한다. 샘플러(78)는 주어진 샘플링 속도(송신기의 샘플링 속도에 가깝도록 선택됨)로 OFDM 신호를 샘플링하여, 이 샘플링된 OFDM 신호를 이하에서 더 상세하게 논의되는 바와 같이 다운스트림 처리(예컨대, FFT 등)를 위해 샘플링 속도 변환기(76)에 통과시킨다. 샘플러(62)는 수신된 OFDM 신호를 사전에 결정된 인자{예컨대 2의 인자}만큼 업샘플링(upsampling)하고 즉오버샘플링(oversampling)하여서, 이 업샘플링된 신호를 상관기 모듈(64)에 전달한다. 수신된 OFDM 신호에 대한 오버샘플링은, 이하에서 더 상세하게 논의되는 바와 같이 필연적으로 상당한(meaningful) 에러를 유도하는 OFDM 신호의 분해를 제공한다. 샘플러(78) 및 샘플러(62)는 당업자에게 알려진 바와 같은 많은 다른 방법들로 서로 연결될 수 있음이 주지되어야 한다. 예를 들면, 샘플러(78) 및 샘플러(62)는 샘플러(78 및 62) 모두가 OFDM 신호를 2의 인자만큼 오버샘플링하도록 구동시키는 클록 회로(미도시)에 의해 구동될 수 도 있다. 이 경우에, 샘플러(62)는 모든 샘플을 상관기 모듈(64)에 전달하며, 샘플러(78)는 모든 다른 샘플을 샘플링 속도 변환기(76)에 전달할 것이다.

상관기 모듈(64)은 샘플러(62)로부터 수신된, 업샘플링된 신호를 국부 메모리(66)에 저장된 트레이닝 시퀀스{예컨대, 앞에서 언급된 무선 표준들의 트레이닝 시퀀스(B)}의 시간-영역 샘플들과 상관시킨다. 예시적인 트레이닝 시퀀스에서의 각 샘플은 값{sqrt(13/6)*[(1+j) 또는 (-1-j)]}을 갖는다. 각 샘플 값을 저장하기 위해서 할당된 메모리는 특정한 OFDM 수신기의 디자인에 따라 다를 것이다. 바람직하게, 트레이닝 시퀀스의 저장된 버전은 트레이닝 시퀀스(B)의 샘플들(예컨대 16개의 샘플)의 반복적인 블록들중 하나에 대응하는 트레이닝 시퀀스의 절단된 버전이다. 좀더 상세하게, 절단된 트레이닝 시퀀스의 저장된 버전은, 바람직하게는 샘플러(62)에 의해 사용된 것과 동일한 사전에 결정된 인자{예컨대, 2의 인자}만큼 오버샘플링된 반복적인 블록의 오버샘플링된 버전(예컨대, 32개의 샘플)에 대응한다. 트레이닝 시퀀스의, 비록 오버샘플링된 것이긴 하지만 절단된 버전만을 저장함으로써, 전체 트레이닝 시퀀스(즉, 만약 트레이닝 시퀀스가 오버샘플링되지 않는다면 64개의 샘플)가 국부 메모리(66)에 저장되지 않기 때문에 메모리 공간은 국부 메모리(66)에서 효과적으로 이용된다.

저장된 트레이닝 시퀀스가 OFDM 신호에 포함된 트레이닝 시퀀스와 일치할 때, 오버샘플링된 OFDM 신호와 트레이닝 시퀀스의 절단된 버전 사이에 최대의 상관이 발생할 것이다. 따라서, 상관 출력의 전력에서의 피크는 수신된 신호가 저장된 트레이닝 시퀀스와 일치할 때를 결정하는데 이용될 수 도 있을 것이다.

