JPS59149440A - オフセツト抑圧形キヤリア・タイミング結合制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、直交多重された複数個の直交振幅変調（以下
ＱＡＭと略称する）信号を伝送路を介し−て゛受信し、
所定の標本化り１２１りＫて標本化し、アナログ−デジ
タル（以下ＡＤと略称する）変換ろ波操作および離散７
一リエ変換操作（以下ＤＦＴと略称する）等により複数
個の原基底帯域信号を復調する直交多重信号の受信系に
おけるオフセ　　　　　　゛ット抑圧形、キャリア・タ
イミング結合制御方式に関する。

複数個のＱＡＭ信号を直交多重して送信し、受信側にて
各ベースバンド信号を復調する直交多重伝送方式は高能
率データ伝送を可能にし、しかもそのデジタル信号処理
過程ＫＤＦＴを導入すれば送受信装置が著しく簡単化で
きることが既に知られている（例えば文献として１９８
１年７月発行の刊行物ｒ　ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴ
ＩＯＮＳ　ＯＮ　Ｃｏ■４ＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ　。

Ｖｏｌ、　Ｃ０Ｍ−２９，Ｎａ　７　Ｊの第９８２頁〜
第９８９頁記載の論文ｒ　ＡＮ　０ＲＴＨＯＧＯＮＡＬ
ＬＹ　ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＥＤ　ＱＡＭＳＹＳＴＥＭ　
ＵＳＩＮＧ　ＴＨＥ　ＤＩＳＣＲＥＴＥ　ＦＯＵＲＩＥ
ＲＴＲＡＮＳＦＯＲＭＪおよび文献２として１９８１年
登録の米国特許第４，３００，２２９号記載のｒ　ＴＲ
ＡＮＳＭＩＴＴＥＲＡＮＤＲＥＣＥＩＶＥＲＦＯＲＡＮ
　０ＲＴＨＯＧＯＮＡＬＬＹ　ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＥＤ
ＱＡＭ　５ＩＧＮＡＬ　ＯＦ　Ａ　ＳＡＭＰＬＩＮＧ　
ＲＡＴＥ　Ｎ　ＴＩ■５ＴＨＡＴ　ＯＦ　ＰＡＭ　５Ｉ
ＧＮＡＬＳ、　ＣＯＭＰＲＩＳＩＮＧ　ＡＮＴＲＡＮＳ
ＦＯＲＭ　ＰＲＯＣＥＳＳＯＲＪを参照されたい）。ま
た、復調された複素ベースバンド信号に対する２全に等
化することができ、更に静的なキャリア位相ずれ、タイ
ミング位相ずれをも同時に抑圧してしまうことが知られ
ている（例えば文献３として１９８１年１月発行の刊行
物ｒ　ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ　ＣＯ
ＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ　、　Ｖｏｌ、　Ｃ０Ｍ−２
８、ＮＩＬ　Ｉ　Ｊ　ｆ）第７３頁−第８３頁記載の論
文”ＡＮ　ＡＮＡＬＹＳＩ８０ＦＡＩＪＴＯＭＡＴＩＣ
ＥＱＵＡＬＩＺＥＲ８ＦＯＲＯＲＴＨＯＧＯＮＡＬＬＹ
ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＥＤ　ＱＡＭ　５ＹＳＴＥＢ侶“を
参照されたい）。

しかしながら、前記の自動等化器のみでは、所謂動的な
キャリア位相変動、タイミング位相変動に充分な精度で
追従し得ない。こうした動的位相変動を抑圧する方法と
して送信信号と共にパイロットを送出し、受信側ではこ
のパイロットの位相変動を検出して複素ベースバンド信
号に適当な補償用位相回転を施す方法が既に知られ【い
る（例えば文献４として昭和５５年特許願第４３８２号
を参照されたい）。

しかし、上記の方法では、パイロットを伝送するための
余分な帯域を要することとなり、特に伝送効率の高さを
重視する場合にはこれが欠点となる可能性があった。

本発明の目的は、以上の観点に立脚し、余分なパイロッ
トを使用することなく動的位相変動を抑圧し得るオフセ
ット抑圧形キャリア・タイミング結合制御方式を提供す
ることにある。

即ち、本発明は直交多重されたＱＡＭ信号が全てスタガ
ＱＡＭ（同相、直交間にシンボル周期の寸度半分の遅延
差があるＱＡＭ）である点、及び全てのＱＡＭ信号のシ
ンボルＯタイミングが同期している点に着目し、これら
の性質を巧みに組合わせた最尤受信系を構成することに
より、動的位相変動を精度良（抑圧し得るオフセット抑
圧形キャリア・タイミング結合制御方式を提供するもの
である。

以下図面を用いて本発明の原理及びその構成を説明する
。

第１図は、二次元変調信号の一般的な生成過程を示すブ
四ツク図であり、１．２は各々同相データ直交データの
入力される入力端であり、３．４は各各回相側ベースバ
ンド整形フィルタ、直交側ベースバンド整形フィルタで
あり、５，６は乗算器、７は加算器を表わしている。８
は出力端であり、この出力端を介して二次元変調信号が
伝送路へ送出される。第１図において、入力端１．２に
入力される同相データ（α、）、直交データ（ｂｋ）の
クロック周期をＴ秒とし、３で示される同相側ベースバ
ンド整形フィルタの単位応答なｐ　（ｂｌ　、　４で示
４れる直交側ベースバンド整形フィルタの単位応答を１
（伽）とする。また変調キャリア角周波数をａ、（ラジ
アン／秒）とすれば、出力端８に得られる二次元変調信
号ＪＴｂｌは次のように表現される。

