JP2004088661A - 直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットについても、短い時間で精度よく推定する。
【解決手段】周波数オフセット推定装置３０のサンプル遅延部３１では、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、送信側で各サブキャリアを櫛形に選択することにより送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の周期間隔だけ遅延させる。複素乗算部３２では、サンプル遅延部３１からの遅延サンプル値１３１と直列ベースバンド信号１２２のサンプル値との複素乗算値を算出し、周波数オフセット算出部３４で、その複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定する。
【選択図】 図５
【解決手段】周波数オフセット推定装置３０のサンプル遅延部３１では、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、送信側で各サブキャリアを櫛形に選択することにより送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の周期間隔だけ遅延させる。複素乗算部３２では、サンプル遅延部３１からの遅延サンプル値１３１と直列ベースバンド信号１２２のサンプル値との複素乗算値を算出し、周波数オフセット算出部３４で、その複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定する。
【選択図】 図５
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置に関し、特に互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式において、受信側で受信した信号から送信側との間で発生したサブキャリアの周波数オフセットを推定する直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、伝送する情報量の増加に伴って、通信帯域を有効利用するための広帯域伝送方式の研究が急速に進みつつある。この広帯域伝送方式の１つとして、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して、シンボルと呼ばれる予め決められた単位毎に伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式が注目されている。例えば、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）、地上波デジタルテレビ放送、無線ＬＡＮあるいはデジタル家電では、直交マルチキャリア信号伝送方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式が採用されており、携帯電話システムでは、ＭＣ−ＣＤＭＡ（ＭａｌｕｔｉＣａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式の採用が検討されている。
【０００３】
図１５に示すように、この直交マルチキャリア信号伝送方式の各サブキャリア２００は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘという関数で表されるデジタル変調信号と同じ電力スペクトルを有している。各サブキャリアのうちそのキャリア周波数が最も低いサブキャリアをｆｃとし、サブキャリア間隔をｆ０、さらにサブキャリア総数をＮ（Ｎは２以上の整数）とした場合、この電力スペクトルは、パルス幅＝１／ｆ０の矩形パルスと、周波数ｆｃ＋ｋｆ０（ｋは０〜Ｎ−１の整数）の正弦波信号との積で表される。
各サブキャリア２００の電力スペクトルは、各サブキャリアの周波数ｆｃ＋ｋｆ０を中心として両側に広がった形をなしており、そのキャリア周波数から離れるにつれて１／（ｆｃ＋ｋｆ０）の間隔で振動しながら小さくなっている。
【０００４】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、図１６に示すように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。これにより、サブキャリア相互間の干渉が抑制され、全体として１つの電力スペクトル２１０が得られる。
したがって、規定の周波数帯域内に多くのサブキャリアを配置でき、並列して伝送できる情報量を増加させることができるとともに、周波数資源を有効利用できる。
【０００５】
このような直交マルチキャリア信号伝送方式では、送信装置と受信装置との間で各サブキャリア周波数を精度良く一致させておく必要がある。しかし、これら伝送装置で用いる局部発振周波数の精度や温度変化、あるいは送信／受信装置の移動に伴うドップラー効果などの影響により、図１７に示すように、送信側での変調に用いたサブキャリア２００の周波数ｆｃ＋ｋｆ０に周波数オフセットΔｆが生じ、受信側で受信した信号のサブキャリア２０１の周波数が元のｆｃ＋ｋｆ０からΔｆ分だけずれてしまう。このような周波数オフセットが生じた場合、サブキャリア間の直交性がくずれ、ダウンコンバートして得られたデータシンボルにサブキャリア間干渉（ＩＣＩ：ＩｎｔｅｒＣｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生し、受信信号の復調に大きな影響を与える。
したがって、伝送装置では受信信号から上記周波数オフセットを検出して復調に用いるサブキャリア周波数を調整する制御すなわち周波数同期制御を行う必要がある。
【０００６】
従来、このような周波数同期制御について、多くの場合、周波数オフセットの推定を２段階に分けて処理している。すなわち、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットを調整する第１段階と、サブキャリア間隔より小さな周波数オフセットを調整する第２段階とからなる。このように異なる周波数オフセット推定方法を用いて２段階に分けて処理する理由はいくつか存在するが、代表的には、所望の精度が得られる周波数オフセット推定方法では、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットを正確に検出できない、あるいは回路構成や処理時間の観点から、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットの検出にはデメリットが大きいからである。
【０００７】
上記第１段階で用いられる周波数オフセット推定方法としては、例えば、受信側伝送装置において、受信した同期用シンボルをダウンコンバートした後、高速フーリエ変換して得られた周波数領域の並列ベクトル信号について周波数を比較するものや、特定サブキャリアのみに挿入したＣＷシンボルの受信電力スペクトルについて、他のサブキャリア周波数における電力の大小を比較するもの（例えば、特開２００１−１３６１４８号公報など参照）がある。
【０００８】
また、上記第２段階で用いられる周波数オフセット推定方法としては、例えば、送信側伝送装置から所定の同期用シンボルを送信し、受信側伝送装置において受信した同期用シンボルと特定の基準シンボルとの相関値を求め、その相関値に含まれる位相成分に基づき周波数オフセットを推定するものが提案されている。この基準シンボルとして、受信側で生成したものを用いるもの（例えば、特開２０００−２３６３２２号公報など参照）や、受信した同期用シンボルに含まれる同一波形パタンを基準シンボルとして用いるもの（例えば、特表２００２−５１１７１０号公報、特開２００２−２６８５８号公報など参照）がある。
これらを適時組み合わせることにより、周波数オフセットがサブキャリア間隔より大きな場合にも対応できる構成となっていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の周波数同期制御では、１つの周波数オフセット推定方法でサブキャリア間隔の前後にわたる範囲の周波数オフセットを推定できないことから、サブキャリア間隔を境として異なる２つの周波数オフセット推定方法を用いなければならないという問題点があった。
このことから、例えば所望の周波数同期を得るのに多くの同期用シンボルが必要となるため、所望データ通信のためのシンボルとは異なる同期用シンボルを多く送信する必要があり、データ通信効率が低下するという問題点があった。
【００１０】
すなわち、第１段階で用いられる最も簡素な周波数オフセット推定方法の１つである前述の周波数比較方式を適用しても、最低１つの同期用シンボルが必要であり、実際には精度などの面から複数の同期用シンボルが必要となる。また、第２段階では相関操作のため最低１つの同期用シンボルが必要となるとともに、多くの場合、遅延波の影響などを排除して高精度で周波数オフセットを検出するために平均化処理を行うことから、複数の同期用シンボルが必要となる。
したがって、従来の周波数同期制御では最低でも２つの同期用シンボルが必要となるが、実際には精度などの面から３つ以上の同期用シンボルが必要となり、これら同期用シンボル分だけ実際のデータ通信の効率を低下させる原因となる。
【００１１】
また、移動体通信で直交マルチキャリア信号伝送方式が用いられる場合には、携帯端末の移動に伴い周波数オフセット量が変化して周波数同期が外れることもある。このような場合には周波数同期制御が必要となるが、従来のように多くの同期用シンボルが必要となる場合には、その期間だけ通話音声が途切れることにもなり、通信品質低下の原因となる。
【００１２】
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、精度よくその周波数オフセットを推定できる直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかる周波数オフセット推定方法は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアに所望のデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定方法であって、送信側で、各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて同期用シンボルを送信し、受信側で、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、この直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で２つの周波数同期用サンプル値を選択し、選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を算出し、得られた複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたものである。
【００１４】
２つの周波数同期用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、２つの周波数同期用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を順次算出し、得られた複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出し、その平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしてもよい。
【００１５】
各複素乗算値を平均化する周波数同期用サンプル値については、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つの処理タイミング判定用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、得られた絶対値振幅差の変化に基づき周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出し、各複素乗算値を平均化する際、検出された処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化するようにしてもよい。
【００１６】
振幅差を算出する際、選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を算出するようにしてもよい。
絶対値振幅差を算出する際、絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均し、この移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００１７】
２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間の間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択するようにしてもよく、あるいは、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択するようにしてもよい。
【００１８】
さらに、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択し、絶対値振幅差を算出する際、絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求め、これら移動平均値のうちから最小値を選択し、最小値を示す移動平均値の算出に用いた処理タイミング判定用サンプル値に対応する期間に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００１９】
また、本発明にかかる周波数オフセット推定装置は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、送信側で各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の繰り返し周期間隔だけ遅延させるサンプル遅延部と、このサンプル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を算出する複素乗算部と、この複素乗算部からの複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定する周波数オフセット算出部とを備えるものである。
【００２０】
このとき、複素乗算部からの複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出する平均化処理部を備え、サンプル遅延部で、直列ベースバンド信号の各サンプル値を順次遅延させて出力し、複素乗算部で、サンプル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を順次算出し、周波数オフセット算出部で、複素乗算値に代えて平均化処理部からの平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしてもよい。
【００２１】
周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出するための構成として、直列ベースバンド信号のサンプル値を所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、このシンボル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との振幅差を算出する振幅差算出部と、この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づき周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出する処理タイミング判定部をさらに備え、平均化処理部で、処理タイミング判定部で検出された処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化するようにしてもよい。
【００２２】
この際、振幅差算出部で、振幅差を算出する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値に代えてそのサンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いるとともに、サンプル遅延部からの遅延サンプル値に代えてその遅延サンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いるようにしてもよい。
また、絶対値化処理部からの絶対値振幅差を移動平均する移動平均処理部をさらに備え、処理タイミング判定部で、移動平均処理部で移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００２３】
シンボル遅延部では、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間だけ遅延させるようにしてもよい。
あるいは、シンボル遅延部で、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させるようにしてもよい。
【００２４】
さらに、シンボル遅延部で、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させ、絶対値化処理部からの絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求める移動平均処理部をさらに備え、処理タイミング判定部で、これら移動平均値のうちから最小値を選択し、最小値を示す移動平均値の算出に用いたサンプル値に対応する期間に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００２５】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第１の実施の形態について説明する。
【００２６】
［送信装置］
まず、図１を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置について説明する。図１は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
この送信装置１には、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０、サブキャリア変調部１１、逆フーリエ変換処理部（以下、ＩＦＦＴ処理部という）１２、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１３、ＲＦ変調部１４および局部発振器１５が設けられている。
【００２７】
Ｓ／Ｐ変換部１０は、送信データシンボルを示すデジタルデータ列からなる直列入力データ１１０を入力とし、この信号をシリアル／パラレル変換して所定ビット幅の並列入力データ１１１を出力する。
サブキャリア変調部１１は、並列入力データ１１１を入力とし、これら信号を例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式により複素信号成分へ変換して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いる各サブキャリアへマッピングし、並列ベクトル信号１１２として出力する。これら並列ベクトル信号１１２の各サブキャリアは、前述の図１５に示した電力スペクトルを有する。
【００２８】
ＩＦＦＴ処理部１２は、並列ベクトル信号１１２を入力とし、これら周波数領域における信号を逆高速フーリエ変換処理することにより、時間領域における並列ベースバンド信号１１３として出力する。したがって、この並列ベースバンド信号１１３は、前述の図１５に示した電力スペクトルを有する並列ベクトル信号１１２が、図１６に示したように、周波数領域において所定周波数間隔ｆ０ごとに等間隔で配置された形となる。
Ｐ／Ｓ変換部１３は、並列ベースバンド信号１１３と、その一部からなるガードインターバル信号１１４とを入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータからなる直列ベースバンド信号１１５を出力する。
【００２９】
ガードインターバルとは、時間領域において、所望のＯＦＤＭシンボルの後端部分をコピーしてそのＯＦＤＭシンボルの先頭に複写した領域のことを指す。直交マルチキャリア信号伝送方式では、マルチパスによる遅延が大きくなると、ガードインターバルを設けていない場合には、直前ＯＦＤＭシンボルの遅延波が当該ＯＦＤＭシンボルの先頭部分に不要シンボルとして混入するため、この状態でＦＦＴ処理をした場合、サブキャリア間の直交性が保たれなくなって伝送誤りの原因となる。
したがって、遅延波に対して十分な期間のガードインターバルを設けることにより、実際にＦＦＴ処理する範囲すなわち有効ＯＦＤＭシンボル期間への遅延波の影響がなくなり、良好な復調信号が得られる。