상관기 모듈(64)의 출력은, 입력들(즉, 저장된 트레이닝 시퀀스와 OFDM 신호)이 복소수이므로 복소수 신호이다. 전력 모듈(68)은 특정한 OFDM 수신기의 디자인에 따라서 두 방식중 하나로 상관된 신호의 각 샘플의 전력 또는 크기를 계산할 수 도 있다. 첫째, 전력 모듈(68)은 상관된 신호의 전력을 나타내는 실수를 생성하기 위해서 상관된 신호의 각 복소수 샘플의 제곱된 크기(즉, 전력)를 계산할 것이다. 두 번째, 전력 모듈(68)은 상관된 신호의 각 복소수 샘플의 크기(제곱된 크기와 반대임)를 획득할 것이다.

피크 위치탐색기(locator) 모듈(70)은 가장 큰 전력 또는 크기 값을 갖는 상관 전력 시퀀스에서 샘플의 위치를 찾기 위해서 전력 모듈(68)로부터 출력된 상관 전력 시퀀스를 탐색한다. 일단 가장 큰 값이 식별되어지면, 피크 위치탐색기 모듈(70)은 피크 위치의 인덱스(index)를 에러 계산 모듈(72)에 출력한다. 이 인덱스는 에러 계산 모듈(72)에 의해 참조 지점으로서 사용된다.

앞에서 논의된 바와 같이, OFDM 신호에 대한 오버샘플링이 상관 샘플의 개수를 증가시켜서, 에러 계산 모듈(72)은 상당한 샘플링 에러를 유도할 것이다. 예를 들면, 도 4는 주(main) 상관 피크(80)와, 이 주 상관 피크(80)의 어느 한 측면의 더 작은 한 쌍의 상관 피크(82 및 84)를 도시한다. 만약 OFDM 신호가 샘플러(62)에 의해 오버샘플링되지 않았다면, 아마도 주 상관 피크(80)만이 존재하며, 에러 계산 모듈(72)은 이하에서 더 상세하게 논의된 바와 같이 주 피크(80)의 근접한 곳에서 상관 피크의 크기로부터 유도된 샘플링 에러(86)를 결정할 수 없었을 것이다.

상관 샘플들의 주 피크가 검출될 때, 에러 계산 모듈(72)은 주 피크(80)의 어느 한 측면의 상관 샘플(82 및 84)을 분석한다. 샘플링의 오프셋이 존재하지 않을 때, 주파수 상관 샘플(82 및 84)은 동일한 크기(미도시)를 가질 것이다. 그러나, 만약 샘플링 오프셋이 존재한다면, 상관 샘플(82 및 84)은 도 4에 도시된 바와 같이 다른 크기를 가질 것이다.

에러 계산 모듈(72)은, 상관 피크(80)의 어느 한 측면 상의 상관 샘플(82 및 84) 사이의 크기 차이를 계산함으로써 에러 값을 계산한다. 크기 차이는 양(+) 또는 음(-)일 수 있을 것이다. 차이의 크기는 저장된 트레이닝 시퀀스와 수신된 트레이닝 시퀀스가 동기화되지 않은(out of synch) 정도를 나타낸다. 차이의 부호는 샘플링 주파수를 증가시키는지 감소시키는지의 여부를 나타낸다. 주어진 샘플링 오프셋에 대해서, 주 상관 피크의 왼쪽 샘플 크기(예컨대, 주 피크 인덱스-1)에서 주 상관 피크의 오른쪽 샘플 값(예컨대, 주 피크 인덱스+1)을 빼면 에러 값을 생성할 것이다. 대안적으로, 에러값은 특정한 시스템의 필요에 따라서 오른쪽 샘플과 왼쪽 샘플 사이의 차이로 계산될 수 도 있을 것이다.

도 3을 참조하면, 에러 계산 모듈(72)은 계산된 에러 값을 2차 루프 필터(74)에 출력하며, 이 2차 루프 필터(74)는 샘플링 에러가 0으로 향하며, 수신기의 샘플링 속도가 송신기의 샘플링 속도와 동기화되도록 샘플링 속도를 조정한다. 좀더 상세하게, 2차 루프 필터(74)는 종래의 샘플링 속도 변환기(76)를 통해서 샘플러(78)의 샘플링 속도를 조정하거나, 대안적으로 샘플러(78)와, 이와 관련된 업샘플러(upsampler)(62)의 샘플링 속도를 조정할 수 도 있다.