Ｓ（会１＝Ｄ（ｇｋＰ（ｔ−ｋＴ）可町＋ｂ＊！ｉｃ　
ｔ　−ｋＴ　）ｍｗ、ｔ）ここで、上記の二次変調信号
ｇ（ｔ）Ｋ対する受信操作について考えてみる。簡単の
ため、伝送路における回線歪は無視し得るものとし専ら
伝送遅延ｔ′　およびキャリア・オフカット４ｗを被る
ものとする。この時、受信信号ｒ　（ｔ）は、ｚ＜ｔ＞
が伝送遅延ｔ５キャリア・オフセットＡｗを受（すて得
られる信号Ｔｏ　（ｔ）と白色雑音’−（ｆ）との和と
して表わ−される。

ここでｒ６（τ）は、ｗｃ＝Ｗｅ＋ｌＷとしてと表わさ
れる。

ｔ’ｗ　ｍ　７　＋１　（但し１τ１く工）８５１ｗｔ
−ｗ　　ｔ とすれば結局Ｔｏ　（ｒ）は次のよ５に表現される。

ｒｏ（ｒ）＝　Ｄ　（ａｋＦ（ｔ−τ−３（Ｔ）ｃｍ（
ａ＋、ｔ＋θ）＋　ｈ　ｋｙ　（を−τ−ｋＴ　）ｓｉ
ｎ（ｗ　ｃｔ十〇））即ち、ｒｏ（ｔ）ａ受信側では未
知量であるタイミングずれτおよびキャリア位相ずれθ
を受けていることになる。実際の受信信号ｒ　（ｔ）は
、ｒｅ（ｔ）が雑音九（ｔ）に埋もれたもの、即ちｒ　
（ｔ）　＝　Ｔｏ　ｌｔ）＋１（ｔ）であるが受信側で
はこの信号（？）（ｔ）から元のデータ系列（αｋ）　
、　（ＩＩｋ）を復元せねばならない。この復元に際し
てはまず、タイミングずれτ、キャリア位相ずれθを補
償しなげればならないが、その手法として従来、最尤推
定法が知られている。以下に最尤推定法の基本的な考え
方を示す。

今、’（’ｌ（）　ｍ　（ｈｌｃ）　ｐｉθの推定値を
（Ｅｋ）、（Ａｋ）。

？、倉とする。これらの推定値を用〜１て次の基準信号
ｕ　（ｔ）を設定する。

”（ｔ）＝’ｉ（”ｋＦ（ｔ−９−ｋＴ）ａｌ１８（ｍ
　　ｔ＋ｆ）＋Ｋｋｙ（ｔ−♀−ｋＴ）ｍ（ｍ、　ｔ＋
？）　）最尤推定の立場では１送信側にてｓｂ　（ｔ）
が送られたと仮定した時に受信信号ｒ　（ｔ）を得る事
後確率が最大となるような推定値を以って最も確からし
い推定値１と判断する。この推定過程におい【データ、
　（ｇｋ）　、　（Ａｋ）が正確に知られているという
前提の上で推定を行う方法を判定帰還形（以後ＤＡ形と
略称する）と呼び、（αｋ）、（Ａｋ）についてはその
統計的性質からしか判りていないという前提の上で推定
を行う方法を判定無帰還形（以後ＮＤＡＦ、と略称する
）と呼ぶ。一般にτ、θの微小変動に対する制御系の定
常のパフォーマンスはＤＡ形の方が優れているが、τ、
θの変動が大きい時はデータ判定結果ＫＭりを生じ易く
そのため制御系のパフォーマンスも著しく劣化する。ま
た制御系の初期引込時には正しい判定結果が得られてい
ないため、ＤＡ形では引込特性が劣化する。特にキャリ
ア・オフセットが大きい時は、ＤＡ形では引込が不可能
となることが多い。即ち、τ、θに対する高いトラッキ
ング能力を期待するならばＮＷＡ形最尤推定法を用いる
のが望ましい。

前記二次元変調信号に対するＮＤＡ形尤度関数Ｌ（τ、
θ）は％（ｔ）を白色ガウス雑音とし【次式％式％）） 但し１．２は％（ｔ）の分ｉ（であり、Ｅ（−）は（ａ
ｋ）。

（ｂｋ）　に関する平均化操作を表わしている。

Ｌ（９，１）は確率密度関数であり必ず正の値をとり、
しかもＱ　、　９の最適点にて唯一の最大値を持つので
、Ｌ、（Ｑ、９）の対数をとったもの即ち対数尤度関数
Ω＜　Ｑ　、　ｇ　＞も唯一の最大値を有する。従って
９．省に関する制御系はＱ（Ｃ，Ｑ）を最大にすべく、
；、Ａを制御すればよい事が判る。

ここで、（αｋ）、　（／）ｋ）をガウス分布をする一
種の雑音とみなせば、良く知られているためＫＱ（τ９
は次式で表わされる。

ｆｌ、（Ｅ’　、　’ｊ　）　＝定数ｘ　ｙ　ｖｉ　（
ｍＴ＋９）　−ｐｕｉ　（−ｒ＋Ｇ’）Ｗ順＝　１”　
（’）・ｓｉｎ　（ｗｃｔ＋合）即ち、’１（’）は同
相側復調信号ｗｗ（ｔ）を同相側整形フィルタに対する
整合フィルタに通して得られる出力であり、υ２（ｔ）
は直交側復調信号Ｗ＊（ｔ）を直交側整形フィルタに対
する整合フィルタに通して得られる出力である。

