JPS5831064B2 - デイジタル−タケンシユツソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はディジタル・データ伝送システムに係リ、更に
具体的に云えば時系列の各時刻でのディジタル・データ
値によって搬送波の位相及び振幅を変調した信号を伝送
することによってデータが送られるディジタル・データ
伝送システムのためのデータを検出する装置に係る。

ディジタル・データ伝送システムは伝送チャネルで相互
接続された送信装置及び受信装置から構成される。

このシステムにおいては、伝送せんとするディジクル・
データ即ち複数のビットはバイポーラの２進パルス（周
波数スペクトルは理論的には零から無限大まで広がる。

）のシーケンスとして現われる。

主として節約の点から、公衆電話網の電話線が伝送チャ
ネルとして用いられる。

電話線は一般に限られた通過帯域（３００乃至３０００
Ｈｚ）を有するから、バイポーラの２進パルスに含まれ
る周波数帯域（エネルギ）を３００乃至３０００Ｈｚの
周波数帯域へ変換する必要がある。

変調即ち情報を含む信号と正弦波搬送波との乗算が上記
変換を遂行しうる。

更に具体的に云えば、本発明は時系列内の各時点でのデ
ータの不連続な値によって搬送波の位相及び振幅を変調
するのを利用する伝送システムに関係する。

これらの伝送システムは位相変調、振幅変調と結合され
た位相変調、及び直交振幅変調を利用する装置をとりわ
け含む。

上記の変調方式は夫々ＰＳＫ（位相シフト、キー）変調
、Ａ−ＰＳＫ（振幅−位相キー・シフト）変調、及びＱ
ＡＭ変調（直交振幅変調）として知られている。

ＰＳＫ変調は広く使用されている変調方式であり、その
詳細な記述は例えば、米国のＭｃ 、 Ｇｒ ａｗ−Ｈ
ｌ １社から１９６５年に出版されたＷ、 Ｒ，Ｂｅｎ
ｅ ｔ を及びＪ、Ｒ，Ｄａｖｅｙの著になる“Ｄａｔ
ａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｎ“の第１０章、並びに上記
同社から１９６８年に出版されたＲｏＷ、Ｌｕｃｋｙ）
Ｊ、 ５ａｌｚ及びＥ、Ｊ 、Ｗｅｌｄｅｎ Ｊｒ。

の著になる“Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ ＤａｔａＣ
ｏｍｍｕｎ ｉ ｃａ ｔ ｉ ｏｎ ｓ“の第９章に
見出される。

ＰＳＫ変調を利用するディジタル・データ伝送システム
においては、伝送しようとするビット・シーケンスは先
ず諸シンボル（その各々は一般に２の幕乗に等しい数の
不連続な値をとる。

）から成るシーケンスへ変換される。

然る後に、これらのシンボルはＴ秒だけ夫々等しく隔て
られた時刻（サンプリング時刻）に１つづＸ伝送される
が、そのサンプリング時刻にこれらのシンボルの値に従
って搬送波の位相が変えられる。

第１ａ図は、３ビツトによって８つの別個の不連続な値
をとりうるシンボルの夫々を伝送するための（８位相Ｐ
ＳＫ変調を使用する）システムにおいて、各々のサンプ
リング時刻に搬送波がとりうる８つの状態を例示するベ
クトル図を示している。

搬送波の振幅は一定であるが、その位相は８つの別個の
不連続な値をとっていく。

成るディジタル・データ伝送システムにおいて、データ
伝送速度は高めうるが搬送波の位相に割当てうる別個の
不連続な値の数は増し得ない場合には、Ａ−ＰＳＫ変調
が使用される。

要約して云えば、Ａ−ＰＳＫ変調においては、搬送波の
振幅も位相も変えられる。

例えば、使われるサンプリング周波数Ｆに対して、８位
相ＰＳＫ変調の場合には各々のサンプリング時刻毎に３
ビツトが伝送されるから３ビット／秒に等しいデータ伝
送速度が得られるが、２振幅レベルー８位相式Ａ−ＰＳ
Ｋ変調の場合には各々のサンプリング時刻毎に４ビツト
が伝送されるから４Ｆビット／秒に等しいデータ伝送速
度が得られる。