【００３０】
ＲＦ変調部１４は、直列ベースバンド信号１１５を入力とし、この信号をＤ／Ａ変換した後に局部発振器１５からの局部発振周波数（ｆＣ）１１６に基づきＲＦ変調して、前述の図１６に示したような電力スペクトル２１０をなすアナログの送信ＯＦＤＭ信号１１７を出力する。
【００３１】
［受信装置］
次に、図２を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置について説明する。図２は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
この受信装置２には、ＲＦ復調部２０、局部発振器２１、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部２２、シンボル同期タイミング検出部２３、周波数オフセット推定装置３０、高速フーリエ変換処理部（以下、ＦＦＴ処理部という）２４、サブキャリア復調部２５およびＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２６が設けられている。
【００３２】
ＲＦ復調部２０は、アナログの受信ＯＦＤＭ信号１２０を入力とし、この信号を局部発振器２１からの局部発振周波数（ｆＣ’）１２１に基づきＲＦ復調した後にサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、デジタルデータ列からなる直列ベースバンド信号１２２を出力する。
シンボル同期タイミング検出部２３は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からガードインターバル部分を除く所望のＯＦＤＭシンボル期間に対応するタイミング検出し、そのタイミングを示すシンボル同期信号１２３を出力する。
周波数オフセット推定装置３０は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からサブキャリアの周波数オフセットを推定し、周波数オフセット情報（Δｆ）１３０として出力する。本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置は、この周波数オフセット推定装置３０として適用される。
【００３３】
Ｓ／Ｐ変換部２２は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からシンボル同期信号１２３に基づきガードインターバルを除いた所望のＯＦＤＭシンボルをシリアル／パラレル変換して、時間領域における並列ベースバンド信号１２４として出力する。この並列ベースバンド信号１２４も前述の図１６のような電力スペクトルとなる。
ＦＦＴ処理部２４は、並列ベースバンド信号１２４を入力として、これら時間領域における信号を高速フーリエ変換処理し、各サブキャリアに対応した周波数領域において、前述した図１５のような電力スペクトルをそれぞれ有する並列ベクトル信号１２５を出力する。このとき、ＦＦＴ処理部２４では、周波数オフセット情報１３０に基づきサブキャリア周波数を補正する。
【００３４】
サブキャリア復調部２５は、並列ベクトル信号１２５を入力とし、これら信号をそれぞれのサブキャリア周波数で復調し、得られた複素信号成分を、例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式に基づき復調し、並列出力データ１２６として出力する。
Ｐ／Ｓ変換部２６は、並列出力データ１２６を入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータ列からなる直列出力データ１２７を出力する。
【００３５】
［周波数オフセット推定の原理］
次に、図３および図４を参照して、本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置における周波数オフセット推定の原理について説明する。図３は、本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置で用いられるサブキャリアの配置を示す説明図である。図４は、図３のサブキャリア配置で得られる同期用シンボルの波形例である。
本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置では、１つの同期用シンボル内に形成された同一の波形をなす２つの繰り返し波形について、両者の複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定することを周波数同期の原理としている。
【００３６】
直交マルチキャリア伝送方式では、前述の図１６に示したように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。
本実施の形態にかかる周波数オフセット推定では、周波数オフセットの推定に用いる同期用シンボルを送信する際、送信装置１において、Ｐ／Ｓ変換部１３で用いる各サブキャリアのうち、等しい間隔で櫛形に選択された複数のサブキャリアを同期用サブキャリアとして用いる。
【００３７】
このような同期用サブキャリアを用いた場合、有効ＯＦＤＭシンボル内に複数の繰り返し波形が形成された同期用シンボルが得られる。
例えば図３に示すように、隣接するサブキャリアとの間隔をｆ０とすると、サブキャリア２００をｄ（ｄは２以上の整数）個間隔で選択した場合、その周波数間隔がｄｆ０の櫛形のサブキャリア配置となる。このとき、ガードインターバル信号１１４（図１参照）を除くすべての並列ベースバンド信号１１３に対応するサブキャリアの総数をＮ（Ｎは２×ｄ以上の整数）とすると、Ｎ／ｄを越えない最大の整数個のサブキャリアが同期用サブキャリアとして選択されることになる。
【００３８】
この同期用サブキャリアの選択方法については、並列ベースバンド信号１１３として所望のサブキャリアのみ有効となるビットデータパターンをＰ／Ｓ変換部１３へ入力することにより同期用サブキャリアを選択してもよい。
なお、各実施の形態の説明では、理解を容易とするため、同期用サブキャリアのサブキャリア間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数のいずれかを選択した場合を例として説明する。なお、この場合、同期用サブキャリアとしてはＮ／ｄ（整数）個のサブキャリアが選択されることになる。
【００３９】
このような櫛形のサブキャリア配置を用いた場合、受信装置２の直列ベースバンド信号１２２では、図４に示すように、ガードインターバル期間を除く有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓ内に、ｄ個の繰り返し波形２２０が現れる。
このとき、受信装置２のＲＦ復調部２０において、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓをサブキャリア総数Ｎでサンプリングした場合、１つの繰り返し波形２２０から得られるサンプル値の数、すなわちサンプリング間隔で正規化された繰り返し波形２２０の幅はＮ／ｄとなる。
【００４０】
周波数同期では、信号伝送の途中で様々な原因によって生じた受信信号における周波数のズレすなわち周波数オフセットを推定し補正することを目的としている。
一般に、送信信号ｓ（ｋ）に対して周波数オフセットΔｆが生じた信号を受信した場合、その受信信号ｒ（ｋ）は、数１のように示される。ただし、ｋはサンプリング変数であり、有効ＯＦＤＭシンボル期間において、ｋ＝０〜Ｎ−１（ｋは整数）の範囲をとる。なお、ｅｘｐ（）は、自然対数ｅを底とする指数関数を示す。
【００４１】
【数１】
【００４２】
この数１において、指数関数項ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｋ）が位相回転成分に相当する。ここで、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットをΔｆｎとした場合、周波数オフセットΔｆは、ＦＦＴ処理の大きさすなわちサブキャリア総数Ｎを用いて、数２のように表される。
【００４３】
【数２】
【００４４】
ここで、前述のようにして得られた繰り返し波形２２０のうち、２つの隣接する繰り返し波形２２０に属する信号サンプルから得られる複素乗算値について考察する。
前述したように、１つの繰り返し波形２２０の幅は、サンプリング間隔で正規化した場合Ｎ／ｄとなる。したがって、２つの隣接する繰り返し波形２２０において、同一サンプリング位置ｋにおけるそれぞれの信号サンプルは、一方の信号サンプルからＮ／ｄだけ先に受信した信号サンプルとなり、それぞれ数３で表される。
【００４５】
【数３】
【００４６】
これら２つの信号サンプルについて、一方の複素共役を用いて複素乗算値を求めた場合、その複素乗算値ｒｐ（ｋ）は、数４のように表される。なお、ｓ＊（）はｓ（）の複素共役を示す。
【００４７】
【数４】
【００４８】
ここで、ノイズの影響を無視した場合、繰り返し波形２２０はＮ／ｄサンプルごとに周期を持つ信号であることから、ｓ（ｋ）とｓ（ｋ−Ｎ／ｄ）は同じ成分の信号といえる。したがって、上記数４は、さらに数５のように表される。
【００４９】
【数５】
【００５０】
この数５において、｜ｓ（ｋ）｜２は実数値となり位相回転成分は含まれないことから、これを無視して（１と見なして）、数５の偏角すなわち指数関数項ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｎ／ｄ）に着目すれば、数６を用いて周波数オフセットΔｆｎを推定できる。
【００５１】
【数６】
【００５２】
周波数オフセットΔｆｎはプラス側およびマイナス側の両方に生じる可能性がある。数５において、Δｆｎ／ｄ＝１／２となるような場合、数６において、位相がプラス側にπだけ回転したのか、マイナス側にπだけ回転したのか区別できない。したがって、位相回転が一意に求められる条件として｜Δｆｎ｜＜ｄ／２が与えられる。この条件は、周波数オフセットΔｆｎが同期用サブキャリア間隔ｄの半分未満であることを示している。このため、予想される周波数オフセット幅とサブキャリア間隔から、上記条件が十分成立するよう、同期用サブキャリア間隔ｄを選択する必要がある。
【００５３】
なお、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットΔｆｎのうち、サブキャリア間隔ｆ０の整数倍の周波数オフセットをΔｆｉとし、サブキャリア間隔の小数倍すなわち±１／２以下の周波数オフセットをΔｆｆとした場合、Δｆｎは数７のように表される。また、数７において、Δｆｎ≧１である場合、複素乗算値ｒｐ（ｋ）は、数８のようになる。
【００５４】
【数７】
【００５５】
【数８】
【００５６】
したがって、上記条件｜Δｆｎ｜＜ｄ／２を満たせば、サブキャリア間隔ｆ０を越える大きさの周波数オフセットが生じた場合でも、Δｆｉすなわちサブキャリア間隔ｆ０を越える部分と、Δｆｆすなわちサブキャリア間隔ｆ０に満たない部分の両方を、数６で推定できることがわかる。
【００５７】
［周波数オフセット推定装置］
次に、図５を参照して、受信装置２に適用される周波数オフセット推定装置３０の構成例および動作について説明する。図５は本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置３０の構成を示すブロック図である。
この周波数オフセット推定装置３０には、サンプル遅延部３１、複素乗算部３２、平均化処理部３３、周波数オフセット算出部３４および処理タイミング判定部４０が設けられており、これら各部の動作により、前述した周波数オフセット推定の原理に基づき周波数オフセットが推定される。
【００５８】
サンプル遅延部３１は、ＲＦ復調部２０からの直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号の各サンプル値をＮ／ｄ個だけ遅延させ、遅延サンプル値１３１として出力する。
複素乗算部３２は、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値と遅延サンプル値１３１とを、前述した数４に基づき複素乗算し、複素乗算値１３２（ｒｐ（ｋ））を出力する。
【００５９】
処理タイミング判定部４０は、直列ベースバンド信号１２２に基づいて、その直列ベースバンド信号１２２のうち直前シンボルの遅延広がりの影響が少ない期間を検出し、周波数オフセットの推定に適切な期間を示すタイミング信号１４０を出力する。
平均化処理部３３は、複素乗算値１３２を入力とし、この値を処理タイミング判定部４０からのタイミング信号１４０に基づいて平均化し、複素乗算平均値１３３を出力する。
周波数オフセット算出部３４は、複素乗算平均値１３３を入力とし、この値を用いて前述した数６に基づき周波数オフセット情報１３０（Δｆ）を推定して出力する。
【００６０】
したがって、複素乗算部３２では、サンプル値ごとに複素乗算値１３２が算出出力され、平均化処理部３３ではタイミング信号１４０に基づいて、同期用シンボルのうち例えば有効ＯＦＤＭシンボル期間にわたって複素乗算値１３２が平均化され、同期用シンボルごとに１つの複素乗算平均値１３３が出力される。これにより、周波数オフセット算出部３４では、同期用シンボルごとに１つの周波数オフセット情報１３０が推定されて出力される。
【００６１】
ここで、平均化処理部３３の作用について説明する。通常、受信信号にはホワイトノイズと呼ばれる、ノイズレベルが周波数に関係なくほぼ一定で発生するノイズが混入する。
複素乗算部３２では、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値をそのまま用いて複素乗算値１３２を算出しているため、たまたま偏ったレベルのノイズがサンプル値に混入し、算出した複素乗算値１３２が本来の値から外れる場合もある。このとき、前述したホワイトノイズの性質から、各複素乗算値１３２を平均化することにより、個々のサンプル値に混入したホワイトノイズの影響も平均化され、結果としてノイズレベルを低減できる。
【００６２】
このように、本実施の形態では、櫛形に選択した同期用サブキャリアで生成される同期用シンボルを受信し、その受信信号をサンプリングして得られた直列ベースバンド信号の各サンプリング値のうち、当該同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の繰り返し周期間隔を有する２つのサンプル値について、これら２つのサンプル値の複素乗算値を算出し、その複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、従来のように、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を用いる必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、同期用サブキャリア間隔を適切に選択することにより、実際には１つの同期用シンボルだけで精度よくその周波数オフセットを推定できる。
【００６３】
また、各複素乗算値を平均化し、得られた複素乗算平均値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、受信信号に混入しているホワイトノイズ成分を低減でき、さらに精度よく周波数オフセットを推定できる。
また、処理タイミング判定部４０を設けて、直列ベースバンド信号１２２から直前シンボルの遅延広がりの影響が少ない期間、例えば遅延広がりの範囲を考慮して設けられたガードインターバルを除く有効ＯＦＤＭシンボルの期間を検出し、その期間に得られた複素乗算値を平均化するようにしたので、直前シンボルの遅延広がりの影響を抑制でき、さらに精度よく周波数オフセットを推定できる。
【００６４】
以上では、平均化処理部３３において、複素乗算部３２からの複素乗算値を同期用シンボル分にわたって平均化する場合を例として説明したが、この平均化処理期間についてはこれに限定されるものではなく、平均化処理期間の時間位置と長さについて任意に選択してもよい。
同期用シンボルの一部期間に、ガードインターバルを越えた遅延波が含まれる可能性があると予想できる場合もある。このような場合には、その遅延波の影響の少ない期間を選んで平均化処理期間を設定すればよい。例えば、同期用シンボルのうちその半分の期間に直前シンボルの影響があるような場合、同期用シンボルの後半部分に平均化処理期間を設定して、その期間に算出された複素乗算値のみを平均化することにより、遅延波の影響を抑制でき、精度よく周波数オフセットを推定できる。
【００６５】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第２の実施の形態として、周波数オフセット推定装置３０で用いられる処理タイミング判定部４０について説明する。
【００６６】
［第１の処理タイミング判定の原理］
まず、受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０として用いられる第１の処理タイミング判定の原理について説明する。
第１の処理タイミング判定では、周波数オフセット推定に適切な期間を示す基準すなわち処理タイミングとして、受信信号から有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングを検出している。前述したように、同期用シンボルの有効ＯＦＤＭシンボル期間に現れる繰り返し波形を用いて周波数オフセットの推定を行う場合、有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングが取れていないと、演算処理されるサンプル値の中に前後のシンボル成分が含まれる可能性が高くなり、周波数オフセットの推定精度が劣化する原因となる。
【００６７】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、１つの受信ＯＦＤＭシンボル内に同様の信号成分が、ガードインターバルとその複写元であるシンボル後端部とに２回現れる。ここで、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されていることから、ガードインターバル最後端部では遅延の影響がほとんどなくなって上記２つの信号成分がほぼ等しくなり、シンボルの最先頭部で上記２つの信号成分は全く異なるものとなる。
本実施の形態では、上記の２点に着目し、これら２つの信号成分の振幅差の変化を監視することにより、有効ＯＦＤＭシンボルのシンボル開始位置を処理タイミングとして検出している。
【００６８】
一般に、送信装置１からＯＦＤＭシンボルｓ（ｋ）が送信された際、受信装置２で受信される希望波（ＯＦＤＭシンボル）ｓｄ（ｋ）、時間τだけ遅れて受信される遅延波ｓｕ（ｋ）、およびサンプル時間ｋのときの受信信号ｒ（ｋ）は、数９のようになる。ここで、ｃｄ（ｋ），ｃｕ（ｋ）はそれぞれ希望波ｓｄ（ｋ）、遅延波ｓｕ（ｋ）に対する伝送路特性であり、遅延広がりτはガードインターバル期間より短いものとする。また、ｎ（ｋ）はガウス雑音である。
【００６９】
【数９】
【００７０】
この受信信号ｒ（ｋ）と、これをシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号ｒ（ｋ−Ｔｓ）との差分、すなわち振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）は、数１０となる。但し、ｎｄｉｆ（ｋ）は、ガウス雑音の振幅差を示す。
【００７１】
【数１０】
【００７２】
ここで、ガードインターバルの信号成分とＯＦＤＭ信号の後半部分（ガードインターバルのコピー元）との信号成分とが等しいことから、数１１が成立する。この場合のＴｇはガードインターバル期間長であり、ｌ（Ｌの小文字）は整数である。
【００７３】
【数１１】
【００７４】
したがって、数１０の振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）は、数１２のように表すことができる。
【００７５】
【数１２】
【００７６】
ここで、簡略化のためｌ＝０とし、最大ドップラ周波数はシンボル周期の周波数に比べて十分小さいとすると、｛ｃｄ（ｋ−Ｔｓ）−ｃｄ（ｋ）｝および｛ｃｕ（ｋ−Ｔｓ）−ｃｕ（ｋ）｝の平均値はゼロに近似することができ、ガウス雑音ｎ（ｋ）の平均値さらにはガウス雑音の振幅差ｎｄｉｆ（ｋ）の平均値もゼロにすることができる。
したがって、減算結果ｒｄｉｆ（ｋ）は、上記のように遅延広がりτ以上からガードインターバル期間Ｔｇ以内の範囲であれば、１つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であることからゼロに近似できる。
【００７７】
このようにして算出したｒｄｉｆ（ｋ）について絶対値化処理を行うことにより複素成分を除去した後に二乗すると、１つ前のシンボルの遅延波の最大遅延広がりがτであることから、これらＬ（Ｌは１〜Ｔｇ−τの整数）サンプルを単位とした移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）は、数１３のようになる。