τ、θに対する制御は次のアルゴリズムにて実行される
。即ち、現在の指定値τ、θ−より次の指定値τ、１．
θ□、を得るｋはに、、　Ｋ、をループゲインと＋ｖ、
（ｙｘＴ＋ｒ）ｙｘ（ｍＴ＋ｔ）１　　　　　　　−但
し、 ・となる。

通常のＱＡＭ入力信号、ｐ　（ｔ）　＝　ｙ　（ｔ）で
あるからｙｔ（’）　＝　ｌ’４（’）　、　３’ｚ（
’）　＝　ｕｚ（ｔ＞となりａ−／２／ａ’ｊが恒等的
ＫＯとなつ１てしま５゜即ち、良く知られ【いるように
通常のＱＡＭ入力信号してはＮＤＡ形のキャリア位相制
御を施すことができない。これに対し、所謂スタガＱＡ
Ｍにおいてはｙ（ｔ）＝ｐＣｔ−４）（但しｔ、は同相
−直交間の時間ずれ）であり、１合いずれに対してもＮ
ＤＡ形の位相制御をかけることができ、特にｔ、＝Ｔ／
２の時、その制御能力が最大となる。

第２図は、ｔｏ＝Ｔ／２のスタガＱＡＭ信号に対するタ
イミング・キャリア結合制御系の構成を示すブロック図
である。即ち、第２図において、入力端１１に入力され
た受信信号は乗算器１２　、１４において電圧制御発振
器１７の出力およびその９デ位相シフトしたものとして
得られる同相キャリア、直交キャリアにより各々逆変調
を受ける。同相側出力および直交側出力は更に整合フィ
ルタ１５および１８Ｋ。

各々供給される。整合フィルタ１５　、１８の出力は乗
算器１９にて相互の相関がとられ、この相関値により前
記電圧制御発振器１７の発振位相が制御される。

またタイミング制御に関しては、タイミング位相を定め
る電圧制御発振器２５に対し、整合フィルタ１５の出力
をＴ　／　２秒遅延させた信号とその微分信号との相関
および整合フィルタ１８の出力信号とその微分信号との
相関とを加算器２４にて加算して得られた制御信号を供
給することＫより実行され【いる。す／プラー２６　、
２７はこうして得られたタイミングクロックにより同相
信号、直交信号な各各棟本化するものであり、それらの
出力は出力端２８　、２９を介して後続の自動等化器等
へ供給される。

第３図は、第２図で示した制御系を全てデジタル処理に
て実現するための構成を示したブロック図であり、端子
３１に入力された受信信号はサンプ２−３２１Ｃて電圧
制御発振器４６の出力として得られる標本化クロックで
標本化され、乗算器３３　、３４　Ｋは入力信号に対し
て前記標本化りｐツクにて読出専用メモリ３５を駆動し
て得られる余弦サンプル値系列および正弦サンプル値系
列を各々掛は合わせ同相信号および直交信号を得る。

こうして得られた同相信号および直交信号は位相回転回
路３８にて位相回転を受けるが、この位相回転量は乗算
器４０の出力として得られる同相−直交間の相関値によ
うて制御される。位相回転回路３８の出力のうち同相信
号は遅延回路３９にてＴ　／　２秒の遅延を受けた後出
力端４７に至る。これに対し直交信号はそのまま出力端
４８に至る。電圧制御発振回路４６に対する制御信号は
加算器４５より供給されるが、この加算器４５はＴ　／
　２秒遅延を受けた同相信号とその微分信号との相関値
および直交信号とその微分信号との相関値との加算を行
う。

本発明によるオフセット抑圧形キャリア・タイミング結
合制御方式の適用対象は直交ＱＡＭ伝送系であるが、こ
の直交ＱＡＭ伝送系は基本的には前記のスタガＱＡＭ信
号を複数個互いにスペクトラム重なりを許容しつつ周波
数多重して伝送する方式である。

第４図に直交ＱＡＭ伝送系の原理的な構成図を示し、第
５図に伝送路に送出される直交ＱＡＭ信号のスペクトラ
ムの例を示す。

第４図において、端子５１　、５２には各々第１チヤネ
ル同相データ（ｇ、）、直交データ（Ａ、）がりｄツク
周期Ｔ秒にて入力される。同相データ（８ｋ）は遅延回
路５９゛にて１７２秒の遅延を受ｌすた後、成形フィル
タ６３を通って乗算器７１に至る。一方、直交データ（
ｈ（１））は成形フィルタ６４を通りて乗算器７２１Ｃ
至る。成形フィルタ６３および６４は同一の周波数伝達
特性Ｇ　（＋１１１）を有しており、とのＧ←）はいわ
ゆるルートナイキスト形に設定されている。Ｇ←）のイ
ンパルス応答をｆ　（ｔ）　ｈすれば、成形フィルタ６
３の出力信号ＩＪ（ＡＩ（ｔ）　　および成形フィルタ
６４の出力信号ｕ世）は各々 ｕ’ｇ（ｔ）＝ｖ４”　９　（ｔ−ｙ−ｋＴ）−＝−・
−・−・・−（１）ｕ’；’（ｔ）＝￥ｂａ４　、　ｇ
（ｔ−ｋＴ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
２）と表わされる。乗算器７１、乗算器７２、加算器７
９はキャリア角周波数この直交振幅変調器を構成してお
り、加算器７９の出力には第１　ＱＡＭ信号ｙ”（ｔ＞
が得られる。即ち、ｙ”Ｌｔ）は、 ｇ　（ｔ）＝　Ｕ＞）ｃｏｓ　ｗ、ｔ　＋　Ｕ’：’（
ｔ）ｓｉｎ　ｗｅｔ−ｋ（（Ｕ’ｉ’（４＋ｊＵ（ｘｔ
（ｔ））ｅ−ｊ”ｔ　％　）　＋＋＋　＋＋＋　＋＋＋
　　（３゜と表わされる。但し、−（・）は実数部のみ
をとる演算を表わしている。全く同様にして、加算器８
０８１　、８２の出力には各々第２ＱＡＭ信号！１峰）
、第３ＱＡＭ信号ｙ”ｋｔ）、第４ＱＡＭ信号！汽ｔ）
が得られる。