第１ｂ図のベクトル・ダイヤグラムは２振幅レベルー８
位相式Ａ−ＰＳＫ変調において搬送波がとりうる１６の
状態を例示している。

ＱＡＭ変調はますます使用されるようになる変調方式で
あり、その詳細な説明は例えは、上記のＲｏＷ、 Ｌｕ
ｃｋｙ外の著になる本の第７章、第７−１−５及び第７
−４−１節に見出される。

要約して云えば、ＱＡＭ変調方式を用いるディジタル・
データ伝送システムにおいては、伝送しようとするビッ
ト・シーケンスは先ず第１に、独立な諸シンボルから成
る２つのシーケンスへ変換される。

２つのシンボル即ち上記２つのシーケンスの各々からの
１つがこれらのシンボルの値に従って互いに直交関係に
ある２つの副搬送波の振幅を変えることによってサンプ
リング時刻に同時に伝送される。

これらの２つの副搬送波は同じ周波数を有し、これらの
位相は互いにπ／２ラジアンだけシフトされている。

振幅を変えられた後に、２つの副搬送波は合成されて伝
送チャネルの入力へ供給される。

第１ｃ図は副搬送波Ａ及びＢの各々の４レベル振幅変調
から得られるＱＡＭ変調において上記２つの副搬送波の
合成によってとりうる搬送波の１６の状態を例示してい
る。

要約して上述した諸変調方式の内の１つによつて変調さ
れた搬送波は伝送チャネルの人力へ印加される。

伝送チャネルの機能はその入力へ印加された信号と比較
的に似た信号をその出力に出て来る働きをすることにあ
る。

上記に説明したように、電話線は頻繁に伝送チャネルと
しても使用される場合がある。

電話線は音声の伝送には十分な程度に適しているが、エ
ラーの発生の蓋然性が低く維持されながら高速度例えば
９６００ビット／秒でディジクル・データを伝送するの
には十分には適していない。

電話線はこれを通しての伝送中に信号の品質を変える諸
擾乱を生じさせるから、伝送されて来た信号を受信装置
で正しく検出するのが難かしくなる。

これらの擾乱は主に、電話線の特性の不完全性に起因す
る振幅歪及び位相歪、並びにとりわけ、公衆電話回路網
で遂行されるところの伝送されて来た信号に対する中間
処理に起因する種々のノイズ成分を含む。

振幅歪及び位相歪は相継いで伝信された信号間の相互作
用（符号量干渉として知られているもの）を生じさせる
。

ノイズ成分はとりわけ、位相インターセプト、周波数シ
フト、位相ジッタ及び白色雑音を含む。

符号量干渉及びノイズ成分は低速度即ち２４００ビット
／秒以下の速度でディジタル・データを伝送するシステ
ムにおいては実際には殆んど影響を与えないが、上述し
たような高速度で動作するシステムにおいてはデータを
正しく検出させなくする。

高速度システムでの受信装置の中に、データの検出を正
しく遂行しうるよう符号量干渉及びノイズ成分の影響を
出来る限り小さくする装置を設ける必要があった。

符号量干渉による影響は本発明の範囲内にない等化量に
よって可能な限り小さくされる。

ノイズ成分による影響は本発明の検出装置によって可能
な限り小さくされる。

ディジクル・データ伝送システムで用いられる搬送波の
位相に変化を生じさせるノイズ成分の影響を可能な限り
小さくする位相フィルタが本出願人外によって既に提案
されている。

要約して云えば、この位相フィルタにおいて受信信号の
位相値から、ノイズ成分が与えるものとして推定された
位相値を差引くことによってノイズ成分は相殺される。

（受信信号の位相値）−（ノイズ成分が生じさせるもの
として推定された位相値）がデータを表わす送信信号の
位相値と残余ノイズ成分とを分離する判定論理回路へ供
給される。