이제 도 5를 참조하면, 본 발명을 도 1의 종래의 OFDM 수신기(10)에 통합한 것이 도시된다. 좀더 상세하게, 샘플링 오프셋 정정 시스템(60)은 혼합기(28 및 30)의 출력과, DSP(46)의 입력에 연결될 것이다. 이러한 배열을 통해서, 샘플링 오프셋 정정 시스템(60)은 혼합기(28 및 30)로부터 동위상 및 직교 OFDM 신호를 수신하여서, 이 수신된 신호를 송신기의 샘플링 속도와 일치하는 정정된 샘플링 속도로 디지털화하며, 이 디지털화된 신호를 더 처리하기 위해서 DSP(46)에 출력한다. 도 1의 LPF(42) 및 LPF(44)가 (비록 이러한 배열은 도 5에는 도시되지 않지만)샘플링 오프셋 정정 시스템(60)의 출력과, DSP(46)의 입력에 연결되어서 디지털화된 OFDM 신호를 필터링할 수 도 있음이 주지되어야 한다.

따라서, 본 발명의 원리에 따라서, OFDM 수신기에서 샘플링 오프셋을 정정하는 방법이 제공된다. 이 방법은, 참조 심벌을 포함하는 수신된 OFDM 신호를 샘플링하는 단계와, 이 샘플링된 OFDM 신호를 저장된 심벌과 상관시키는 단계와, 상관 피크의 위치를 찾는 단계와, 상관 피크의 어느 한 측면 상에서의 상관 샘플의 크기 차이를 계산하는 단계와, 이 계산된 차이로부터 샘플링 오프셋 에러를 유도하는 단계를 포함한다.

본 발명이 바람직한 실시예들을 참조하여 기술되었지만, 여러 가지 변형들이 첨부된 청구항들에 의해 한정된 본 발명의 사상과 범주에서 벗어나지 않으면서 위 실시예들에서 이뤄질 수 도 있음이 명백하다.

Claims

직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 수신기에서 샘플링 오프셋을 정정하는 방법으로서,

참조 심벌을 포함하는 수신된 OFDM 신호를 샘플링하는 단계와;

상기 샘플링된 OFDM 신호를 저장된 심벌과 상관(correlating)시키는 단계와;

상관 피크의 위치를 찾는 단계와;

상기 상관 피크의 어느 한 측면 상의 상관 샘플들의 크기 차이를 계산하는 단계와;

상기 계산된 차이에 응답하여 샘플링 오프셋을 정정하는 단계를,

특징으로 하는 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 1항에 있어서, 상기 샘플링 단계는 상기 수신된 OFDM 신호를 사전에 결정된 인자(factor)만큼 오버샘플링하는 것(oversampling)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 2항에 있어서, 상기 상관 단계는 상기 오버샘플링된 OFDM 신호를 상기 사전에 결정된 인자만큼 오버샘플링된, 저장된 심벌과 상관시키는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 3항에 있어서, 상기 사전에 결정된 인자는 인자 2인 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 1항에 있어서, 상기 저장된 심벌은 상기 참조 심벌과 동일한 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 1항에 있어서, 상기 저장된 심벌은 상기 참조 심벌의 세그먼트(segment)에 대응하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 6항에 있어서, 상기 저장된 심벌은 상기 참조 심벌 내에서 주기적으로 반복되는 세그먼트인 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 1항에 있어서, 상기 샘플링 및 상관 단계는 시간-영역에서 발생하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 1항에 있어서, 상기 상관 단계는,

상기 저장된 심벌의 상기 OFDM 신호와의 상관을 나타내는 상관 샘플들의 시퀀스를 출력하는 단계와;

상기 시퀀스에서 각 상관 샘플의 전력을 결정하는 단계를,

포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 9항에 있어서, 상기 상관 피크의 위치를 찾는 단계는 최대 전력값을 갖는 상관 샘플들의 시퀀스에서 상관 샘플의 위치를 찾음으로써 상기 상관 피크의 인덱스(index)를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 9항에 있어서, 상기 각 상관 샘플 전력 결정 단계는 각 상관 샘플의 제곱된 크기를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
제 9항에 있어서, 상기 각 상관 샘플 전력 결정 단계는 각 상관 샘플의 크기를 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 정정 방법.
트레이닝(training) 심벌을 갖는 OFDM 신호를 수신하기 위한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기로서,