【００７８】
【数１３】
【００７９】
この移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）は、τ以上から（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲で小さい値となり、（Ｔｇ−Ｌ＋２）以上の範囲では平均化により小さい値が存在しなくなるため大きな値へ変化する。
したがって、数１４に示すように、移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を１つ前のｒａｖｇ（ｋ−１）で除算して除算値ｒｄｉｖ（ｋ）を得ることにより、上記変化点がｒｄｉｖ（ｋ）のピークとして現れる。
【００８０】
【数１４】
【００８１】
通常、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されているため、ガードインターバル最後端部では遅延広がりの影響がほとんどなくなって、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号成分とほぼ等しくなる。そして、シンボルの最先頭部では有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号成分と全く異なるものとなることから、移動平均値がシンボルの切り替わり時点、すなわちシンボル開始位置で大きく変化することになり、その変化を上記除算値などを用いて検出することにより、適切な処理タイミングが検出される。
【００８２】
［第１の処理タイミング判定部］
次に、図６および図７を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０の構成例および動作について説明する。図６は第１の処理タイミング判定部４０の構成例を示すブロック図である。図７は第１の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０には、シンボル遅延部４１、振幅差算出部４２、絶対値化処理部４３、二乗化乗算部４４、移動平均処理部４５、タイミング検出部６０が設けられており、これら各部の動作により、適切な処理タイミングが検出される。
【００８３】
シンボル遅延部４１は、ＲＦ復調部２０からの直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号の各サンプル値を有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させ、シンボル遅延信号１４１として出力する。これにより、シンボル遅延信号１４１側のガードインターバルＧＩ（Ａ）と、直列ベースバンド信号１２２側のコピー元ｇｉ（Ａ）とのタイミングが同期する。
振幅差算出部４２は、前述した数１２に基づき、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値とシンボル遅延信号１４１のサンプル値との振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）を算出出力する。
絶対値化処理部４３は、上記振幅差を入力とし、その振幅差の複素成分を除去する絶対値化処理を行い、その結果を絶対値振幅差として出力する。
【００８４】
二乗化乗算部４４は、上記絶対値振幅差を入力とし、その絶対値振幅差を二乗化し、その結果を二乗化振幅差として出力する。なお、この二乗化乗算部４４は、必ずしも必須要件ではないが、これを設けることにより処理タイミングの検出精度を高めることができる。
移動平均処理部４５は、前述した数１３に基づき、上記絶対値振幅差または二乗化振幅差を入力とし、これら値についてＬサンプルを単位として移動平均し、得られた移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を移動平均値１４２として出力する。
【００８５】
したがって、図７に示すように、シンボル遅延信号１４１のＧＩ（Ａ）の後端期間には、直前シンボルからの遅延波の影響がほとんどないことから、このＧＩ（Ａ）と直列ベースバンド信号１２２のｇｉ（Ａ）との絶対値振幅差を移動平均して得られた移動平均値１４２は減少し、次のシンボルのＧＩ（Ｂ）の開始位置で急激に増加する。
【００８６】
タイミング検出部６０には、データ遅延部６１、除算部６２およびピーク検出部６３が設けられており、これらが動作して移動平均処理部４５からの移動平均値１４２の変化を検出することにより、処理タイミングを検出している。
データ遅延部６１は、上記移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を入力とし、その値を１データ（１値）分遅延させ、移動平均値ｒａｖｇ（ｋ−１）を出力する。
除算部６２は、前述した数１４に基づき、移動平均処理部４５からの移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）と、データ遅延部６１からの遅延移動平均値ｒａｖｇ（ｋ−１）との比を求め、除算値ｒｄｉｖ（ｋ）として出力する。
【００８７】
ピーク検出部６３は、上記除算値ｒｄｉｖ（ｋ）を入力とし、この値を１ＯＦＤＭシンボル分にわたって検査することによりそのピークを検出し、そのタイミングを既知のガードインターバルの時間長Ｔｇだけシフトさせるタイミング調整を行う。そして、調整後のタイミングすなわち有効ＯＦＤＭシンボルの先頭位置を、周波数オフセット推定処理の適切な処理タイミングとしてタイミング信号１４０で出力する。なお、ピーク検出部６３では、ピーク検出タイミングでタイミング信号１４０を出力し、平均化処理部３３でタイミング調整を行うようにしてもよい。また、タイミング調整幅については、Ｔｇに限定されるものではなく、ガードインターバル期間Ｔｇから有効ＯＦＤＭシンボル期間ＴＳの範囲で任意の調整幅を選択できる。
なお、タイミング検出部６０の構成は、上記構成例に限定されるものではなく、移動平均値１４２の変化から処理タイミングを検出するものであれば、他の構成でもよい。
【００８８】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、この直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは有効ＯＦＤＭシンボル期間だけ遅延させたシンボル遅延信号１４１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じて周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルの後端部を利用して処理タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を大幅に削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【００８９】
また、上記処理タイミング判定部４０では、ガードインターバルを利用していることから、１つのシンボルで周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できるとともに、シンボル同期用の特別なシンボルを必要とせず、例えば上記周波数オフセットの推定で用いる同期用シンボルを用いてもよく、データ通信用シンボルも利用できる。
したがって、周波数オフセットの推定に用いる同期用シンボルの直前に位置するデータ通信用シンボルを利用して処理タイミングの検出を行うことにより、結果として最低１つのシンボルすなわち同期用シンボルを挿入するだけで高精度な周波数同期を得ることができる。また、データ通信用シンボルを用いれば、本来のデータ通信の通信効率を低下させることなく処理タイミングの検出を行うことができ、高い通信品質が得られる。
【００９０】
さらに、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミングの検出を行う際、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その処理タイミングに対応する期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミング判定と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にすることができ、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【００９１】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第３の実施の形態として、オフセット推定装置３０の処理タイミング判定部４０に代えて用いられる他の処理タイミング判定部４０Ａについて説明する。
【００９２】
［第２の処理タイミング判定の原理］
受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０Ａとして用いられる第２の処理タイミング判定の原理について説明する。
前述した第１の処理タイミング判定では、直列ベースバンド信号１２２のガードインターバルとそのコピー元との振幅差に基づき処理タイミングを検出する場合について説明したが、本実施の形態にかかる処理タイミング判定では、同期用シンボル内に現れる繰り返し波形に着目し、隣接する繰り返し波形間の振幅差に基づき、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして、有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングを検出する場合を例として説明する。
【００９３】
周波数オフセットΔｆｎを厳密に考慮して、直列ベースバンド信号１２２とこれを繰り返し波形長Ｎ／ｄ分だけ遅延させた遅延信号との振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）をそのまま算出した場合、数１５のようになり、遅延信号の干渉がない期間でも、振幅差がゼロに近似しなくなる。
【００９４】
【数１５】
【００９５】
これを回避するためには、受信信号に含まれる周波数オフセットの影響を打ち消す必要がある。ここで、直列ベースバンド信号１２２の絶対値化処理を行うと、数１６のようになり、複素成分すなわち周波数オフセット成分を打ち消すことができる。なお、このような絶対値化処理を行うと信号に含まれる位相情報も消失してしまうが、処理タイミングの検出には差し支えない。
【００９６】
【数１６】
【００９７】
したがって、このようにして絶対値化処理を行った直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理を行った遅延信号との振幅差を求めることにより、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られる。
これ以降、前述した第１の処理タイミング判定と同様の処理を行うことにより、周波数オフセットが存在する場合でも、精度よく処理タイミングを検出できる。
【００９８】
［第２の処理タイミング判定部］
次に、図８および図９を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０Ａの構成例および動作について説明する。図８は第２の処理タイミング判定部４０Ａの構成例を示すブロック図である。図９は第２の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０Ａは、図６の処理タイミング判定部４０と比較して、シンボル遅延部４１に代えてサンプル遅延部５１が設けられているとともに、絶対値化処理部５２，５３が追加されており、このほかについては、処理タイミング判定部４０とほぼ同様の構成を有している。
【００９９】
サンプル遅延部５１は、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長Ｎ／ｄだけ遅延させ、サンプル遅延信号１５１として出力する。
絶対値化処理部５２は、直列ベースバンド信号１２２を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
絶対値化処理部５３は、サンプル遅延部５１からのサンプル遅延信号１５１を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
振幅差算出部５４では、絶対値化処理部５２で絶対値化処理された直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理部５３で絶対値化処理されたサンプル遅延信号１５１との振幅差を算出する。
【０１００】
この後、図６の絶対値化処理部４３〜タイミング検出部６０と同様に処理が、絶対値化処理部５５〜タイミング検出部６０で行われる。
したがって、移動平均処理部５７で順次算出される移動平均値１５２は、図９に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で小さい値を示し、直列ベースバンド信号１２２が次の受信シンボルのガードインターバルＧＩ（Ｂ）へ移行した時点で急激に大きくなり、そのピークに応じてガードインターバルの開始位置が検出され、これがタイミング調整されて有効ＯＦＤＭシンボルの先頭位置が、周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングとしてタイミング信号１４０で出力される。なお、ピーク検出部６３では、ピーク検出タイミングでタイミング信号１４０を出力し、平均化処理部３３でタイミング調整を行うようにしてもよい。また、タイミング調整幅については、Ｔｇに限定されるものではなく、ガードインターバル期間Ｔｇから有効ＯＦＤＭシンボル期間ＴＳの範囲で任意の調整幅を選択できる。なお、前述と同様に、二乗化乗算部５６は省略してもよい。
【０１０１】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは繰り返し波形長だけ遅延させたサンプル遅延信号１５１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じて周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルを利用しないで処理タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【０１０２】
また、絶対値化処理部５２，５３を設け、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値およびサンプル遅延部５１からのサンプル遅延信号１５１の各サンプル値をそれぞれ絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ入力するようにしたので、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度で処理タイミング判定を行うことができる。
【０１０３】
また、本実施の形態では、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミング判定を行っているため、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その検出により得られた期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミングの検出と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にする削減でき、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【０１０４】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第４の実施の形態として、オフセット推定装置３０の処理タイミング判定部４０に代えて用いられる他の処理タイミング判定部４０Ｂについて説明する。
【０１０５】
［第３の処理タイミング判定の原理］
受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０Ｂとして用いられる第３の処理タイミング判定の原理について説明する。
前述した第２の処理タイミング判定では、同期用シンボル内に現れる繰り返し波形に着目し、隣接する繰り返し波形間の振幅差に基づき、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして、有効ＯＦＤＭシンボル期間を処理タイミングとして検出する場合について説明したが、本実施の形態では、有効ＯＦＤＭシンボルの期間に捕らわれず、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出する場合について説明する。
【０１０６】
前述した第２の処理タイミング判定では、同期用シンボル内の２つの繰り返し波形に属するサンプリング値から得られた振幅差を絶対値化し、その移動平均を逐次算出して変化を監視することにより、処理タイミングを検出している。
ここで、上記振幅差は、繰り返し波形内の同一時間位置のサンプル値の振幅差であることから、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ないほど小さい値を示すことになる。本実施の形態では、この点に着目し、この振幅差を絶対値化した値の大きさにより、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ない期間を検出し、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出するようにしたものである。
【０１０７】
［第３の処理タイミング判定部］
次に、図１０および図１１を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０Ｂの構成例および動作について説明する。図１０は第３の処理タイミング判定部４０Ｂの構成例を示すブロック図である。図１１は第３の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０Ｂは、図８の処理タイミング判定部４０Ａと比較して、タイミング検出部６０に代えて期間判定部７８が設けられており、このほかについては、処理タイミング判定部４０Ａとほぼ同様の構成を有している。
【０１０８】
サンプル遅延部７１は、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長Ｎ／ｄだけ遅延させ、サンプル遅延信号１７１として出力する。
絶対値化処理部７２は、直列ベースバンド信号１２２を絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ出力する。
絶対値化処理部７３は、サンプル遅延部７１からのサンプル遅延信号１７１を絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ出力する。
振幅差算出部７４では、絶対値化処理部７２で絶対値化処理された直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理部７３で絶対値化処理されたサンプル遅延信号１７１との振幅差を算出する。
【０１０９】
この後、絶対値化処理部７５で振幅差算出部７４からの振幅差の絶対値を算出し、これを二乗化乗算部７６で二乗化する。移動平均処理部７７では、二乗化された振幅差の移動平均値１７２を順次求めて出力する。
期間判定部７８では、このようにして順次求めた複数の移動平均値１７２のうち、最小値を示すものを選択し、その移動平均値１７２を求めた元の直列ベースバンド信号１２２のサンプル値に対応する期間を周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして検出し、その期間を示すタイミング信号１４０を出力する。
これにより、図１１に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で求められた任意の移動平均値１７２のうちから最小値が選択され、例えばその移動平均値１７２の算出期間の先頭でタイミング信号１４０が出力される。
【０１１０】
平均処理部７７で移動平均値１７２を求める際の振幅差（サンプル値）数については、周波数オフセットの推定に用いる直列ベースバンド信号１２２のサンプル値の数より大きく、有効ＯＦＤＭシンボル期間分のサンプル数より小さい数とすることにより、個々の周波数オフセット推定で用いる複数のサンプル値ごとに、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ないかどうかを判定できる。また、移動平均値１７２を求める移動間隔は、１サンプル値以上であって、周波数オフセットの推定に用いるサンプル値より小さい間隔であればよい。なお、前述と同様に、二乗化乗算部７６は省略してもよい。