この残余ノイズ成分はこれからノイズ成分に関して推定
された位相値を発生する予測フィルタ装置へ供給される
。

この位相フィルタの第１の欠点は受信された搬送波の位
相値から、データを表わす送信搬送波の位相値を導出す
るものであるから受信搬送波の位相値を該搬送波から抽
出する装置を使う必要があるという点にある。

この位相フィルタの第２の欠点は搬送波の位相を正しく
検出しうるが、搬送波の振幅に関するどのような情報も
得られないという点にある。

それ故、Ａ−ＰＳＫ変調若しくはＱＡＭ変調を用いるシ
ステムにこの位相フィルタを使用する場合には、搬送波
の振幅を正しく検出する装置が更に必要になる。

本発明の１つの目的は上述の本出願人外によって既に提
案されている位相フィルタが有する上記諸欠点のない改
良された位相フィルタを提供するにある。

この改良された位相フィルタは受信された信号の同相成
分及び直交成分から、搬送波の位相及び振幅を変調して
表わされるところの伝送されて来たデータを正しく検出
しうるディジタル・データ検出装置を含む。

本発明の他の目的は搬送波の位相及び振幅を変調して表
わされるところの伝送されて来たデータを正しく検出し
うる上記のようなディジクル・データ検出装置を提供す
るにある。

包括的に云えば、本発明は搬送波の位相及び振幅を変調
することにより伝送されたディジタル・データを検出す
る装置を与えるものであり、その受信４号の同相成分及
び直交成分が受信４号の位相を、伝送チャネル中で発生
されたノイズ成分から発生される位相誤差に関する推定
値に等しい角度だけ、回転（推移）させる装置へ供給さ
れる。

位相回転（推移）装置から発生された新しい同相成分及
び直交成分は参照座標成分及び予じめ与えられた選択基
準に従ってデータを表わす検出された位相及び振幅を発
生する判定論理回路へ供給される。

この判定論理回路は更に残余位相誤差に関する２つの成
分を発生する。

これらの成分は第１変換装置へ供給されて該装置から残
余位相誤差の値が発生される。

残余位相誤差は位相誤差の推定された位相値を発生する
予測フィルタへ供給される。

この推定された位相値はこれを、位相回転（推移）装置
を制御する正弦波三角関数値及び余弦波三角関数値へ変
える第２装置へ供給される。

残余位相誤差の２つの成分は本発明の検出装置を含むデ
ータ受信装置の等化量を調節するのにも使用される。

第２図は本発明のデータ検出装置を含むディジタル・デ
ータ受信装置の構成をブロック図で示す。

この全体の構成は本発明の範囲内にはないが、本発明を
その構成の中で用いている。

伝送チャネルを経て受信される信号ｒ（ｔ ）は通常の
自動利得制御装置１の入力へ供給される。

受信される信号の平均エネルギは時間と共に変化しうる
から受信装置の入力に上記自動利得制御装置１が必要に
なる。

自動利得制御装置１から供給される平均エネルギの一定
な信号（簡単に表示するため以下ｒ（ｔ）として参照す
る。

）が信号ｒ（ｔ）をサンプリング速度１／Ｔ（搬送波の
変調率）でサンプルする通常のサンプリング装置２の入
力へ供給される。

サンプリング装置２からのサンプルされた信号ｒ（ｋＴ
）（以下、ｒｋと参照するが、ｋは順次に常に整数をと
るものとする。

）がサンプルされた信号ｒｋの２進値信号を発生する通
常のアナログ−ディジタル変換器３の入力へ供給される
。

変換器３からの２進値信号ｒｋは線４を経て、信号ｒｋ
のスペクルに含まれるすべての周波数成分の位相を１２
ラジアンだけシフトさせるディジタル・ヒルベルト・フ
ィルタ５の入力へ供給される。