복수의 트레이닝 심벌 샘플을 포함하는 OFDM 샘플들을 생성하기 위해서 수신된 OFDM 신호를 임의의 샘플링 속도로 샘플링하는 아날로그-디지털 변환기(ADC : Analog-to-Digital Converter)와;

상기 ADC에 연결되고, 상기 OFDM 샘플 내에서 상기 트레이닝 심벌 샘플들의 위치를 검출하는 트레이닝 심벌 검출기와;

상기 트레이닝 심벌 검출기에 연결되고, 상기 복수의 트레이닝 심벌 샘플들 내의 사전에 결정된 트레이닝 심벌 샘플들과의 비교에 기초하여 샘플링 오프셋 에러를 생성하는 샘플링 오프셋 유닛을,

특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 13항에 있어서, 상기 ADC와 샘플링 오프셋 유닛에 연결되고, 상기 샘플링 오프셋 유닛으로부터 출력된 상기 샘플링 오프셋 에러에 응답하여 상기 ADC의 샘플링 속도를 조정하는 정정 유닛을 더 특징으로 하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 13항에 있어서, 상기 트레이닝 심벌 검출기는 위치가 찾아진(located) 트레이닝 심벌의 인덱스를 출력하고, 상기 샘플링 오프셋 유닛은 상기 인덱스의 어느 한 측면 상에서 트레이닝 심벌 샘플들의 크기 차이를 계산하는 것을 특징으로 하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 13항에 있어서, 상기 트레이닝 심벌 검출기는,

상기 ADC에 연결되고, 복수의 상관 샘플들을 생성하기 위해서 상기 ADC로부터 출력된 상기 OFDM 샘플들을 상기 트레이닝 심벌의 저장된 복사본(copy)과 상관시키는 상관기와;

상기 상관기에 연결되고, 상기 복수의 상관 샘플들에서 상관 피크를 검출함에 응답하여 상관 피크의 인덱스를 출력하는 상관 피크 검출기를,

포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 16항에 있어서, 상기 트레이닝 심벌의 저장된 복사본은, 상기 OFDM 신호의 트레이닝 심벌 내에서 주기적으로 반복되는 OFDM 신호의 트레이닝 심벌의 세그먼트인 것을 특징으로 하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
제 16항에 있어서, 상기 ADC는, 상관 샘플들의 사전에 결정된 분해(resolution)가 상기 상관기에 의해 생성되도록 상기 수신된 OFDM 신호를 사전에 결정된 인자만큼 오버샘플링하는 것을 특징으로 하는, 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기에서 샘플링 오프셋을 식별하기 위한 시스템으로서,

참조 심벌을 포함하는 수신된 OFDM 신호를 사전에 결정된 인자만큼 오버샘플링하기 위한 수단과;

상관 샘플들의 시퀀스를 생성하기 위해서 상기 오버샘플링된 OFDM 신호를 저장된 심벌과 상관시키기 위한 수단으로서, 상기 저장된 심벌은 저장하기 이전에 상기 사전에 결정된 인자만큼 오버샘플링되며 상기 참조 심벌의 세그먼트에 대응하는, 수단과;

상기 상관 샘플들의 시퀀스 내에서 상관 피크의 위치를 찾기 위한 수단과;

상기 상관 피크에 근접한 곳에서 사전에 결정된 상관 샘플들의 크기 차이를 계산하기 위한 수단과;

상기 계산된 차이로부터 샘플링 오프셋 에러를 유도하기 위한 수단을,

특징으로 하는 샘플링 오프셋 식별 시스템.
제 18항에 있어서, 상기 시스템은 무선 LAN에서 동작하는 OFDM 수신기로 병합되는 것을 특징으로 하는, 샘플링 오프셋 식별 시스템.