これらの信号は次式で表わされる。

１”（ｔ）＝　　Ｒ１！　　（（ｔｒ’：　（ｔ）　十
　ノ゛Ｕ’Ｈ’（’））ｅ−”　　　　１−−−−−・
　　　（４）ｙ”’（ｔ）＝　　Ｒｅ　　（［叱（ｔ）
　　十　ノ°Ｕ岑’（ｔ））ｅ−ノ１　　）・・・・・
・　　　（５）ｊ’　”（ｔ）＝ｈ　（（Ｕ’Ｒ，（’
）　＋　）Ｕ’Ｆ　（ｆ）’）　ｅ　−”’　）　・・
・・・・（６）但し、 雪（ｔ）＝Ｄα’：’ｇ（ｔ−ｓＴ）・・・・・・・・
・・・・・・・−・−・・・・・・　（７）伸（ｔ）＝
〒ｂ（ツ９（ｔ−、−ｋＴ）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・　（８）槽（ｔ）＝〒ｇ＋：＋９（ｔ−Ｈ
−ｋＴ）−・・−・・−（９）岬（ｔ）＝￥ｂｆ：＋９
（ｆ、−ｈＴ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・−・　ＱＱ＜（ｔ）　＝〒α＋；ｇ（ｔ−ｋＴ
）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
′Ｉｔｆｊ（ｔ）　＝￥ｂ（２ｇ（ｔ−、−ｋＴ）・・
・・・・・・・・・・・・・・・・　ａカであり、（α
、）、（Ａ、）は各々端子５３　、５４に入力される第
２チヤネル同相データおよび直交データを（ａｌ：ｌ）
　、　ｔｈ（Ｆ、は各々端子５５．５６に入力すｔｔル
Ｍ　３チヤネル同相データおよび直交データを　（ｇ（
：ｌ）。

（，６１４１）は各々端子５７　、５８１Ｃ入力される
第４チヤネル同相データおよび直交データを各々示して
いる。

ここで各キャリア角周波数Ｑ　、　１１％　、　１１１
３　、　ｗ４（０間にはｒ、−ｔａ、−□＝２“π／Ｔ
の関係が成立しており、更ＩｃＴ／２秒遅延回路５９　
、６０　、６１　、６２は各々同相側直交側、同相側、
直交側と交互に挿入されている。

これにより第１及至第４ＱＡＭ信号は周波数軸上で直交
多重配置されているととＫなる。この直交多重信号をＪ
Ｐ　（ｔ）とすると、＃（ｔ）は加算回路８３の出力と
して得られ、図のように４チャネル多重の例では、 と表わされる。また直交多重信号ｚ　（ｔ）のスペクト
ラムは８５図に示す如くなる。

即ち、第５図において、１１０．１１１．１１２．１１
３は各々第１．第２　、ｊｉ３　、第４ＱＡＭ信号のス
ペクトラムを表わしており、隣接チャネル間には必ずス
ペクトラム重なりが生ずる。直交多重伝送系の特徴は、
こうした隣接スペクト２ム重なりがあっても受信側にて
原ベースバンドデータを誤まりなく復元できる点にあり
、このため高能率データ伝送系が実現できる。

さて、第４図において、受信側では送信側で施された演
算の逆演算が行われる。例えば、乗算器８４　、８５お
よび成形フィルタ９２　、９３は第１ＱＡＭ信号から同
相ベースバンド信号、ｇ（ｔ）、直交ベースバンド信号
ｖ３）′（ｔ）を復元するために用いられる。ここで成
形フィルタ９２．．９３の周波数伝達特性は送信側の成
形フィルタ６３　、６４等と全く同一のルートナイキス
ト特性を有し【いる。従って、ＩＡＩ（ｔ）、　、ｆｉ
ｔ（ｔ）は伝送路での雑音が無い場合各々次式で与えら
れる。

（但し、鴫は２π／Ｔより大としている。）黄９　（ｔ
）・・・・・・・・・・・・・・・・・−・・・・・・
・−・・・・・・−・・・・・・−・　（１４）Ｖ’ｑ
’（ｔ）　＝　（び１（ｔ）ｓｉｎθ１＋がｉ’（ｔ）
ｃｏｓｅｔ）ＩＦ（ｔ）＋　（Ｕ’ｇ（ｔ）ｓｉｎ（θ
ｉ　−〒ｔ　）＋Ｕ？（ｔ）”（’ｔ−〒ｔ））”９（
’）・噸ここで、θ１は受信側の第１キヤリアの位相ず
れであり、苦は畳み込み演算を表わしている。Ｉ。