文献に見出されるように、ディジタル・ヒルベルト・フ
ィルタの伝送関数Ｈ（ｆ）は Ｊ２ Ｈ（ｆ）−ｅ ５１ｎｆ で表わされる。

信号ｒｋのヒルベルト変換を表わす信号令 はヒルベル
ト・フィルタ５の出力から得られる。

一般に、信号ｒｋ及び＋には受信々号の同相成分及び直
交成分なる用語で云い表わされる。

変換器３から線６を経て供給される同相成分子ｋ及びヒ
ルベルト・フィルタ５からの直交成分子ｋは等化量７の
入力へ供給される。

等化量７は複合等化量であり、この複合等化器の２つの
例が米国特許第３８９０５７２号及び同第３９４７７６
８号に記述されている。

等化量７からの受信され等化された信号の同相成分Ｘｋ
及び直交成分仝ｋが本発明のデータ検出装置８へ供給さ
れ、検出装置は検出されたデータを線９上に発生する。

Ｘｋ及び仝には又線１０及び１１を夫々経てデータ・ク
ロック回復装置１２へ供給される。

データ・クロック回復装置の例は“ＩＥＥＥＴｒａｎｓ
ａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ“のＶｏｌ。

Ｃ０Ｍ−１９、Ｎｏ、３（１９７１年６月）の第２６８
乃至第２８０頁に記述されている。

データ・クロック回復装置１２はサンプリング装置２を
制御する周波数１／Ｔの信号を線１３上に発生する。

第３図は本発明になるデータ検出装置のブロック図であ
る。

等化された信号の同相成分ｘｋ及び直交成分仝には−△
φｋ（△φには位相誤差の推定値である。

）に等しい角度だけ成分Ｘｋ及び仝ｋを有する信号を回
転（推移）させる位相回転（推移）装置１４の入力へ供
給される。

位相推移装置１４は成分Ｘｋ及び仝ｋを−△φにだけ推
移させた信号の同相成分ｙｋ及び直交成分９ｋを夫夫、
線１５及び１６上に発生する。

成分ｙｋ及び少には夫々線１５及び１６を経て判定論理
回路１７の入力へ供給される。

これに加えて回路１７は読出専用メモリ２０に貯えられ
ている複数の参照座標成分αｊ、βｊを線１８及び１９
を経て受信する。

判定論理回路１７は選ばれた参照座標成分αｋ及びβｋ
を夫々線２１及び２２上に発生する。

この参照座標成分αｋ及びβには検出されたデータを線
１９上に発生するデコード回路２３へ供給される。

これに加えて、判定論理回路１７は第１変換装置２６へ
供給される残余位相誤差成分△ｙｋ及び△◆ｋを夫々、
線２４及び２５上に発生する。

これに加えて、変換装置２６は線２７及び２８を夫々経
て成分ｙｋ及び９ｋを受信し且つ線２９及び３０を夫々
経て参照座標成分αｋ及びβｋを受信して、線３１を通
して予測フィルタ３２の入力へ供給される残余位相誤差
値δφｋを発生する。

予測フィルタ３２は推定位相誤差値△φｋを線３３を経
て第２の変換装置３４へ供給される。

第２の変換装置３４は線３５及び３６上に夫々、ＣＯＳ
△φｋ及びＳｌｎ△φにの値を発生する。

これらの値は線３５及び３６を通して位相推移（回転）
装置１４へ供給される。

判定論理回路１７からの残余位相誤差成分△ｙｋ及び△
９には夫々線３７及び３８を経て第２の位相回転（推移
）装置３９の入力へ供給される。

該装置３９は線４０及び４１を通して供給されて来たＳ
ｉｎ△φｋ及びＣＯＳ△φにの値に応答して△φｋに等
しい角度だけ上記入力された成分△ｙｋ及び△◆ｋを回
転（推移）させる。

位相推移装置３９は第２図の等化量７の調節を制御する
のに用いられる誤差成分△ｘｋ及びΔ仝ｋを発生する。

第３図に示される本発明のデータ検出装置の動作を、第
４図のベクトル図を参照しながら、説明する。

搬送波の振幅及び位相がＴ秒だけ等しく隔てられている
各時刻におけるディジタル・データ値によって変調され
る如きディジタル・データ伝送システムの段剥を考える
ことにする。