【０１１１】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長だけ遅延させたサンプル遅延信号１５１とをそれぞれ絶対値化処理した後に振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を順次算出し、得られた移動平均値のうち最小値を示す移動平均値に対応する期間を、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして検出するようにしたので、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【０１１２】
また、絶対値化処理部７２，７３を設け、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値およびサンプル遅延部７１からのサンプル遅延信号１７１の各サンプル値をそれぞれ絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ入力するようにしたので、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度で処理タイミング判定を行うことができる。
【０１１３】
また、本実施の形態では、第２の実施の形態と同様に、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミング判定を行っているため、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その処理タイミングに応じた期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミングの検出と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にする削減でき、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【０１１４】
以上で説明した前述の第２の実施の形態（図６参照）では、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１については、そのまま振幅差算出部４２に入力する場合を例として説明したが、第３および第４の実施の形態（図７，１０参照）で説明したように、絶対値化処理部を設けて、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１を絶対値化処理した後に振幅差算出部４２に入力するようにしてもよい。これにより、第３および第４の実施の形態と同様に、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度でシンボル同期を行うことができる。
【０１１５】
また、以上で説明した第２〜第４の実施の形態では、図５に示したように、処理タイミング判定部４０（４０Ａ，４０Ｂ）が周波数オフセット推定装置３０内に設けられている場合を例として説明したが、これら処理タイミング判定部４０（４０Ａ，４０Ｂ）が受信装置２のうち周波数オフセット推定装置３０の外部に設けられている場合でも、前述と同様の作用効果が得られる。
また、第３および第４の実施の形態では、処理タイミング判定部４０Ａ，４０Ｂのうち、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長分だけ遅延させるサンプル遅延部５１，７１について、周波数オフセット推定装置３０のサンプル遅延部３１を兼用してもよい。
【０１１６】
なお、以上の第１、第３および第４の実施の形態では、同期用サブキャリアで用いる各サブキャリアの間隔ｄとして、サブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合を例として説明したが、この間隔ｄとしては、サブキャリア総数Ｎの約数を用いるほうが望ましい場合もあるが、必ずしも約数を用いる必要はない。
例えば、サブキャリア総数Ｎ＝５１２のときに、サブキャリアをＮの約数の１つである間隔ｄ＝８で選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄ＝６４（５１２／８）個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝８個の繰り返し波形が現れる。
【０１１７】
これに対して、Ｎの約数ではない間隔ｄ＝９でサブキャリアを選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄを越えない整数個ここでは５６個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝９を越えない最大の整数個ここでは８個の繰り返し波形が完全な形で現れ、最後の繰り返し波形は、他の繰り返し波形より短く途中で切れた不完全な波形となる。但し、このような不完全な波形を含む場合でも、他の完全な形の繰り返し波形で周波数オフセットを推定できることから、前述した周波数オフセット推定処理を同様にして行うことができる。
【０１１８】
一般的に表現すれば、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、サブキャリア数はＮ／ｄを越えない最大の整数すなわち［Ｎ／ｄ］（［］はガウス記号）と表され、同期用シンボルに現れる繰り返し波形のうち完全な形の繰り返し波形の数はｄ−１個となり、繰り返し波形幅すなわちサンプル遅延部３１，５１，７１での遅延幅は［Ｎ／ｄ］となる。
したがって、これらパラメータを、前述した間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合のパラメータと置換することにより、前述と同様の周波数オフセット推定処理および処理タイミング判定処理を実施することができ、同様の作用効果が得られる。
【０１１９】
なお、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、有効ＯＦＤＭシンボルの最後端に上記のような不完全な波形が現れる。したがって、有効ＯＦＤＭシンボルの後端部をガードインターバルとして用いた場合、ガードインターバルの最後端に繰り返し波形の途中部分が位置することになり、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られず、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの接続部分が繰り返し波形の境目と一致しない。
このため、処理タイミングに多少の誤差が生じて、有効ＯＦＤＭシンボルの開始位置を示す処理タイミングがガードインターバル側へずれた場合には、上記のようにガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られていないことから、ガードインターバル部分を含む周波数オフセット推定では、所望のオフセット値が得られず、周波数同期性能の低下要因となる。
【０１２０】
一方、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合、上記のような不完全な波形は現れない。したがって、有効ＯＦＤＭシンボルの後端部をガードインターバルとして用いた場合、ガードインターバルの最後端に繰り返し波形の最後端が位置することになり、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られ、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの接続部分が繰り返し波形の境目と一致する。
このため、処理タイミングに多少の誤差が生じて、有効ＯＦＤＭシンボルの開始位置を示す処理タイミングがガードインターバル側へずれた場合でも、上記のようにガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られていることから、そのずれた処理タイミングを繰り返し波形の先頭と見なして周波数オフセットの推定処理を実行でき、安定した周波数同期制御を実現できる。
【０１２１】
［シミュレーション結果］
次に、図１２〜図１４を参照して、本方式による、送信装置１と、周波数オフセット推定装置３０および処理タイミング判定部４０Ａを用いた受信装置２との間でデータ通信を行った場合のシミュレーション結果について説明する。図１２は、シミュレーションから得られたＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示すグラフである。図１３は、シミュレーションで用いた各パラメータを示している。図１４は、シミュレーションの平均推定誤差特性を示すグラフである。なお、このシミュレーションでは、周波数オフセット量として、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットΔｆｎを用いている。
【０１２２】
図１２のＢＥＲ特性は、正規化周波数オフセットΔｆｎで示される周波数オフセットの変化により、送受信装置間でどの程度ビットエラーが発生するかを調べた結果を示すものである。
ここでは、Δｆｎが０．１，０．２，０．３，１．０の場合について、本方式を用いた場合と用いなかった場合のＢＥＲ特性がそれぞれ示されている。
なお、横軸は、１ビット当たりの信号エネルギーＥｂと、ノイズの片側パワースペクトル密度Ｎｏの比を示している。これは、受信信号の信号対雑音比（ＳＮ比）をシンボル当たりの情報ビット数で割った値に等しく、この値が大いほどノイズの少ない良好なデータ通信状態であることを示している。縦軸は、送受信されたデータのビット誤り率である。
【０１２３】
特性３００は周波数オフセットのない理想的な完全同期状態でのＢＥＲ特性、特性３０１は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．１の状態でのＢＥＲ特性、特性３０２は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．２の状態でのＢＥＲ特性、特性３０３は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．３の状態でのＢＥＲ特性、特性３０４は周波数オフセットがΔｆｎ＝１．０の状態でのＢＥＲ特性をそれぞれ示している。これら特性３０１〜３０４は、周波数オフセットの補正を行っていない。
【０１２４】
特性３０５は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．１，０．２，０．３，１．０の状態で本発明を適用した場合のＢＥＲ特性であり、いずれの状態でもほぼ同一のＢＥＲ特性が得られた。
この図１２によれば、本方式のＢＥＲ特性３０５は、正規化周波数オフセットΔｆｎの値にかかわらず、周波数オフセットのない完全同期状態でのＢＥＲ特性３００とほぼ同様の特性を示しており、周波数オフセットが生じている状態でも、周波数オフセット推定装置３０でその周波数オフセット分が完全に補正されていることがわかる。
【０１２５】
図１４の平均推定誤差特性は、Δｆｎで示される正規化周波数オフセットが変化した場合、本方式によりどの程度の推定精度が得られるかを調べた結果を示すものである。
ここでは、周波数オフセットとしてΔｆｎが０．１，０．２，０．３，１．０の場合について、本方式を用いた場合の平均推定誤差特性がそれぞれ示されている。
【０１２６】
なお、図１４において、横軸は図１２と同じく、１ビット当たりの信号エネルギーＥｂと、片側パワースペクトル密度Ｎｏの比を示している。縦軸は、送受信されたデータの平均推定誤差すなわち推定精度である。ここでは、本方式で推定された周波数オフセット推定量と実際の周波数オフセット量との差の絶対値をサブキャリア間隔ｆ０で正規化することにより、各周波数オフセット推定量ごとに正規化推定誤差を求め、これを試行回数１００００回分平均することにより平均推定誤差を算出している。
一般に、ＢＥＲ特性上では、正規化推定誤差が０．０１以内という条件になれば、完全同期とほぼ同様の特性が得られることが知られている。したがって、本方式によれば、図１４から、Ｅｂ／Ｎｏが１０ｄＢ以上であれば、上記条件を満たすことになり、完全同期とほぼ同様の特性が得られることがわかる。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、この直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、送信側で各サブキャリアを櫛形に選択することにより送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の周期間隔で２つの周波数同期用サンプル値を選択し、選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を算出し、得られた複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、従来のように、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を用いる必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、同期用サブキャリア間隔を適切に選択することにより、実際には１つの同期用シンボルだけで精度よくその周波数オフセットを推定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置で用いられるサブキャリアの配置を示す説明図である。
【図４】図３のサブキャリア配置で得られる同期用シンボルの波形例である。
【図５】本発明の第１の実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態にかかる第１の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図７】第１の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第３の実施の形態にかかる第２の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図９】第２の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第４の実施の形態にかかる第３の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図１１】第３の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】シミュレーションのＢＥＲ特性を示すグラフである。
【図１３】シミュレーションで用いた各パラメータである。
【図１４】シミュレーションの平均推定誤差特性を示すグラフである。
【図１５】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリアの電力スペクトルである。
【図１６】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリア配置を示す説明図である。
【図１７】サブキャリアの周波数オフセットを示す説明図である。
【符号の説明】
１…送信装置、１０…Ｓ／Ｐ変換部、１１…サブキャリア変調部、１２…ＩＦＦＴ処理部、１３…Ｐ／Ｓ変換部、１４…ＲＦ変調部、１５…局部発信器、２…受信装置、２０…ＲＦ復調部、２１…局部発振器、２２…Ｓ／Ｐ変換部、２３…シンボル同期タイミング検出部、２４…ＦＦＴ処理部、２５…サブキャリア復調部、２６…Ｐ／Ｓ変換部、３０…周波数オフセット推定装置、３１…サンプル遅延部、３２…複素乗算部、３３…平均化処理部、３４…周波数オフセット算出部、４０，４０Ａ，４０Ｂ…処理タイミング判定部、４１…シンボル遅延部、４２，５４，７４…振幅差算出部、４３，５２，５３，５５，７２，７３，７５…絶対値化処理部、４４，５６，７６…二乗化乗算部、４５，５７，７７…移動平均処理部、５１，７１…サンプル遅延部、６０…タイミング検出部、６１…データ遅延部、６２…除算部、６３…ピーク検出部、７８…期間判定部、１１０…直列入力データ、１１１…並列入力データ、１１２…並列ベクトル信号、１１３…並列ベースバンド信号、１１４…ガードインターバル信号、１１５…直列ベースバンド信号、１１６…局部発振周波数、１１７…送信ＯＦＤＭ信号、１２０…受信ＯＦＤＭ信号、１２１…局部発振周波数、１２２…直列ベースバンド信号、１２３…シンボル同期信号、１２４…並列ベースバンド信号、１２５…並列ベクトル信号、１２６…並列出力データ、１２７…直列出力データ、１３０…周波数オフセット情報、１３１…遅延サンプル値、１３２…複素乗算値、１３３…複素乗算平均値、１４０…タイミング信号、１４１…シンボル遅延信号、１４２，１５２，１７２…移動平均値、１５１，１７１…サンプル遅延信号、２００…サブキャリア、２１０…電力スペクトル、２２０…繰り返し波形。
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置に関し、特に互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式において、受信側で受信した信号から送信側との間で発生したサブキャリアの周波数オフセットを推定する直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、伝送する情報量の増加に伴って、通信帯域を有効利用するための広帯域伝送方式の研究が急速に進みつつある。この広帯域伝送方式の１つとして、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して、シンボルと呼ばれる予め決められた単位毎に伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式が注目されている。例えば、ＡＤＳＬ（Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ）、地上波デジタルテレビ放送、無線ＬＡＮあるいはデジタル家電では、直交マルチキャリア信号伝送方式としてＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）伝送方式が採用されており、携帯電話システムでは、ＭＣ−ＣＤＭＡ（ＭａｌｕｔｉＣａｒｒｉｅｒ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式の採用が検討されている。
【０００３】
図１５に示すように、この直交マルチキャリア信号伝送方式の各サブキャリア２００は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘという関数で表されるデジタル変調信号と同じ電力スペクトルを有している。各サブキャリアのうちそのキャリア周波数が最も低いサブキャリアをｆｃとし、サブキャリア間隔をｆ０、さらにサブキャリア総数をＮ（Ｎは２以上の整数）とした場合、この電力スペクトルは、パルス幅＝１／ｆ０の矩形パルスと、周波数ｆｃ＋ｋｆ０（ｋは０〜Ｎ−１の整数）の正弦波信号との積で表される。
各サブキャリア２００の電力スペクトルは、各サブキャリアの周波数ｆｃ＋ｋｆ０を中心として両側に広がった形をなしており、そのキャリア周波数から離れるにつれて１／（ｆｃ＋ｋｆ０）の間隔で振動しながら小さくなっている。
【０００４】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、図１６に示すように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。これにより、サブキャリア相互間の干渉が抑制され、全体として１つの電力スペクトル２１０が得られる。
したがって、規定の周波数帯域内に多くのサブキャリアを配置でき、並列して伝送できる情報量を増加させることができるとともに、周波数資源を有効利用できる。
【０００５】
このような直交マルチキャリア信号伝送方式では、送信装置と受信装置との間で各サブキャリア周波数を精度良く一致させておく必要がある。しかし、これら伝送装置で用いる局部発振周波数の精度や温度変化、あるいは送信／受信装置の移動に伴うドップラー効果などの影響により、図１７に示すように、送信側での変調に用いたサブキャリア２００の周波数ｆｃ＋ｋｆ０に周波数オフセットΔｆが生じ、受信側で受信した信号のサブキャリア２０１の周波数が元のｆｃ＋ｋｆ０からΔｆ分だけずれてしまう。このような周波数オフセットが生じた場合、サブキャリア間の直交性がくずれ、ダウンコンバートして得られたデータシンボルにサブキャリア間干渉（ＩＣＩ：ＩｎｔｅｒＣｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生し、受信信号の復調に大きな影響を与える。