ａｉ式Ｋ（１）　、　（２１、（７１、（８）式ヲ代入
ｆルト、Ｖ’４（ｔ）＝ｙｚ　ａ’ｐ　Ａｏ（ｔ−Ｈ−
ｋＴ）ｃｏｓｅｔ−；Ａ　、　Ａｏ（ｔ−１（Ｔ）−〇
、　＋ｐａ　、　（Ａ　＠（ｔ　−ｋＴ　）ｃｏｓθ、
＋ｘ、（、ｔ−ｋＴ）ｓｉｎ１９ｔ）＋Σｂ、（ｔ−＞
−ｋＴ）ｓｉｎθｓ　−Ａ、（ｔ−、−に’ｒ）ｃｏｓ
ｅｔ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・−・・・・・・　顛ｖ’：
！（ｔ）＝；ｃｚ’ニル６（ｔ−−ｋＴ）ｓｉｎθ１　
＋ｘ＝ｂ（ｋ）ん・（ｔ−ｋＴ）ＣＯ５ｏ１＋？ｋ（”
ｃ（ｔ−ｋＴ）ｓｉｎθｘ−ｈａｃ　ｔ−ｋＴ）ｃｏｓ
θ、）−ｖｈ＋：ｌ（ｈ−＜　ｔ−トに７　）ｃｏｓθ
１十に、（ｔ−ニー１（’ｌ’）ｓｉｎθ１）を得る。

但し、へ（ｔ）　ｅ　ｈ、＜ｔ＞　、ル、（ｔ）は以下
に定義される関数で、ある。

Ａｏ（ｔ）　＝　ｇ（ｔ）　＋　ｇ（ｔ）Ａ、（ｔ）　
＝　９　（ｔ）ｃｏ、、−ｙ４黄９　（ｔ）ｘ、（ｔ）
　＝　９　（ｔ）＆Ｉｎ　Ｖ　ｔ　＋　９　（ｔ）ｇ（
ｔ）はルートナイキスト特性を有するフィルタのインパ
ルス応答であるから、整数値ｍに対し、ｈ。（ｍＴ）＝
ｔ”０　：：？）品 であり、しかも任意の整数ｍｌｃ対し Ａ、（ｍＴ）　＝　Ｏ、Ａ、（ｍＴ＋−）　＝　０が成
立することは既に知られている。従ってＤＩ　。

１９式においてθ−０とし、ｖＡ＜ｔ＞　、　ｖ叡ｔ）
を各々ｔ＝ｍＴ＋”−ｔ＝＠Ｔのタイミング時刻にて標
２を 本化すれば、 ｙｌＡ　（ｒＩＬＴ＋吾）＝α冑 ｖｌｓｌ（ｍＴ　）　　　＝　ｂ冑 となり、第１チヤネルの同相データ、直交データを正し
く復元できることがわかる。第２及至第４チヤネルの同
相データ、直交データも全く同様に［、て正しく復元す
ることができる。しかしながら一般に１受信側ではキャ
リア位相ずれ、タイミングずれが存在するため、このず
れを制御することが必要となる。

本発明は、こうした直交ＱＡＭ伝送系において各チャネ
ルがスタガＱＡＭとなっている点および全チャネルが同
期クロックに動作している点に着目し、上記のキャリア
位相ずれ、タイミングず荀′精度良く制御し得るキャリ
ア・タイミング結合制御方式を提供する。

いま、第４図において、受信側の真のタイミングずれを
−とし第１及至第４ＱＡＭチャネルに対する真のキャリ
ア位相ずれを各々θ；、θ：、θ；、θ；とする。第に
チャネルの送信複素エンベロープ、受信複素エンベロー
プを各々Ａ（’）　、　ｒｋ（ｔ）とすれば・・・・−
・・・・・・詰・・・　ＱＩＤｒｓｔ（’）＝／ｋ（ｔ
＋ｔ”）ｅ７゛θ’＋７．−１（ｔ＋ｔ”）ｅフｗ６（
ｔ＋τ°）１川や　βに＋、（！−１”）ｅノ５ａ（１
（ｔ＋−ｒ’）十ノ′θＣ＋ｎ、（１’）ｋ−１，２，
３，４・・・・・・・・・・・・・・・・・・　α９と
表わされる。但し、β。（ｔ）＝β、（ｔ）＝０とする
。またｔｕｏ＝　２π／Ｔであり、埠、（ｔ）は第にチ
ャネルの複素ベースバンド雑音である。（１９式の第２
項、第３項は、第１項の所望信号とは独立なチャネル間
干渉分であるから、これらを近似的にガウス雑音と考え
、ｒｋ（ｔ）を次のように書き表わす。

ｒｋ（ｆ）＝　／ｋ（ｔ　＋　ｒ”）　ｅ）　％　Ｎｋ
（ｔ）−、−、、、、、、ｇ）但し、Ｎ４ｔ）はａ１式
中第１２項以外を全【加算したものである。この系にお
ける尤度関数なＬ（τ。