データ検出装置の入力へ供給される同相成分Ｘｋ及び直
交成分仝には次式 ％式％（１） ）（２） で書き表わされる。

但し、ρにはサンプリング時刻ｔ＝ｋＴに伝送されたと
ころのデータを表わす搬送波の振幅であり、△ρには搬
送波振幅に対する伝送チャネル中で生じさせられた擾乱
の影響度を表わす振幅誤差であり、φにはサンプリング
時刻ｔ＝ｋＴに伝送されたところのデータを表わす搬送
波の位相であり、△φには搬送波の位相に対する伝送チ
ャネル中で生じさせられた擾乱の影響度を表わす位相誤
差である。

成分Ｘｋ及び仝ｋを有する受信４号は第４図のベクトル
・ダイヤグラムにおいてはベクトル０１で表わされる。

第４図においてベクトル０１は成分αに＝ρｋＣＯ８φ
ｋ及びβに＝ρｋＳｉｎφｋを有するベクトル（時刻ｔ
＝ｋＴに伝送されたデータを表わす。

）を表わす。データ即ち成分αｋ及びβｋを正しく検出
するためには、振幅誤差△ρｋ及び位相誤差△φｋを可
能な限り小さくする必要がある。

本発明によれば、これらの誤差は一△φｋ（△φには位
相誤差△φにの推定値である。

）に等しい角度だけベクトル０１を推移（回転）させる
ことによって最小化される。

△φｋを決定するのに用いられる過程は後述する。

Ｏ＋Ｒ，１はベクトル硅を一△φにだけ推移（回転）さ
せたベクトルであり、ｙｋ及び◆にはその同相成分及び
直交成分であるものとする。

上記成分の各値は次の式に従ってＸｋ及び仝にの値から
得られる。

〜八 ｙｋ−ＸｋＣＯ３△φに＋ＸｋＳ１ｎ△１ｋ（３）八−
・〜八 〜 ｙｋ−−ＸｋＳ１ｎ△φに＋ＸｋＣＯ３△φｋ（４）式
（３）及び（４）はこの分野でＩＩマよく知られており
、例えばＨｏｗａｒｄ Ｗ、Ｓａｍｓ ａｎｄ Ｃｏ、
Ｉｎｃ、から１９７３年に出版された“Ｒｅｆｅｒｅ
ｎｃｅ Ｄａｔａｆｏｒ Ｒａｄｉｏ Ｅｎｇｉｎｅｅ
ｒｓ“（第４版）の第４４−１４頁の記述を参照するこ
とからそのことが判る。

第３図に示されるデータ検出装置において、ベクトル０
１は位相推移（回転）装置１４によって推移される。

本発明のディジタル的な実施例においては、位相推移（
回転）装置は、データ検出へ 装置へ供給される成分Ｘｋ及びＸｋ、並びに変換装置３
４から線３５及び３６を夫々経て供給されるｃｏｓ△φ
ｋ及びＳｉｎ△φにの値から、式（３）及び（４）を使
って、成分ｙｋ及び◆ｋを発生するように構成された一
組の通常の２進乗算器及び加減算器だけを含む。

位相推移（回転）装置１４からの成分へ ｙｋ及びｙｋは夫々線１５及び１６を通して判定論理回
路１７へ供給される。

判定論理回路１７にお八 いて、成分ｙｋ及びｙｋは次式 ％式％（５） （６） ）） で定義される参照座標成分αＪ及びβｊと比較される。

複数の参照座標成分αｊ及びβＪは送信される搬送波が
各サンプリング時刻にとりうるＱの状態を定める。

参照座標成分αｊ及びβｊの各々はＲＯＭ２０に貯えら
れている。

判定論理回路１７は選ばれた特定の変調方式及び用いら
れる諸回路の構成によって決まって来る選択基準に従っ
て成分ｙｋ及び◆ｋに最も近い１対の参照座標成分αｋ
及びβｋを複数の参照座標成分の中から選択する。