したがって、伝送装置では受信信号から上記周波数オフセットを検出して復調に用いるサブキャリア周波数を調整する制御すなわち周波数同期制御を行う必要がある。
【０００６】
従来、このような周波数同期制御について、多くの場合、周波数オフセットの推定を２段階に分けて処理している。すなわち、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットを調整する第１段階と、サブキャリア間隔より小さな周波数オフセットを調整する第２段階とからなる。このように異なる周波数オフセット推定方法を用いて２段階に分けて処理する理由はいくつか存在するが、代表的には、所望の精度が得られる周波数オフセット推定方法では、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットを正確に検出できない、あるいは回路構成や処理時間の観点から、サブキャリア間隔より大きな周波数オフセットの検出にはデメリットが大きいからである。
【０００７】
上記第１段階で用いられる周波数オフセット推定方法としては、例えば、受信側伝送装置において、受信した同期用シンボルをダウンコンバートした後、高速フーリエ変換して得られた周波数領域の並列ベクトル信号について周波数を比較するものや、特定サブキャリアのみに挿入したＣＷシンボルの受信電力スペクトルについて、他のサブキャリア周波数における電力の大小を比較するもの（例えば、特開２００１−１３６１４８号公報など参照）がある。
【０００８】
また、上記第２段階で用いられる周波数オフセット推定方法としては、例えば、送信側伝送装置から所定の同期用シンボルを送信し、受信側伝送装置において受信した同期用シンボルと特定の基準シンボルとの相関値を求め、その相関値に含まれる位相成分に基づき周波数オフセットを推定するものが提案されている。この基準シンボルとして、受信側で生成したものを用いるもの（例えば、特開２０００−２３６３２２号公報など参照）や、受信した同期用シンボルに含まれる同一波形パタンを基準シンボルとして用いるもの（例えば、特表２００２−５１１７１０号公報、特開２００２−２６８５８号公報など参照）がある。
これらを適時組み合わせることにより、周波数オフセットがサブキャリア間隔より大きな場合にも対応できる構成となっていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の周波数同期制御では、１つの周波数オフセット推定方法でサブキャリア間隔の前後にわたる範囲の周波数オフセットを推定できないことから、サブキャリア間隔を境として異なる２つの周波数オフセット推定方法を用いなければならないという問題点があった。
このことから、例えば所望の周波数同期を得るのに多くの同期用シンボルが必要となるため、所望データ通信のためのシンボルとは異なる同期用シンボルを多く送信する必要があり、データ通信効率が低下するという問題点があった。
【００１０】
すなわち、第１段階で用いられる最も簡素な周波数オフセット推定方法の１つである前述の周波数比較方式を適用しても、最低１つの同期用シンボルが必要であり、実際には精度などの面から複数の同期用シンボルが必要となる。また、第２段階では相関操作のため最低１つの同期用シンボルが必要となるとともに、多くの場合、遅延波の影響などを排除して高精度で周波数オフセットを検出するために平均化処理を行うことから、複数の同期用シンボルが必要となる。
したがって、従来の周波数同期制御では最低でも２つの同期用シンボルが必要となるが、実際には精度などの面から３つ以上の同期用シンボルが必要となり、これら同期用シンボル分だけ実際のデータ通信の効率を低下させる原因となる。
【００１１】
また、移動体通信で直交マルチキャリア信号伝送方式が用いられる場合には、携帯端末の移動に伴い周波数オフセット量が変化して周波数同期が外れることもある。このような場合には周波数同期制御が必要となるが、従来のように多くの同期用シンボルが必要となる場合には、その期間だけ通話音声が途切れることにもなり、通信品質低下の原因となる。
【００１２】
本発明はこのような課題を解決するためのものであり、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、精度よくその周波数オフセットを推定できる直交マルチキャリア信号伝送方式の周波数オフセット推定方法および装置を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明にかかる周波数オフセット推定方法は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアに所望のデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定方法であって、送信側で、各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて同期用シンボルを送信し、受信側で、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、この直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で２つの周波数同期用サンプル値を選択し、選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を算出し、得られた複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたものである。
【００１４】
２つの周波数同期用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、２つの周波数同期用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を順次算出し、得られた複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出し、その平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしてもよい。
【００１５】
各複素乗算値を平均化する周波数同期用サンプル値については、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つの処理タイミング判定用サンプル値を順次選択し、順次選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、得られた絶対値振幅差の変化に基づき周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出し、各複素乗算値を平均化する際、検出された処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化するようにしてもよい。
【００１６】
振幅差を算出する際、選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を算出するようにしてもよい。
絶対値振幅差を算出する際、絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均し、この移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００１７】
２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間の間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択するようにしてもよく、あるいは、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択するようにしてもよい。
【００１８】
さらに、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、所定間隔として同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択し、絶対値振幅差を算出する際、絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求め、これら移動平均値のうちから最小値を選択し、最小値を示す移動平均値の算出に用いた処理タイミング判定用サンプル値に対応する期間に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００１９】
また、本発明にかかる周波数オフセット推定装置は、互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、送信側で各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の繰り返し周期間隔だけ遅延させるサンプル遅延部と、このサンプル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を算出する複素乗算部と、この複素乗算部からの複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定する周波数オフセット算出部とを備えるものである。
【００２０】
このとき、複素乗算部からの複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出する平均化処理部を備え、サンプル遅延部で、直列ベースバンド信号の各サンプル値を順次遅延させて出力し、複素乗算部で、サンプル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を順次算出し、周波数オフセット算出部で、複素乗算値に代えて平均化処理部からの平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしてもよい。
【００２１】
周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出するための構成として、直列ベースバンド信号のサンプル値を所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、このシンボル遅延部からの遅延サンプル値と直列ベースバンド信号のサンプル値との振幅差を算出する振幅差算出部と、この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づき周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出する処理タイミング判定部をさらに備え、平均化処理部で、処理タイミング判定部で検出された処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化するようにしてもよい。
【００２２】
この際、振幅差算出部で、振幅差を算出する際、直列ベースバンド信号の各サンプル値に代えてそのサンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いるとともに、サンプル遅延部からの遅延サンプル値に代えてその遅延サンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いるようにしてもよい。
また、絶対値化処理部からの絶対値振幅差を移動平均する移動平均処理部をさらに備え、処理タイミング判定部で、移動平均処理部で移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００２３】
シンボル遅延部では、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間だけ遅延させるようにしてもよい。
あるいは、シンボル遅延部で、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させるようにしてもよい。
【００２４】
さらに、シンボル遅延部で、直列ベースバンド信号のサンプル値を、所定期間として、同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させ、絶対値化処理部からの絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求める移動平均処理部をさらに備え、処理タイミング判定部で、これら移動平均値のうちから最小値を選択し、最小値を示す移動平均値の算出に用いたサンプル値に対応する期間に基づき処理タイミングを検出するようにしてもよい。
【００２５】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第１の実施の形態について説明する。
【００２６】
［送信装置］
まず、図１を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置について説明する。図１は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
この送信装置１には、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０、サブキャリア変調部１１、逆フーリエ変換処理部（以下、ＩＦＦＴ処理部という）１２、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１３、ＲＦ変調部１４および局部発振器１５が設けられている。
【００２７】
Ｓ／Ｐ変換部１０は、送信データシンボルを示すデジタルデータ列からなる直列入力データ１１０を入力とし、この信号をシリアル／パラレル変換して所定ビット幅の並列入力データ１１１を出力する。
サブキャリア変調部１１は、並列入力データ１１１を入力とし、これら信号を例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式により複素信号成分へ変換して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いる各サブキャリアへマッピングし、並列ベクトル信号１１２として出力する。これら並列ベクトル信号１１２の各サブキャリアは、前述の図１５に示した電力スペクトルを有する。
【００２８】
ＩＦＦＴ処理部１２は、並列ベクトル信号１１２を入力とし、これら周波数領域における信号を逆高速フーリエ変換処理することにより、時間領域における並列ベースバンド信号１１３として出力する。したがって、この並列ベースバンド信号１１３は、前述の図１５に示した電力スペクトルを有する並列ベクトル信号１１２が、図１６に示したように、周波数領域において所定周波数間隔ｆ０ごとに等間隔で配置された形となる。
Ｐ／Ｓ変換部１３は、並列ベースバンド信号１１３と、その一部からなるガードインターバル信号１１４とを入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータからなる直列ベースバンド信号１１５を出力する。
【００２９】
ガードインターバルとは、時間領域において、所望のＯＦＤＭシンボルの後端部分をコピーしてそのＯＦＤＭシンボルの先頭に複写した領域のことを指す。直交マルチキャリア信号伝送方式では、マルチパスによる遅延が大きくなると、ガードインターバルを設けていない場合には、直前ＯＦＤＭシンボルの遅延波が当該ＯＦＤＭシンボルの先頭部分に不要シンボルとして混入するため、この状態でＦＦＴ処理をした場合、サブキャリア間の直交性が保たれなくなって伝送誤りの原因となる。
したがって、遅延波に対して十分な期間のガードインターバルを設けることにより、実際にＦＦＴ処理する範囲すなわち有効ＯＦＤＭシンボル期間への遅延波の影響がなくなり、良好な復調信号が得られる。
【００３０】
ＲＦ変調部１４は、直列ベースバンド信号１１５を入力とし、この信号をＤ／Ａ変換した後に局部発振器１５からの局部発振周波数（ｆＣ）１１６に基づきＲＦ変調して、前述の図１６に示したような電力スペクトル２１０をなすアナログの送信ＯＦＤＭ信号１１７を出力する。
【００３１】
［受信装置］
次に、図２を参照して、直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置について説明する。図２は直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
この受信装置２には、ＲＦ復調部２０、局部発振器２１、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部２２、シンボル同期タイミング検出部２３、周波数オフセット推定装置３０、高速フーリエ変換処理部（以下、ＦＦＴ処理部という）２４、サブキャリア復調部２５およびＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部２６が設けられている。
【００３２】
ＲＦ復調部２０は、アナログの受信ＯＦＤＭ信号１２０を入力とし、この信号を局部発振器２１からの局部発振周波数（ｆＣ’）１２１に基づきＲＦ復調した後にサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、デジタルデータ列からなる直列ベースバンド信号１２２を出力する。
シンボル同期タイミング検出部２３は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からガードインターバル部分を除く所望のＯＦＤＭシンボル期間に対応するタイミング検出し、そのタイミングを示すシンボル同期信号１２３を出力する。
周波数オフセット推定装置３０は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からサブキャリアの周波数オフセットを推定し、周波数オフセット情報（Δｆ）１３０として出力する。本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置は、この周波数オフセット推定装置３０として適用される。
【００３３】
Ｓ／Ｐ変換部２２は、直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号からシンボル同期信号１２３に基づきガードインターバルを除いた所望のＯＦＤＭシンボルをシリアル／パラレル変換して、時間領域における並列ベースバンド信号１２４として出力する。この並列ベースバンド信号１２４も前述の図１６のような電力スペクトルとなる。
ＦＦＴ処理部２４は、並列ベースバンド信号１２４を入力として、これら時間領域における信号を高速フーリエ変換処理し、各サブキャリアに対応した周波数領域において、前述した図１５のような電力スペクトルをそれぞれ有する並列ベクトル信号１２５を出力する。このとき、ＦＦＴ処理部２４では、周波数オフセット情報１３０に基づきサブキャリア周波数を補正する。
【００３４】
サブキャリア復調部２５は、並列ベクトル信号１２５を入力とし、これら信号をそれぞれのサブキャリア周波数で復調し、得られた複素信号成分を、例えばＱＰＳＫ変調方式などの所定の変調方式に基づき復調し、並列出力データ１２６として出力する。
Ｐ／Ｓ変換部２６は、並列出力データ１２６を入力とし、これら信号をパラレル／シリアル変換してデジタルデータ列からなる直列出力データ１２７を出力する。
【００３５】
［周波数オフセット推定の原理］
次に、図３および図４を参照して、本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置における周波数オフセット推定の原理について説明する。図３は、本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置で用いられるサブキャリアの配置を示す説明図である。図４は、図３のサブキャリア配置で得られる同期用シンボルの波形例である。
本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置では、１つの同期用シンボル内に形成された同一の波形をなす２つの繰り返し波形について、両者の複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定することを周波数同期の原理としている。
【００３６】
直交マルチキャリア伝送方式では、前述の図１６に示したように、隣接するサブキャリア２００の電力スペクトルがゼロとなる位置すなわちｆ０間隔で各サブキャリアが重ねて配置されている。
本実施の形態にかかる周波数オフセット推定では、周波数オフセットの推定に用いる同期用シンボルを送信する際、送信装置１において、Ｐ／Ｓ変換部１３で用いる各サブキャリアのうち、等しい間隔で櫛形に選択された複数のサブキャリアを同期用サブキャリアとして用いる。
【００３７】
このような同期用サブキャリアを用いた場合、有効ＯＦＤＭシンボル内に複数の繰り返し波形が形成された同期用シンボルが得られる。
例えば図３に示すように、隣接するサブキャリアとの間隔をｆ０とすると、サブキャリア２００をｄ（ｄは２以上の整数）個間隔で選択した場合、その周波数間隔がｄｆ０の櫛形のサブキャリア配置となる。このとき、ガードインターバル信号１１４（図１参照）を除くすべての並列ベースバンド信号１１３に対応するサブキャリアの総数をＮ（Ｎは２×ｄ以上の整数）とすると、Ｎ／ｄを越えない最大の整数個のサブキャリアが同期用サブキャリアとして選択されることになる。