θ１．θ禽、θネ、θ４）とすれば、 と定義される。ここで雑音Ｎｔ（１’）、凡（ｔ）　、
　１％（ｔ）　。

Ｎ４（す）は互いに無相関なガウス雑音とみなせるから
９に となり、その対数をとった対数尤度関数η（τ。

を送った時のｒｋ（ｔ）を受ζする事後確率）Ｅ表わさ
れる。

几（ｒ　、　ｆ）＠、　ｏ、、　ａｍ、　１９４）をデ
ータに関し平均化したものをｎとすれば、 ｎ＝εｆ２ｋ（τ、θ、）・・・・・・・・・・・・・
・・・−・−・・・・・　Ｑυに宜１ 但し、ｊ−まｋが奇数の時 桿τ、θｋ）＝定数Ｘ　Ｗ　Ｍ　４　ｍＴ＋Ｔ＋　ｒ　
）Ｑｙ、”ｋ（ｔｔ’ｒ＋ｒ）”Ｉ＋””’　　”であ
り、ｋが偶数の時 ｎ（ｒ　、　ｅ、）　＝定数ｘ、５Ｖ？、、（ｉＴ＋−
ｒ）ＤＶＪｋ（九Ｔ＋Ｔ＋τ）・・・・・・・・・・・
・・・・　（至）である。ここでＶｓ、＋ｔ（ｔ）、　
Ｖｓ、ｈ（’）　ハ各々％ｐｈ　（ｔ）；ｆＩ＠（ｒｋ
Ｏｅ″”）ＩＣｓ−ｔａｃｔｓであり、これに相当する
信号は第４図の出力端１０１〜１０Ｂにて得られる。即
ち、出力端１０１．１０２　Ｋは第１チヤネル復調ベー
スバンド信号の同相分Ｖｌ、１（ｔ）および直交分ｇ％
　ｔ（ｔ）が得られ、出力端１０３．１０４にはＶｓ、
ｚ（ｔ）、　Ｖｔ、２（ｔ）が、出力端１０５．１０６
にはＶｔ、３（ｔ）。

Ｖｓ、３（ｔ）が、出力端１０７．１０８にはＶｘ、４
（ｔ）、　Ｖｚ、４（ｔ）が各各得られる。

上記ｃｌ］）式より、タイミングずれτ、キャリア位相
ずれθ１．う、θ３，０４に対する以下のような体１〕
御θ５ｉ２θＳ′２・ら次の推定値、（ｉ＋１）、θ、
（ｉ＋ｔ）、θ、（ｉ＋ｉ）。

θ門ゝ、θ、（ｉｇを得るＫは、Ｋ、ｒ４°に、％−ル
ープゲインＴｈＬ？・　　　　　　６ｈ、 τ（ｉ＋ｘ）＝τ”）”　Ｋｒ６　ａ　ｒ　　ｌ　、、
、ｔｉ）とすればよい。直交ＱＡＭ伝送系では各チャネ
ルがスタガＱＡＭであるため、既に述べた′如く、タイ
ミング、キャリア位相に関しＮＤＡ制御が可能となる。

また、キャリア周波数のオフセット量は全チャネル共通
であるから、各チャネルにて検出された位相差情報の時
間的な変動分は全チャネルにわたり共通となる。更にタ
イミングに関しては全チャネルが同期関係にあるため各
ｔヤネルから得られたタイミング制御信号を全て加算し
たもので共通制御を担げれば良いことが判る。

第６図は以上の原理に基づいた本発明の一実施例を示す
ブロック図である。即ち第６図は、第４図の受信部処理
を全てディジタル化したものに本発明によるオフセット
抑圧形キャリア・タイミング結合制御方式を適用した例
であって、１２２は多重分離回路、ポリフェーズ回路、
逆オフセット７一リエ変換回路より成るディジタル信号
処理復調部を表わし、このディジタル信号処理復調部１
２２０４つの出力は第４図の出力端１０１及至１０８に
得られる第１チヤネル複素ベースバンド信号及至第４チ
ャネル複素ベースバンド信号のＴ／２秒標本化系列とな
っている。なお、多重分離回路、ポリフェーズ回路、逆
オフセツトフーリエ変換回路の詳細な内容については文
献５として昭和５５年特許願第２８７４０号を参照され
たい。

第６図において、標本化回路１２１は入力端１２０に得
られた受信信号を周波数ｆ、なる標本化クロックにて標
本化している。ここでｆ、と、各チャネルのボー速度１
／Ｔとは通常、簡単な整数比関係を保っており、従って
いわゆるタイミング時刻はこの標本化クロックを基準に
して定められる。従って、この系ではタイミング制御信
号は標本化クロックを発生するＶ　Ｃ０１１９を制御す
ることになる。

１２３及至１２６は第１チヤネル及至第４チヤネルに対
する位相回転回路であり、１２７及至１３０は各チャネ
ルに対する位相検出回路である。

１２３及至１２６の位相回転回路は、例えば第９図に示
す如く構成される。即ち、第９図において、１６０およ
び１６１は各々復調ベースバンド信号の同相分および直
交分の入力される入力端であり、１６２１６３、１６４
．１６５は乗算器であり、１６６は加算器であり、１６
７は減算器であり、１６８は正弦波系列、余弦波系列の
書き込まれたＲＯＭであり、１６９は１サンプル遅延回
路であり、１７０は加算器であり、１７２、１７３は位
相回転を施されたベースバンド信号の同相分および直交
分の出力される出力端である。