判定論理回路１７からの参照座標成分対αｋ及びβには
検出されたデータを線９上に発生するデコード回路２３
へ線２１及び２２を通して供給される。

デコード回路２３はαｋ及びβにの値の夫夫に従って予
じめ決められた数のビットから成るシーケンスを順次に
送出する通常の論理回路である。

以下に示す表は第１ｃ図に示されるＱＡＭ変調方式を用
いるデータ伝送システム場合における、αｋ及びβにの
値の夫々に従ってデコード回路２３から順次に送出され
るビット・シーケンスの夫々の例である。

この表に示されるところに制限されるものではなく、４
ビツトの組合わせを使う他の任意の対応表で表わされる
ように構成されたデコード回路も使用しうる。

例えば、サンプリング時刻ｔ＝ｋＴでの値αｋ及びβに
ばかりでなく先行する値例えばサンプリング時刻を−（
ｋ−１）Ｔでの値αに−１及びβに−１に従って作られ
る対応表の使用も国論むことさえも可能である。

第３図に示される実施例においては、判定論理回路１１
は、参照座標成分の発生に加えて、次式％式％（７） △、９に−９に一βｋ（８） で示される残余位相誤差成分を夫々線２４及び２５上に
発生する。

次に、判定論理回路１７の１実施例を第５図を参照して
説明する。

この実施例においては、αｋ及びβにの選択基準は次の
通りである。

即ち、ｄｊ２−（ｙｋ−αｊ）２＋（９に一βｊ）２（
１０）（但し、」＝０．１．２、・・・・ Ｑ−１）で
表わされる場合に、 αｋ２−ｄｊ２の内の最小値 （９）なる
関係を満す対αｋ及びβｋを複数対αｊ及びβｊの中か
ら選択するという基準である。

この選択基準が選ばれる場合には、この基準を定める式
（９）及び００）から容易に判定論理回路１Ｔのディジ
クル実施例が構成されうる。

位相推移（回転）装置１４からの成分ｙｋ及び令には夫
々線１５及び１６を経て２個の２進減算器４２及び４３
の各（１）入力へ供給され、又上記両派算器の各（−）
入力は夫夫、線１８及び１９を通してＲＯＭ２０からの
参照座標成分対αｊ及びβＪの各々を受取る。

減算器４２及び４３は夫々、差（ｙｋ−αＪ）及び（９
に一βＪ）を線４４及び４５上に発生する。

これらの差は乗算器４６の入力へ供給されそこから式０
０）で定義される値ｄｊ２が線４７上に発生される。

乗算器４６は式００）に従って値ｄＪ２を発生するよう
に構成された２個の２進乗算器及び１個の２進加算器（
図示せず）を含む。

本発明を理解し易くするために、第５図の判定論理回路
の残りの部分においては搬送波の位相はサンプリング時
刻毎に４つの別個の不連続な値をとる、換言すればｊ＝
１，２，３及び４をとるものとする。

値ｄ７．ｄ≦、・・ｄＸは順次に、３個の遅延セルを含
む遅延線４８の入力へ供給される。

これらの遅延セルの各々は乗算器４６の出力に順次に現
われる２つの値ａ Ｊ ２の間を区別する時間々隔に等
しいτ秒の遅延を夫々に与える。

遅延線４８はτ秒だけ隔てられた４つのタップを有する
。

遅延線４８の出力に設けられた第１タツプは３個の２進
減算器４９．５０及び５１の（＋）入力へ接続されてお
り、これらの減算器の（−）入力はこれらの順に従って
遅延線４８の第２、第３及び第４のタップへ接続されて
いる。