【００３８】
この同期用サブキャリアの選択方法については、並列ベースバンド信号１１３として所望のサブキャリアのみ有効となるビットデータパターンをＰ／Ｓ変換部１３へ入力することにより同期用サブキャリアを選択してもよい。
なお、各実施の形態の説明では、理解を容易とするため、同期用サブキャリアのサブキャリア間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数のいずれかを選択した場合を例として説明する。なお、この場合、同期用サブキャリアとしてはＮ／ｄ（整数）個のサブキャリアが選択されることになる。
【００３９】
このような櫛形のサブキャリア配置を用いた場合、受信装置２の直列ベースバンド信号１２２では、図４に示すように、ガードインターバル期間を除く有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓ内に、ｄ個の繰り返し波形２２０が現れる。
このとき、受信装置２のＲＦ復調部２０において、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓをサブキャリア総数Ｎでサンプリングした場合、１つの繰り返し波形２２０から得られるサンプル値の数、すなわちサンプリング間隔で正規化された繰り返し波形２２０の幅はＮ／ｄとなる。
【００４０】
周波数同期では、信号伝送の途中で様々な原因によって生じた受信信号における周波数のズレすなわち周波数オフセットを推定し補正することを目的としている。
一般に、送信信号ｓ（ｋ）に対して周波数オフセットΔｆが生じた信号を受信した場合、その受信信号ｒ（ｋ）は、数１のように示される。ただし、ｋはサンプリング変数であり、有効ＯＦＤＭシンボル期間において、ｋ＝０〜Ｎ−１（ｋは整数）の範囲をとる。なお、ｅｘｐ（）は、自然対数ｅを底とする指数関数を示す。
【００４１】
【数１】
この数１において、指数関数項ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｋ）が位相回転成分に相当する。ここで、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットをΔｆｎとした場合、周波数オフセットΔｆは、ＦＦＴ処理の大きさすなわちサブキャリア総数Ｎを用いて、数２のように表される。
【００４３】
【数２】
ここで、前述のようにして得られた繰り返し波形２２０のうち、２つの隣接する繰り返し波形２２０に属する信号サンプルから得られる複素乗算値について考察する。
前述したように、１つの繰り返し波形２２０の幅は、サンプリング間隔で正規化した場合Ｎ／ｄとなる。したがって、２つの隣接する繰り返し波形２２０において、同一サンプリング位置ｋにおけるそれぞれの信号サンプルは、一方の信号サンプルからＮ／ｄだけ先に受信した信号サンプルとなり、それぞれ数３で表される。
【００４５】
【数３】
これら２つの信号サンプルについて、一方の複素共役を用いて複素乗算値を求めた場合、その複素乗算値ｒｐ（ｋ）は、数４のように表される。なお、ｓ＊（）はｓ（）の複素共役を示す。
【００４７】
【数４】
ここで、ノイズの影響を無視した場合、繰り返し波形２２０はＮ／ｄサンプルごとに周期を持つ信号であることから、ｓ（ｋ）とｓ（ｋ−Ｎ／ｄ）は同じ成分の信号といえる。したがって、上記数４は、さらに数５のように表される。
【００４９】
【数５】
この数５において、｜ｓ（ｋ）｜２は実数値となり位相回転成分は含まれないことから、これを無視して（１と見なして）、数５の偏角すなわち指数関数項ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｎ／ｄ）に着目すれば、数６を用いて周波数オフセットΔｆｎを推定できる。
【００５１】
【数６】
周波数オフセットΔｆｎはプラス側およびマイナス側の両方に生じる可能性がある。数５において、Δｆｎ／ｄ＝１／２となるような場合、数６において、位相がプラス側にπだけ回転したのか、マイナス側にπだけ回転したのか区別できない。したがって、位相回転が一意に求められる条件として｜Δｆｎ｜＜ｄ／２が与えられる。この条件は、周波数オフセットΔｆｎが同期用サブキャリア間隔ｄの半分未満であることを示している。このため、予想される周波数オフセット幅とサブキャリア間隔から、上記条件が十分成立するよう、同期用サブキャリア間隔ｄを選択する必要がある。
【００５３】
なお、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットΔｆｎのうち、サブキャリア間隔ｆ０の整数倍の周波数オフセットをΔｆｉとし、サブキャリア間隔の小数倍すなわち±１／２以下の周波数オフセットをΔｆｆとした場合、Δｆｎは数７のように表される。また、数７において、Δｆｎ≧１である場合、複素乗算値ｒｐ（ｋ）は、数８のようになる。
【００５４】
【数７】
【数８】
したがって、上記条件｜Δｆｎ｜＜ｄ／２を満たせば、サブキャリア間隔ｆ０を越える大きさの周波数オフセットが生じた場合でも、Δｆｉすなわちサブキャリア間隔ｆ０を越える部分と、Δｆｆすなわちサブキャリア間隔ｆ０に満たない部分の両方を、数６で推定できることがわかる。
【００５７】
［周波数オフセット推定装置］
次に、図５を参照して、受信装置２に適用される周波数オフセット推定装置３０の構成例および動作について説明する。図５は本実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置３０の構成を示すブロック図である。
この周波数オフセット推定装置３０には、サンプル遅延部３１、複素乗算部３２、平均化処理部３３、周波数オフセット算出部３４および処理タイミング判定部４０が設けられており、これら各部の動作により、前述した周波数オフセット推定の原理に基づき周波数オフセットが推定される。
【００５８】
サンプル遅延部３１は、ＲＦ復調部２０からの直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号の各サンプル値をＮ／ｄ個だけ遅延させ、遅延サンプル値１３１として出力する。
複素乗算部３２は、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値と遅延サンプル値１３１とを、前述した数４に基づき複素乗算し、複素乗算値１３２（ｒｐ（ｋ））を出力する。
【００５９】
処理タイミング判定部４０は、直列ベースバンド信号１２２に基づいて、その直列ベースバンド信号１２２のうち直前シンボルの遅延広がりの影響が少ない期間を検出し、周波数オフセットの推定に適切な期間を示すタイミング信号１４０を出力する。
平均化処理部３３は、複素乗算値１３２を入力とし、この値を処理タイミング判定部４０からのタイミング信号１４０に基づいて平均化し、複素乗算平均値１３３を出力する。
周波数オフセット算出部３４は、複素乗算平均値１３３を入力とし、この値を用いて前述した数６に基づき周波数オフセット情報１３０（Δｆ）を推定して出力する。
【００６０】
したがって、複素乗算部３２では、サンプル値ごとに複素乗算値１３２が算出出力され、平均化処理部３３ではタイミング信号１４０に基づいて、同期用シンボルのうち例えば有効ＯＦＤＭシンボル期間にわたって複素乗算値１３２が平均化され、同期用シンボルごとに１つの複素乗算平均値１３３が出力される。これにより、周波数オフセット算出部３４では、同期用シンボルごとに１つの周波数オフセット情報１３０が推定されて出力される。
【００６１】
ここで、平均化処理部３３の作用について説明する。通常、受信信号にはホワイトノイズと呼ばれる、ノイズレベルが周波数に関係なくほぼ一定で発生するノイズが混入する。
複素乗算部３２では、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値をそのまま用いて複素乗算値１３２を算出しているため、たまたま偏ったレベルのノイズがサンプル値に混入し、算出した複素乗算値１３２が本来の値から外れる場合もある。このとき、前述したホワイトノイズの性質から、各複素乗算値１３２を平均化することにより、個々のサンプル値に混入したホワイトノイズの影響も平均化され、結果としてノイズレベルを低減できる。
【００６２】
このように、本実施の形態では、櫛形に選択した同期用サブキャリアで生成される同期用シンボルを受信し、その受信信号をサンプリングして得られた直列ベースバンド信号の各サンプリング値のうち、当該同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の繰り返し周期間隔を有する２つのサンプル値について、これら２つのサンプル値の複素乗算値を算出し、その複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、従来のように、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を用いる必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、同期用サブキャリア間隔を適切に選択することにより、実際には１つの同期用シンボルだけで精度よくその周波数オフセットを推定できる。
【００６３】
また、各複素乗算値を平均化し、得られた複素乗算平均値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、受信信号に混入しているホワイトノイズ成分を低減でき、さらに精度よく周波数オフセットを推定できる。
また、処理タイミング判定部４０を設けて、直列ベースバンド信号１２２から直前シンボルの遅延広がりの影響が少ない期間、例えば遅延広がりの範囲を考慮して設けられたガードインターバルを除く有効ＯＦＤＭシンボルの期間を検出し、その期間に得られた複素乗算値を平均化するようにしたので、直前シンボルの遅延広がりの影響を抑制でき、さらに精度よく周波数オフセットを推定できる。
【００６４】
以上では、平均化処理部３３において、複素乗算部３２からの複素乗算値を同期用シンボル分にわたって平均化する場合を例として説明したが、この平均化処理期間についてはこれに限定されるものではなく、平均化処理期間の時間位置と長さについて任意に選択してもよい。
同期用シンボルの一部期間に、ガードインターバルを越えた遅延波が含まれる可能性があると予想できる場合もある。このような場合には、その遅延波の影響の少ない期間を選んで平均化処理期間を設定すればよい。例えば、同期用シンボルのうちその半分の期間に直前シンボルの影響があるような場合、同期用シンボルの後半部分に平均化処理期間を設定して、その期間に算出された複素乗算値のみを平均化することにより、遅延波の影響を抑制でき、精度よく周波数オフセットを推定できる。
【００６５】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第２の実施の形態として、周波数オフセット推定装置３０で用いられる処理タイミング判定部４０について説明する。
【００６６】
［第１の処理タイミング判定の原理］
まず、受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０として用いられる第１の処理タイミング判定の原理について説明する。
第１の処理タイミング判定では、周波数オフセット推定に適切な期間を示す基準すなわち処理タイミングとして、受信信号から有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングを検出している。前述したように、同期用シンボルの有効ＯＦＤＭシンボル期間に現れる繰り返し波形を用いて周波数オフセットの推定を行う場合、有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングが取れていないと、演算処理されるサンプル値の中に前後のシンボル成分が含まれる可能性が高くなり、周波数オフセットの推定精度が劣化する原因となる。
【００６７】
直交マルチキャリア信号伝送方式では、１つの受信ＯＦＤＭシンボル内に同様の信号成分が、ガードインターバルとその複写元であるシンボル後端部とに２回現れる。ここで、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されていることから、ガードインターバル最後端部では遅延の影響がほとんどなくなって上記２つの信号成分がほぼ等しくなり、シンボルの最先頭部で上記２つの信号成分は全く異なるものとなる。
本実施の形態では、上記の２点に着目し、これら２つの信号成分の振幅差の変化を監視することにより、有効ＯＦＤＭシンボルのシンボル開始位置を処理タイミングとして検出している。
【００６８】
一般に、送信装置１からＯＦＤＭシンボルｓ（ｋ）が送信された際、受信装置２で受信される希望波（ＯＦＤＭシンボル）ｓｄ（ｋ）、時間τだけ遅れて受信される遅延波ｓｕ（ｋ）、およびサンプル時間ｋのときの受信信号ｒ（ｋ）は、数９のようになる。ここで、ｃｄ（ｋ），ｃｕ（ｋ）はそれぞれ希望波ｓｄ（ｋ）、遅延波ｓｕ（ｋ）に対する伝送路特性であり、遅延広がりτはガードインターバル期間より短いものとする。また、ｎ（ｋ）はガウス雑音である。
【００６９】
【数９】
この受信信号ｒ（ｋ）と、これをシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号ｒ（ｋ−Ｔｓ）との差分、すなわち振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）は、数１０となる。但し、ｎｄｉｆ（ｋ）は、ガウス雑音の振幅差を示す。
【００７１】
【数１０】
ここで、ガードインターバルの信号成分とＯＦＤＭ信号の後半部分（ガードインターバルのコピー元）との信号成分とが等しいことから、数１１が成立する。この場合のＴｇはガードインターバル期間長であり、ｌ（Ｌの小文字）は整数である。
【００７３】
【数１１】
したがって、数１０の振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）は、数１２のように表すことができる。
【００７５】
【数１２】
ここで、簡略化のためｌ＝０とし、最大ドップラ周波数はシンボル周期の周波数に比べて十分小さいとすると、｛ｃｄ（ｋ−Ｔｓ）−ｃｄ（ｋ）｝および｛ｃｕ（ｋ−Ｔｓ）−ｃｕ（ｋ）｝の平均値はゼロに近似することができ、ガウス雑音ｎ（ｋ）の平均値さらにはガウス雑音の振幅差ｎｄｉｆ（ｋ）の平均値もゼロにすることができる。
したがって、減算結果ｒｄｉｆ（ｋ）は、上記のように遅延広がりτ以上からガードインターバル期間Ｔｇ以内の範囲であれば、１つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であることからゼロに近似できる。
【００７７】
このようにして算出したｒｄｉｆ（ｋ）について絶対値化処理を行うことにより複素成分を除去した後に二乗すると、１つ前のシンボルの遅延波の最大遅延広がりがτであることから、これらＬ（Ｌは１〜Ｔｇ−τの整数）サンプルを単位とした移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）は、数１３のようになる。
【００７８】
【数１３】
この移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）は、τ以上から（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲で小さい値となり、（Ｔｇ−Ｌ＋２）以上の範囲では平均化により小さい値が存在しなくなるため大きな値へ変化する。
したがって、数１４に示すように、移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を１つ前のｒａｖｇ（ｋ−１）で除算して除算値ｒｄｉｖ（ｋ）を得ることにより、上記変化点がｒｄｉｖ（ｋ）のピークとして現れる。
【００８０】
【数１４】
通常、直前シンボルの遅延広がりがガードインターバル期間に収まるようにガードインターバル期間の長さが設定されているため、ガードインターバル最後端部では遅延広がりの影響がほとんどなくなって、有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号成分とほぼ等しくなる。そして、シンボルの最先頭部では有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させた信号成分と全く異なるものとなることから、移動平均値がシンボルの切り替わり時点、すなわちシンボル開始位置で大きく変化することになり、その変化を上記除算値などを用いて検出することにより、適切な処理タイミングが検出される。
【００８２】
［第１の処理タイミング判定部］
次に、図６および図７を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０の構成例および動作について説明する。図６は第１の処理タイミング判定部４０の構成例を示すブロック図である。図７は第１の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０には、シンボル遅延部４１、振幅差算出部４２、絶対値化処理部４３、二乗化乗算部４４、移動平均処理部４５、タイミング検出部６０が設けられており、これら各部の動作により、適切な処理タイミングが検出される。
【００８３】
シンボル遅延部４１は、ＲＦ復調部２０からの直列ベースバンド信号１２２を入力とし、この信号の各サンプル値を有効ＯＦＤＭシンボル期間Ｔｓだけ遅延させ、シンボル遅延信号１４１として出力する。これにより、シンボル遅延信号１４１側のガードインターバルＧＩ（Ａ）と、直列ベースバンド信号１２２側のコピー元ｇｉ（Ａ）とのタイミングが同期する。
振幅差算出部４２は、前述した数１２に基づき、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値とシンボル遅延信号１４１のサンプル値との振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）を算出出力する。
絶対値化処理部４３は、上記振幅差を入力とし、その振幅差の複素成分を除去する絶対値化処理を行い、その結果を絶対値振幅差として出力する。
【００８４】
二乗化乗算部４４は、上記絶対値振幅差を入力とし、その絶対値振幅差を二乗化し、その結果を二乗化振幅差として出力する。なお、この二乗化乗算部４４は、必ずしも必須要件ではないが、これを設けることにより処理タイミングの検出精度を高めることができる。
移動平均処理部４５は、前述した数１３に基づき、上記絶対値振幅差または二乗化振幅差を入力とし、これら値についてＬサンプルを単位として移動平均し、得られた移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を移動平均値１４２として出力する。
【００８５】
したがって、図７に示すように、シンボル遅延信号１４１のＧＩ（Ａ）の後端期間には、直前シンボルからの遅延波の影響がほとんどないことから、このＧＩ（Ａ）と直列ベースバンド信号１２２のｇｉ（Ａ）との絶対値振幅差を移動平均して得られた移動平均値１４２は減少し、次のシンボルのＧＩ（Ｂ）の開始位置で急激に増加する。
【００８６】
タイミング検出部６０には、データ遅延部６１、除算部６２およびピーク検出部６３が設けられており、これらが動作して移動平均処理部４５からの移動平均値１４２の変化を検出することにより、処理タイミングを検出している。
データ遅延部６１は、上記移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）を入力とし、その値を１データ（１値）分遅延させ、移動平均値ｒａｖｇ（ｋ−１）を出力する。
除算部６２は、前述した数１４に基づき、移動平均処理部４５からの移動平均値ｒａｖｇ（ｋ）と、データ遅延部６１からの遅延移動平均値ｒａｖｇ（ｋ−１）との比を求め、除算値ｒｄｉｖ（ｋ）として出力する。
【００８７】
ピーク検出部６３は、上記除算値ｒｄｉｖ（ｋ）を入力とし、この値を１ＯＦＤＭシンボル分にわたって検査することによりそのピークを検出し、そのタイミングを既知のガードインターバルの時間長Ｔｇだけシフトさせるタイミング調整を行う。そして、調整後のタイミングすなわち有効ＯＦＤＭシンボルの先頭位置を、周波数オフセット推定処理の適切な処理タイミングとしてタイミング信号１４０で出力する。なお、ピーク検出部６３では、ピーク検出タイミングでタイミング信号１４０を出力し、平均化処理部３３でタイミング調整を行うようにしてもよい。また、タイミング調整幅については、Ｔｇに限定されるものではなく、ガードインターバル期間Ｔｇから有効ＯＦＤＭシンボル期間ＴＳの範囲で任意の調整幅を選択できる。
なお、タイミング検出部６０の構成は、上記構成例に限定されるものではなく、移動平均値１４２の変化から処理タイミングを検出するものであれば、他の構成でもよい。