いま、制御端子１７１にψなる位相制御が入力されたと
すると、ＲＯＭ１６８はφに相当する２進符号にてアド
レスのアクセスがなされる。ＲＯＭ１６８　Ｋはφの入
力に対しＣＣＯ３φとｓｉｎφとを出力するよう内部デ
ータが書き込まれている。ＲＯＭ１６８の第１の出力と
して得られたＣＯＳφは乗算器１６２、１６５　Ｋ　？
各々同相信号、直交信号に乗ぜられる。同様にし【第２
の出力であるｓｉｎφは乗算器１６３、１６４にて各々
同相信号、直交信号に乗ぜられる。更に、乗算器１６２
の出力と乗算器１６３の出力とは加算器１６６にてお互
いの和がとられ、この和信号を新たな同相信号として出
力端１７２に出力する。乗算器１６４の出力と、乗算器
１６５の出力とは減算器１６７にて互いの差がとられ、
この差信号を新たな直交信号として出力端１７３に出力
する。この操作により入力複素信号は（−φ）の位相回
転を受けて出力されることになる。位相制御信号は第６
図の位相差検出回路１２７．１２８．１２９．１３０の
出力として得られるが、これら位相差検出回路は、例え
ば第７図のように構成される。即ち、第７図において、
１４０，１４１は複素ベースバンド信号の同相分、直交
分の入力される入力端であり、１４２，１４３はい秒遅
延回路であり、１４４，１４５は乗算器であり、１４６
は減算器であり、１４７はＴ秒遅延回路であり、１４８
は減算器であり、１４９は位相差信号の出力端であり、
１５０はキャリアーオフセットの情報の出力端である。

入力端１４０．１４１のいずれに同相分を入力させるか
は送信側でのい秒遅延の付与の仕方に依存する。即ち、
第１．第３チヤネルの如く、送信側にて同相分がり秒遅
れ【〜・るチャネルに対しては入力端１４０に同相分、
入力端１４１に直交分という割振りＫなる。第２．第４
チヤネルの如く、送信側にて直交分がＷ秒遅れているチ
ャネルに対してはその逆の割振りを行う。

このようにして出力端１４９には二つの入力の相関値と
二つの９秒遅延入力の相関値との差成分が位相差信号と
して出力される。また出力端１５０には前記位相差信号
の時間変動分がキャリアオフセット情報として出力され
る。ここで、キャリア周波数のオフセット層は全チャネ
ル共通であるから、・各チャネルにて検出された位相差
情報の変化分は全チャネルに亘り共通となる。

各チャネルの位相ずれθ１．θ３．θＳ、θ、は各々位
相回転回路１２３．１２４．１２５．１２６　Ｋて補正
されるが、各位相回転回路に対する制御信号は加算器１
３２．１３３゜１３４、１３５より各々供給される。即
ち、加算器１３２゜１３３、１３４．１３５は各々のチ
ャネル固有の静的な位相差信号と、加算回路１３１の出
力として得られる全チャネル共通のキャリアオフセット
情報とを加算し、対応する位相回転回路に対する制御信
号を生成する。こうした全チャネル共通化により信号対
雑音比の高いキャリアオフセット制御信号が得られるの
で、その分ループ利得を上げる事ができ、従ってキャリ
アオフセットに対する追従性の良好なキャリア位相制御
系が得られることＫなる。

次にタイミングずれては第６図の１３６．１３７．１３
８゜１３９にて示されるタイミングずれ検出回路で各々
独立に検出され、これら検出出力は全て加算回路１１８
にて加算されＶＣ０１１９を制御することになる。

各タイミングずれ検出回路は例えば第８図の如く構成さ
れる。即ち、第８図において１５１．１５２は位相補正
された複素ベースバンド信号の同相分、直交分の入力さ
れる入力端であり、１５３，１５４は離散値系として実
現される微分回路であり、１５５゜１５６は乗算器であ
り、１５７は加算器であり、１５９は９秒遅蔦回路であ
り、１５８は出力端である。

第６図における１３６．１３８の如く送信側にて同相信
号が直交信号に対してい秒遅死している奇数番目チャネ
ルに対するタイミングずれ検出回路にお０ては、入力端
１５１に直交信号、入力端１５２に同相信号が各々入力
される。

第８図において、乗算器１５５は入力端１５１に入力さ
れた信号とその微分信号とｑ相関をとり、乗算器１５６
は入力端１５２に入力された信号をＴ／２秒遅蔦して得
られる信号とその微分信号との相関であり、これらの相
関値は加算器１５７にて加算された後端子１５８にタイ
ミ゛ングずれ信号として出力される。このタイミングず
れ信号は各チャネル間で互いに独立に混入して来る雑音
分を除いて全てのチャネルで共通であるから、第６図の
加算回路の出力には信号対雑音比の高いタイミング制御
信号が得られる。

第６図に示した本発明によるキャリアータイミング結合
制御方式の一実施例は、伝送帯域内での群遅延歪振幅が
Ｔ秒に比し充分小さい場合には、そのまま適用できる。

しかしながら、通常の搬送帯域では、特に帯域端近傍に
て著しく大きな群遅延歪を生ずることがある。このよう
な回１１１ｊＫ対しては、キャリアオフセット制御信号
、タイミング制御信号を全チャネル共通化する第６図の
実施例は使用できない。しかし、こうした回線に対して
も、帯域の中央近傍にスペクトラム配置された数チャネ
ルのみでキャリアオフセット制御信号、タイミング制御
信号の共通化を図る事によりキャリア、タイミングに対
する良好なトラッキング特性を確保する事ができる。

第１０図は、上記の観点より導かれた本発明によるオフ
セット抑圧形キャリア・タイミング結合制御方式の一般
的な一実施例を示すプロプ・り図であっ【、１８２は第
６図のディジタル信号処理復調部１２２　ｋ対応してい
る。また、１８３及至１８６は第６図の１２３及至１２
６に対応する第１チヤネル及至第４チヤネル用位相回転
回路である。更１ｃ、　　１８７゜１８８は第６図の１
２８．１２９に対応した位相差検出回路であり、１９２
．１９３は第６図の１３７．１３８に対応したタイミン
グずれ検出回路である。第１０図に示した本発明の一般
的な一実施例では、第２チヤネル第３チヤネルより得ら
れたタイミングずれ信号を加算回路１９４にて共通化す
ると共にキャリアオフセット情報を加算回路１９１にて
共通化している。