【００８８】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、この直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは有効ＯＦＤＭシンボル期間だけ遅延させたシンボル遅延信号１４１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じて周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルの後端部を利用して処理タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を大幅に削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【００８９】
また、上記処理タイミング判定部４０では、ガードインターバルを利用していることから、１つのシンボルで周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できるとともに、シンボル同期用の特別なシンボルを必要とせず、例えば上記周波数オフセットの推定で用いる同期用シンボルを用いてもよく、データ通信用シンボルも利用できる。
したがって、周波数オフセットの推定に用いる同期用シンボルの直前に位置するデータ通信用シンボルを利用して処理タイミングの検出を行うことにより、結果として最低１つのシンボルすなわち同期用シンボルを挿入するだけで高精度な周波数同期を得ることができる。また、データ通信用シンボルを用いれば、本来のデータ通信の通信効率を低下させることなく処理タイミングの検出を行うことができ、高い通信品質が得られる。
【００９０】
さらに、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミングの検出を行う際、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その処理タイミングに対応する期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミング判定と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にすることができ、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【００９１】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第３の実施の形態として、オフセット推定装置３０の処理タイミング判定部４０に代えて用いられる他の処理タイミング判定部４０Ａについて説明する。
【００９２】
［第２の処理タイミング判定の原理］
受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０Ａとして用いられる第２の処理タイミング判定の原理について説明する。
前述した第１の処理タイミング判定では、直列ベースバンド信号１２２のガードインターバルとそのコピー元との振幅差に基づき処理タイミングを検出する場合について説明したが、本実施の形態にかかる処理タイミング判定では、同期用シンボル内に現れる繰り返し波形に着目し、隣接する繰り返し波形間の振幅差に基づき、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして、有効ＯＦＤＭシンボル期間のタイミングを検出する場合を例として説明する。
【００９３】
周波数オフセットΔｆｎを厳密に考慮して、直列ベースバンド信号１２２とこれを繰り返し波形長Ｎ／ｄ分だけ遅延させた遅延信号との振幅差ｒｄｉｆ（ｋ）をそのまま算出した場合、数１５のようになり、遅延信号の干渉がない期間でも、振幅差がゼロに近似しなくなる。
【００９４】
【数１５】
これを回避するためには、受信信号に含まれる周波数オフセットの影響を打ち消す必要がある。ここで、直列ベースバンド信号１２２の絶対値化処理を行うと、数１６のようになり、複素成分すなわち周波数オフセット成分を打ち消すことができる。なお、このような絶対値化処理を行うと信号に含まれる位相情報も消失してしまうが、処理タイミングの検出には差し支えない。
【００９６】
【数１６】
したがって、このようにして絶対値化処理を行った直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理を行った遅延信号との振幅差を求めることにより、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られる。
これ以降、前述した第１の処理タイミング判定と同様の処理を行うことにより、周波数オフセットが存在する場合でも、精度よく処理タイミングを検出できる。
【００９８】
［第２の処理タイミング判定部］
次に、図８および図９を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０Ａの構成例および動作について説明する。図８は第２の処理タイミング判定部４０Ａの構成例を示すブロック図である。図９は第２の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０Ａは、図６の処理タイミング判定部４０と比較して、シンボル遅延部４１に代えてサンプル遅延部５１が設けられているとともに、絶対値化処理部５２，５３が追加されており、このほかについては、処理タイミング判定部４０とほぼ同様の構成を有している。
【００９９】
サンプル遅延部５１は、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長Ｎ／ｄだけ遅延させ、サンプル遅延信号１５１として出力する。
絶対値化処理部５２は、直列ベースバンド信号１２２を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
絶対値化処理部５３は、サンプル遅延部５１からのサンプル遅延信号１５１を絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ出力する。
振幅差算出部５４では、絶対値化処理部５２で絶対値化処理された直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理部５３で絶対値化処理されたサンプル遅延信号１５１との振幅差を算出する。
【０１００】
この後、図６の絶対値化処理部４３〜タイミング検出部６０と同様に処理が、絶対値化処理部５５〜タイミング検出部６０で行われる。
したがって、移動平均処理部５７で順次算出される移動平均値１５２は、図９に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で小さい値を示し、直列ベースバンド信号１２２が次の受信シンボルのガードインターバルＧＩ（Ｂ）へ移行した時点で急激に大きくなり、そのピークに応じてガードインターバルの開始位置が検出され、これがタイミング調整されて有効ＯＦＤＭシンボルの先頭位置が、周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングとしてタイミング信号１４０で出力される。なお、ピーク検出部６３では、ピーク検出タイミングでタイミング信号１４０を出力し、平均化処理部３３でタイミング調整を行うようにしてもよい。また、タイミング調整幅については、Ｔｇに限定されるものではなく、ガードインターバル期間Ｔｇから有効ＯＦＤＭシンボル期間ＴＳの範囲で任意の調整幅を選択できる。なお、前述と同様に、二乗化乗算部５６は省略してもよい。
【０１０１】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、直列ベースバンド信号１２２を所定期間、ここでは繰り返し波形長だけ遅延させたサンプル遅延信号１５１との振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を算出し、得られた移動平均値の変化に応じて周波数オフセット推定処理に適切な処理タイミングを検出するようにしたので、ガードインターバルを利用しないで処理タイミングを検出することができ、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【０１０２】
また、絶対値化処理部５２，５３を設け、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値およびサンプル遅延部５１からのサンプル遅延信号１５１の各サンプル値をそれぞれ絶対値化処理した後、振幅差算出部５４へ入力するようにしたので、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度で処理タイミング判定を行うことができる。
【０１０３】
また、本実施の形態では、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミング判定を行っているため、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その検出により得られた期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミングの検出と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にする削減でき、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【０１０４】
次に、図面を参照して、本発明にかかる第４の実施の形態として、オフセット推定装置３０の処理タイミング判定部４０に代えて用いられる他の処理タイミング判定部４０Ｂについて説明する。
【０１０５】
［第３の処理タイミング判定の原理］
受信装置２の周波数オフセット推定装置３０で処理タイミング判定部４０Ｂとして用いられる第３の処理タイミング判定の原理について説明する。
前述した第２の処理タイミング判定では、同期用シンボル内に現れる繰り返し波形に着目し、隣接する繰り返し波形間の振幅差に基づき、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして、有効ＯＦＤＭシンボル期間を処理タイミングとして検出する場合について説明したが、本実施の形態では、有効ＯＦＤＭシンボルの期間に捕らわれず、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出する場合について説明する。
【０１０６】
前述した第２の処理タイミング判定では、同期用シンボル内の２つの繰り返し波形に属するサンプリング値から得られた振幅差を絶対値化し、その移動平均を逐次算出して変化を監視することにより、処理タイミングを検出している。
ここで、上記振幅差は、繰り返し波形内の同一時間位置のサンプル値の振幅差であることから、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ないほど小さい値を示すことになる。本実施の形態では、この点に着目し、この振幅差を絶対値化した値の大きさにより、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ない期間を検出し、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出するようにしたものである。
【０１０７】
［第３の処理タイミング判定部］
次に、図１０および図１１を参照して、周波数オフセット推定装置３０に適用される処理タイミング判定部４０Ｂの構成例および動作について説明する。図１０は第３の処理タイミング判定部４０Ｂの構成例を示すブロック図である。図１１は第３の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
この処理タイミング判定部４０Ｂは、図８の処理タイミング判定部４０Ａと比較して、タイミング検出部６０に代えて期間判定部７８が設けられており、このほかについては、処理タイミング判定部４０Ａとほぼ同様の構成を有している。
【０１０８】
サンプル遅延部７１は、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長Ｎ／ｄだけ遅延させ、サンプル遅延信号１７１として出力する。
絶対値化処理部７２は、直列ベースバンド信号１２２を絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ出力する。
絶対値化処理部７３は、サンプル遅延部７１からのサンプル遅延信号１７１を絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ出力する。
振幅差算出部７４では、絶対値化処理部７２で絶対値化処理された直列ベースバンド信号１２２と、絶対値化処理部７３で絶対値化処理されたサンプル遅延信号１７１との振幅差を算出する。
【０１０９】
この後、絶対値化処理部７５で振幅差算出部７４からの振幅差の絶対値を算出し、これを二乗化乗算部７６で二乗化する。移動平均処理部７７では、二乗化された振幅差の移動平均値１７２を順次求めて出力する。
期間判定部７８では、このようにして順次求めた複数の移動平均値１７２のうち、最小値を示すものを選択し、その移動平均値１７２を求めた元の直列ベースバンド信号１２２のサンプル値に対応する期間を周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして検出し、その期間を示すタイミング信号１４０を出力する。
これにより、図１１に示すように、有効ＯＦＤＭシンボル期間内で求められた任意の移動平均値１７２のうちから最小値が選択され、例えばその移動平均値１７２の算出期間の先頭でタイミング信号１４０が出力される。
【０１１０】
平均処理部７７で移動平均値１７２を求める際の振幅差（サンプル値）数については、周波数オフセットの推定に用いる直列ベースバンド信号１２２のサンプル値の数より大きく、有効ＯＦＤＭシンボル期間分のサンプル数より小さい数とすることにより、個々の周波数オフセット推定で用いる複数のサンプル値ごとに、直前シンボルの遅延広がりなどの影響が少ないかどうかを判定できる。また、移動平均値１７２を求める移動間隔は、１サンプル値以上であって、周波数オフセットの推定に用いるサンプル値より小さい間隔であればよい。なお、前述と同様に、二乗化乗算部７６は省略してもよい。
【０１１１】
このように、直列ベースバンド信号１２２と、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長だけ遅延させたサンプル遅延信号１５１とをそれぞれ絶対値化処理した後に振幅差を求め、これを絶対値化処理して移動平均値を順次算出し、得られた移動平均値のうち最小値を示す移動平均値に対応する期間を、周波数オフセット推定に適切な処理タイミングとして検出するようにしたので、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高い精度で周波数オフセット推定に適切な処理タイミングを検出できる。
さらに、受信信号の振幅差を利用しているため、従来のように受信信号の相関操作を行うものと比較して、回路構成を削減できるとともに処理時間を短縮できる。
【０１１２】
また、絶対値化処理部７２，７３を設け、直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値およびサンプル遅延部７１からのサンプル遅延信号１７１の各サンプル値をそれぞれ絶対値化処理した後、振幅差算出部７４へ入力するようにしたので、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度で処理タイミング判定を行うことができる。
【０１１３】
また、本実施の形態では、第２の実施の形態と同様に、周波数オフセット推定用の同期用シンボルを利用して処理タイミング判定を行っているため、例えば受信装置２のＲＦ復調部２０の出力段に設けたバッファで直列ベースバンド信号１２２の各サンプル値を保持している場合には、先に処理タイミングを検出した後、その処理タイミングに応じた期間のサンプル値をバッファから再度読み出して周波数オフセットを推定することができる。
したがって、送信側からの１つの同期用シンボルで、処理タイミングの検出と周波数オフセットの推定とを実行することができることから、異なるシンボルで処理タイミング判定と周波数オフセット推定とを行う場合と比較して、精度よくタイミングを一致させることができるとともに、所望のデータ通信に用いるシンボル以外の余分な同期シンボルを最小限にする削減でき、従来のように多くの同期用シンボルを必要とするものと比較して高い通信効率が得られる。
【０１１４】
以上で説明した前述の第２の実施の形態（図６参照）では、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１については、そのまま振幅差算出部４２に入力する場合を例として説明したが、第３および第４の実施の形態（図７，１０参照）で説明したように、絶対値化処理部を設けて、直列ベースバンド信号１２２のサンプル値およびシンボル遅延部４１からの遅延サンプル値１４１を絶対値化処理した後に振幅差算出部４２に入力するようにしてもよい。これにより、第３および第４の実施の形態と同様に、周波数オフセットの影響がない振幅差が得られるため、周波数オフセットが存在する場合でも、マルチパスに起因するシンボル間干渉の影響を抑止して、高精度でシンボル同期を行うことができる。
【０１１５】
また、以上で説明した第２〜第４の実施の形態では、図５に示したように、処理タイミング判定部４０（４０Ａ，４０Ｂ）が周波数オフセット推定装置３０内に設けられている場合を例として説明したが、これら処理タイミング判定部４０（４０Ａ，４０Ｂ）が受信装置２のうち周波数オフセット推定装置３０の外部に設けられている場合でも、前述と同様の作用効果が得られる。
また、第３および第４の実施の形態では、処理タイミング判定部４０Ａ，４０Ｂのうち、直列ベースバンド信号１２２を繰り返し波形長分だけ遅延させるサンプル遅延部５１，７１について、周波数オフセット推定装置３０のサンプル遅延部３１を兼用してもよい。
【０１１６】
なお、以上の第１、第３および第４の実施の形態では、同期用サブキャリアで用いる各サブキャリアの間隔ｄとして、サブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合を例として説明したが、この間隔ｄとしては、サブキャリア総数Ｎの約数を用いるほうが望ましい場合もあるが、必ずしも約数を用いる必要はない。
例えば、サブキャリア総数Ｎ＝５１２のときに、サブキャリアをＮの約数の１つである間隔ｄ＝８で選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄ＝６４（５１２／８）個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝８個の繰り返し波形が現れる。
【０１１７】
これに対して、Ｎの約数ではない間隔ｄ＝９でサブキャリアを選択した場合、同期用サブキャリアとしてＮ／ｄを越えない整数個ここでは５６個のサブキャリアが選択され、同期用シンボルには、ｄ＝９を越えない最大の整数個ここでは８個の繰り返し波形が完全な形で現れ、最後の繰り返し波形は、他の繰り返し波形より短く途中で切れた不完全な波形となる。但し、このような不完全な波形を含む場合でも、他の完全な形の繰り返し波形で周波数オフセットを推定できることから、前述した周波数オフセット推定処理を同様にして行うことができる。
【０１１８】
一般的に表現すれば、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、サブキャリア数はＮ／ｄを越えない最大の整数すなわち［Ｎ／ｄ］（［］はガウス記号）と表され、同期用シンボルに現れる繰り返し波形のうち完全な形の繰り返し波形の数はｄ−１個となり、繰り返し波形幅すなわちサンプル遅延部３１，５１，７１での遅延幅は［Ｎ／ｄ］となる。
したがって、これらパラメータを、前述した間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合のパラメータと置換することにより、前述と同様の周波数オフセット推定処理および処理タイミング判定処理を実施することができ、同様の作用効果が得られる。
【０１１９】
なお、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いなかった場合、有効ＯＦＤＭシンボルの最後端に上記のような不完全な波形が現れる。したがって、有効ＯＦＤＭシンボルの後端部をガードインターバルとして用いた場合、ガードインターバルの最後端に繰り返し波形の途中部分が位置することになり、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られず、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの接続部分が繰り返し波形の境目と一致しない。
このため、処理タイミングに多少の誤差が生じて、有効ＯＦＤＭシンボルの開始位置を示す処理タイミングがガードインターバル側へずれた場合には、上記のようにガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られていないことから、ガードインターバル部分を含む周波数オフセット推定では、所望のオフセット値が得られず、周波数同期性能の低下要因となる。
【０１２０】
一方、間隔ｄとしてサブキャリア総数Ｎの約数を用いた場合、上記のような不完全な波形は現れない。したがって、有効ＯＦＤＭシンボルの後端部をガードインターバルとして用いた場合、ガードインターバルの最後端に繰り返し波形の最後端が位置することになり、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られ、ガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの接続部分が繰り返し波形の境目と一致する。
このため、処理タイミングに多少の誤差が生じて、有効ＯＦＤＭシンボルの開始位置を示す処理タイミングがガードインターバル側へずれた場合でも、上記のようにガードインターバルと有効ＯＦＤＭシンボルとの連続性が得られていることから、そのずれた処理タイミングを繰り返し波形の先頭と見なして周波数オフセットの推定処理を実行でき、安定した周波数同期制御を実現できる。
【０１２１】
［シミュレーション結果］
次に、図１２〜図１４を参照して、本方式による、送信装置１と、周波数オフセット推定装置３０および処理タイミング判定部４０Ａを用いた受信装置２との間でデータ通信を行った場合のシミュレーション結果について説明する。図１２は、シミュレーションから得られたＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示すグラフである。図１３は、シミュレーションで用いた各パラメータを示している。図１４は、シミュレーションの平均推定誤差特性を示すグラフである。なお、このシミュレーションでは、周波数オフセット量として、サブキャリア間隔ｆ０（ｄ＝１）で正規化した周波数オフセットΔｆｎを用いている。
【０１２２】
図１２のＢＥＲ特性は、正規化周波数オフセットΔｆｎで示される周波数オフセットの変化により、送受信装置間でどの程度ビットエラーが発生するかを調べた結果を示すものである。
ここでは、Δｆｎが０．１，０．２，０．３，１．０の場合について、本方式を用いた場合と用いなかった場合のＢＥＲ特性がそれぞれ示されている。
なお、横軸は、１ビット当たりの信号エネルギーＥｂと、ノイズの片側パワースペクトル密度Ｎｏの比を示している。これは、受信信号の信号対雑音比（ＳＮ比）をシンボル当たりの情報ビット数で割った値に等しく、この値が大いほどノイズの少ない良好なデータ通信状態であることを示している。縦軸は、送受信されたデータのビット誤り率である。
【０１２３】
特性３００は周波数オフセットのない理想的な完全同期状態でのＢＥＲ特性、特性３０１は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．１の状態でのＢＥＲ特性、特性３０２は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．２の状態でのＢＥＲ特性、特性３０３は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．３の状態でのＢＥＲ特性、特性３０４は周波数オフセットがΔｆｎ＝１．０の状態でのＢＥＲ特性をそれぞれ示している。これら特性３０１〜３０４は、周波数オフセットの補正を行っていない。
【０１２４】
特性３０５は周波数オフセットがΔｆｎ＝０．１，０．２，０．３，１．０の状態で本発明を適用した場合のＢＥＲ特性であり、いずれの状態でもほぼ同一のＢＥＲ特性が得られた。
この図１２によれば、本方式のＢＥＲ特性３０５は、正規化周波数オフセットΔｆｎの値にかかわらず、周波数オフセットのない完全同期状態でのＢＥＲ特性３００とほぼ同様の特性を示しており、周波数オフセットが生じている状態でも、周波数オフセット推定装置３０でその周波数オフセット分が完全に補正されていることがわかる。
【０１２５】
図１４の平均推定誤差特性は、Δｆｎで示される正規化周波数オフセットが変化した場合、本方式によりどの程度の推定精度が得られるかを調べた結果を示すものである。
ここでは、周波数オフセットとしてΔｆｎが０．１，０．２，０．３，１．０の場合について、本方式を用いた場合の平均推定誤差特性がそれぞれ示されている。
【０１２６】
なお、図１４において、横軸は図１２と同じく、１ビット当たりの信号エネルギーＥｂと、片側パワースペクトル密度Ｎｏの比を示している。縦軸は、送受信されたデータの平均推定誤差すなわち推定精度である。ここでは、本方式で推定された周波数オフセット推定量と実際の周波数オフセット量との差の絶対値をサブキャリア間隔ｆ０で正規化することにより、各周波数オフセット推定量ごとに正規化推定誤差を求め、これを試行回数１００００回分平均することにより平均推定誤差を算出している。
一般に、ＢＥＲ特性上では、正規化推定誤差が０．０１以内という条件になれば、完全同期とほぼ同様の特性が得られることが知られている。したがって、本方式によれば、図１４から、Ｅｂ／Ｎｏが１０ｄＢ以上であれば、上記条件を満たすことになり、完全同期とほぼ同様の特性が得られることがわかる。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、この直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、送信側で各サブキャリアを櫛形に選択することにより送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の周期間隔で２つの周波数同期用サンプル値を選択し、選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を算出し、得られた複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定するようにしたので、従来のように、サブキャリア間隔を境として異なる周波数オフセット推定方法を用いる必要とすることなく、サブキャリア間隔より広い範囲の周波数オフセットが生じている場合でも、同期用サブキャリア間隔を適切に選択することにより、実際には１つの同期用シンボルだけで精度よくその周波数オフセットを推定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な送信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】直交マルチキャリア信号伝送方式で用いられる一般的な受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置で用いられるサブキャリアの配置を示す説明図である。
【図４】図３のサブキャリア配置で得られる同期用シンボルの波形例である。
【図５】本発明の第１の実施の形態にかかる周波数オフセット推定装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態にかかる第１の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図７】第１の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の第３の実施の形態にかかる第２の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図９】第２の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の第４の実施の形態にかかる第３の処理タイミング判定部の構成例を示すブロック図である。
【図１１】第３の処理タイミング判定の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】シミュレーションのＢＥＲ特性を示すグラフである。
【図１３】シミュレーションで用いた各パラメータである。
【図１４】シミュレーションの平均推定誤差特性を示すグラフである。
【図１５】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリアの電力スペクトルである。
【図１６】直交マルチキャリア信号伝送方式のサブキャリア配置を示す説明図である。
【図１７】サブキャリアの周波数オフセットを示す説明図である。
【符号の説明】
１…送信装置、１０…Ｓ／Ｐ変換部、１１…サブキャリア変調部、１２…ＩＦＦＴ処理部、１３…Ｐ／Ｓ変換部、１４…ＲＦ変調部、１５…局部発信器、２…受信装置、２０…ＲＦ復調部、２１…局部発振器、２２…Ｓ／Ｐ変換部、２３…シンボル同期タイミング検出部、２４…ＦＦＴ処理部、２５…サブキャリア復調部、２６…Ｐ／Ｓ変換部、３０…周波数オフセット推定装置、３１…サンプル遅延部、３２…複素乗算部、３３…平均化処理部、３４…周波数オフセット算出部、４０，４０Ａ，４０Ｂ…処理タイミング判定部、４１…シンボル遅延部、４２，５４，７４…振幅差算出部、４３，５２，５３，５５，７２，７３，７５…絶対値化処理部、４４，５６，７６…二乗化乗算部、４５，５７，７７…移動平均処理部、５１，７１…サンプル遅延部、６０…タイミング検出部、６１…データ遅延部、６２…除算部、６３…ピーク検出部、７８…期間判定部、１１０…直列入力データ、１１１…並列入力データ、１１２…並列ベクトル信号、１１３…並列ベースバンド信号、１１４…ガードインターバル信号、１１５…直列ベースバンド信号、１１６…局部発振周波数、１１７…送信ＯＦＤＭ信号、１２０…受信ＯＦＤＭ信号、１２１…局部発振周波数、１２２…直列ベースバンド信号、１２３…シンボル同期信号、１２４…並列ベースバンド信号、１２５…並列ベクトル信号、１２６…並列出力データ、１２７…直列出力データ、１３０…周波数オフセット情報、１３１…遅延サンプル値、１３２…複素乗算値、１３３…複素乗算平均値、１４０…タイミング信号、１４１…シンボル遅延信号、１４２，１５２，１７２…移動平均値、１５１，１７１…サンプル遅延信号、２００…サブキャリア、２１０…電力スペクトル、２２０…繰り返し波形。
Claims (16)
- 互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアに所望のデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定方法であって、
送信側で、
前記各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて同期用シンボルを送信し、
受信側で、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより直列ベースバンド信号を生成し、
この直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で２つの周波数同期用サンプル値を選択し、
選択された２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を算出し、
得られた複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項１に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記２つの周波数同期用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記２つの周波数同期用サンプル値を順次選択し、
順次選択された前記２つの周波数同期用サンプル値の複素乗算値を順次算出し、
得られた前記複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出し、
その平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項２に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから所定間隔で２つの処理タイミング判定用サンプル値を順次選択し、
順次選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値の振幅差を順次算出して絶対値化処理し、
得られた絶対値振幅差の変化に基づき前記周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出し、
前記各複素乗算値を平均化する際、検出された前記処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項３に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記振幅差を算出する際、前記選択された２つの処理タイミング判定用サンプル値ごとにそれぞれ絶対値化処理した後に両者の振幅差を算出することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項３または４に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記絶対値振幅差を算出する際、前記絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均し、
この移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき前記処理タイミングを検出することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項３に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記所定間隔として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間の間隔で、前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項３に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記所定間隔として、前記同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 請求項３に記載の周波数オフセット推定方法において、
前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値のうちから、前記所定間隔として前記同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔で、前記２つの処理タイミング判定用サンプル値を選択し、
前記絶対値振幅差を算出する際、前記絶対値化処理により得られた各絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求め、
これら移動平均値のうちから最小値を選択し、
前記最小値を示す移動平均値の算出に用いた処理タイミング判定用サンプル値に対応する期間に基づき前記処理タイミングを検出することを特徴とする周波数オフセット推定方法。 - 互いに直交するよう配置された複数のサブキャリアにデータを多重して所定のシンボル単位で伝送する直交マルチキャリア信号伝送方式で、送信側からの信号に基づき受信側で送信側との間で生じる前記各サブキャリアの周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、
送信側から受信した信号をベースバンドへダウンコンバートしてサンプリングすることにより得られた直列ベースバンド信号のサンプル値を、送信側で前記各サブキャリアのうち等しい間隔で選択された複数のサブキャリアを用いて送信された同期用シンボルに現れる複数の繰り返し波形の繰り返し周期間隔だけ遅延させるサンプル遅延部と、
このサンプル遅延部からの遅延サンプル値と前記直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を算出する複素乗算部と、
この複素乗算部からの複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定する周波数オフセット算出部とを備えることを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項９に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記複素乗算部からの複素乗算値を平均化することにより平均複素乗算値を算出する平均化処理部を備え、
前記サンプル遅延部は、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値を順次遅延させて出力し、
前記複素乗算部は、前記サンプル遅延部からの遅延サンプル値と前記直列ベースバンド信号のサンプル値との複素乗算値を順次算出し、
前記周波数オフセット算出部は、前記複素乗算値に代えて前記平均化処理部からの平均複素乗算値に含まれる位相回転成分から周波数オフセットを推定することを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１０に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記直列ベースバンド信号のサンプル値を所定期間だけ遅延させるシンボル遅延部と、
このシンボル遅延部からの遅延サンプル値と前記直列ベースバンド信号のサンプル値との振幅差を算出する振幅差算出部と、
この振幅差算出部からの振幅差を絶対値化処理する絶対値化処理部と、
この絶対値化処理部からの絶対値振幅差の変化に基づき前記周波数オフセットの推定に適切な期間の基準となる処理タイミングを検出する処理タイミング判定部をさらに備え、
前記平均化処理部は、前記処理タイミング判定部で検出された処理タイミングに基づき選択した複素乗算値を平均化することを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１１に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記振幅差算出部は、前記振幅差を算出する際、前記直列ベースバンド信号の各サンプル値に代えてそのサンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いるとともに、前記サンプル遅延部からの遅延サンプル値に代えてその遅延サンプル値を絶対値化処理したサンプル値を用いることを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１１または１２に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記絶対値化処理部からの絶対値振幅差を移動平均する移動平均処理部をさらに備え、
前記処理タイミング判定部は、前記移動平均処理部で移動平均された絶対値振幅差の変化に基づき前記処理タイミングを検出することを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１１に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記シンボル遅延部は、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を、前記所定期間として、所望のデータが変調されている有効シンボル期間だけ遅延させることを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１１に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記シンボル遅延部は、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を、前記所定期間として、前記同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させることを特徴とする周波数オフセット推定装置。 - 請求項１１に記載の周波数オフセット推定装置において、
前記シンボル遅延部は、前記直列ベースバンド信号のサンプル値を、前記所定期間として、前記同期用シンボルに現れる繰り返し波形の繰り返し周期間隔の期間だけ遅延させ、
前記絶対値化処理部からの絶対値振幅差を順次移動平均して移動平均値を求める移動平均処理部をさらに備え、
前記処理タイミング判定部は、これら移動平均値のうちから最小値を選択し、前記最小値を示す移動平均値の算出に用いたサンプル値に対応する期間に基づき前記処理タイミングを検出することを特徴とする周波数オフセット推定装置。
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