これＫよってＭ２チャネルと第３チヤネルとは各々タイ
ミングずれ、キャリアずれともに制御されてしま５゜こ
れに対し、第１チヤネルと第４チヤネルについては位相
差検出回路、タイミングずれ検出回路を備えていない。

しかしながら、タイミングずれの時間変動量は回線歪Ｖ
ｃｌｌわりなく全チャネルに共通であり、この共通なず
れ分は、ＶＣＯ１９５、標本化回路１８１等で成る制御
ループにより補償される。また、第１チヤネルおよび第
４チヤネルには位相回転回路１８３．１８６が設けられ
ており、各々の位相回転量は加算器１８９の出力として
得られる制御信号にて制御されているため、キャリア位
相ずれの時間変動分についても補償される。即ち、共通
化されない第１および第４チヤネルについてもその出力
複素信号にはタイミング。

キャリア位相の時間的な変動分は存在せず、静的な位相
ずれのみが残留することになる。こうした静的なタイミ
ングずれ、キャリア位相ずれは、文献３に示された二次
元自動等信器にて吸収し得ることが知られている。

以上述べた如く、本発明によればトラッキング特性の優
れたキャリア・タイミング結合制御方式を得ることがで
きる。尚、第６図の実施例は第１０図の一般的な実施例
の特例と見做し得ることは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は二次元変調信号の一般的な生成過程を示すブロ
ック図であり、３．４は各々同相側ベースバンド整形フ
ィルタ、直交側ベースバンド整形フィルタである。第２
図は同相−直交間Ｋ　Ｔ０ｎ秒の遅延差を有するスタガ
ＱＡＭ信号に対するキャリア・タイミング結合制御方式
の構成を示すブロック図であり、１２　、１４　、１９
　、２１　、２２は乗算器であり１３は９σ位相シフタ
、１５　、１８は整合フィルタ、１６はψ秒遅延回路、
１７　、２５はＶＣｏ、　２０　、２３ハ微分回路、冴
は加算器である。第３図は第２図のタイばング・キャリ
ア結合制御系を全てディジタル処理にて実現するための
構成を示したブロック図であり、３２はサングラ−１３
５はＲＯＭ、３Ｂは位相回転回路である。第４図は直交
ＱＡＭ伝送系の原理的な構成図であり、第５図は、この
伝送系にて伝送路に送出される直交ＱＡＭ信号のスペク
トラム配置例を示した図である。第６図は、本発明によ
るオフセット抑圧形キャリア・タイミング結合制御方式
の具体的な一実施例を示すブロック図であり１２２はデ
ィジタル信号処理復調部、１２３及至１２６は位相回転
回路、１２７及至１３０は位相差検出回路であり、１３
２及至１３５は加算器、１３６及至１３９はタイミング
ずれ検出回路、１１８，１３１は加算回路、１１９はＶ
Ｃｏ、　１２１は標本化回路である。第７図は位相差検
出回路の具体的な構成例を示したブロック図であり、１
４２，１４３はい秒遅延回路、１４７はＴ秒遅延回路、
１４４．１４５は乗算器、１４６．１４８は減算器であ
る。第８図はタイミングずれ検出回路の具体的な構成例
を示したブロック図であり、１５３゜１５４は微分回路
、１５５．１５６は乗算器、１５７は加算器、１５９は
ル４秒遅延回路である。第９図は位相回転回路の具体的
な構成例を示したブロック図であって１６２及至１６５
は乗算器、１６６は加算器、１６７は減算器、１６８は
ＲＯＭ、１６９は１サンプル遅延回路、１７０は加算器
である。第１０図は本発明になるオフセット抑圧形キャ
リア・タイミング結合制御方式の一般的な一実施例を示
すブロック図でありて、１８３及至１８６は位相回転回
路、１８７．１８８は位相差検出回路、１９２，１９３
はタイミングずれ検出回路、１９４は加算回路、１９５
はＶＣｏである。 ・云　第″ 第　７図 ／４１ １１２

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｆｌ／Ｅ１ｌ／第１及至の直交振幅変調信号が周波数領
   域にて直交多重された信号を伝送路を介して受信し、こ
   れを標本化クロックにて標本化し、アナｐグーデジタル
   変換、Ｆ波操作および離散フーリエ変換により第１及至
   第Ｎ・番目の複素ベースバンド信号に復調する直交多重
   信号の受信系において該複数個の複素ベースバンド信号
   に対し、各々独立に位相回転を与える位相回転操作を施
   し、予め定められた第に及至第ｋｍ番目の複素ベースバ
   ンド信号の前記位相回転後の出力およびそれらの微分信
   号より得られるｍ個のタイミング制御信号を全【加算し
   て得られた信号にて前記標本化りｐツクの位相を制御す
   ると共に１第に、及至第ｋｍ番目の複素ベースバンド信
   号の各々の実数部と虚数部との相関値の時間変化量を全
   て加算して周波数オフセット量を求め、該第に及至第ｋ
   ｍｉ目の複素ベースバンド信号に対する位相回転量は各
   複素ベースバンド信号の実数部と虚数部との相関値およ
   び前記周波数オフセット量との和信号にて各々制御され
   、第に及至ｇｋｍ以外の複素ベースバンド信号に対する
   位相回転量は前記和信号のうち少なくとも一つにより制
   御されることを特徴とするオフセット抑圧形キャリア・
   タイミング結合制御方式。　　　　−