第２及び第３のタップは夫々、２進減算器５２の（１）
入力及び（−）入力へ接続されている。

第２及び第４のタップは夫々、２進減算器５３の（１）
入力及び（→入力へ接続されている。

第３及び第４のタップは夫々、２進減算器５４の（１）
入力及び（→入力へ接続されている。

減算器４９．５０及び５１の出力は夫々、ナンド・ゲ゛
−ト５５の３つの入力へ接続されている。

減算器４９の出力はブロック１で示される反転器を通し
て、又減算器５２及び５３の出力は直接に、夫々、ナン
ド・ゲ゛−ト５６の３つの入力へ接続されている。

減算器５０及び５２の出力は夫々、対応する反転器を通
してナンド・ゲート５７の２つの入力へ接続され、該ナ
ンド・ゲートの第３人力は減算器５４の出力へ直接に接
続されている。

減算器５１，５３及び５４の出力は夫々、対応する反転
器を通してナンド・ゲート５８の３つの入力へ接続され
ている。

線１８及び１９は又、夫々、遅延線４８に類似した２個
のタップ付遅延線５９及び６０の入力へ接続されている
。

遅延線５９の第１、第２、第３及び第４のタップ（第１
のタップは遅延線５９の出力に設けられている。

）は夫々、４個のアンド・ゲート６１−ｉ ｙ ６１−
２．６１−３及び６１４の第１の入力へ接続されている
。

遅延線６０の第１、第２、第３及び第４のタップ（第１
のタップは遅延線６０の出力に設けられている。

）は夫夫、４つのアンド・ゲー１−６２−１． ６２−
２．６２−３、及び６２−４の第１の入力へ接続されて
いる。

ナンド・ゲ゛−ト５５の出力はアンド・ゲ゛−トロ１−
１及び６２−１の第２の入力へ接続されている。

ナンド・ゲ゛−ト５６の出力はアンド・ゲート６１−２
及び６２−２の第２の入力へ接続されている。

ナンド・ゲ゛−ト５７の出力はアンド・ゲー１−６１−
３及び６２−３の第２の入力へ接続され、ナンド・ゲ゛
−ト５８の出力はアンド・ゲ゛−１６１−４及び６２−
４の第２の入力へ接続されている。

アンド・ゲート６１−１．６１−２ ｔ６１−３及び６
１−４の出力はオア・ゲ゛−トロ３の詰入カヘ接続され
、該オア・ゲートの出力は線２１へ接続されている（第
３図）。

アンド・ゲート６２−１，６２−２，６２−３及び６２
−４の出力はオア・ゲート６４の詰入カヘ接続され、該
オア・ゲートの出力は線２２へ接続されている（第３図
）。

オア・ゲート６３の出力は２進減算器６５の（→入力へ
接続されており、該減算器の（１）人力は信号ｙｋを転
送する線１５へ接続されている。

減算器６５の出力は線２４へ接続されている←第３図）
。

又、オア・ゲート６４の出力は２進減算器６６の０人力
へ接続されており、該減算器の（イ）入力は信号９ｋを
転送する線１６及び６７へ接続されている。

減算器６６の出力は線２５へ接続されている。

（第３図）。以下に、Ｊが１から４まで変わるものとし
た場合における、第５図に示される判定論理回路１７の
動作を説明する。

乗算器から順次に供給される値ｄＬｄｄ１及びｄＸは遅
延線４８の入力へ与えられる。

第１の値ｄ１か遅延線４８の出力に現われるまで、ナン
ド・ゲ゛−ト５５乃至５８の出力は図示しない手段によ
って阻止されている。

ｄＹが第１タツプに現われるときには、値ｄ≦、ｄ１及
びｄＸも夫々、第２タツプ、第３タツプ及び第４タツプ
に現われる。

遅延線４８の各タップと減算器４９乃至５４の入力との
間の上述した接続によれば、減算器４９乃至５４の出力
は夫々、ｄｉ−ｄｌ、ｄ’ｉ−ｄ’ｉ。

ｄ７−ｄＸ、ｄｌ−ｄｌ、ｄで−ｄイ、及びｄＸ−ｄ２
．で表わされる差を発生する。

実際は、各減算器からの“サイン“出力のみが用いられ
、サイン出力はそれが正のサインであるか負のサインで
あるかに従って〃１〃のビット又は〃０〃のビットを供
給するものとする。

差ｄｆ−ｄ≦、ｄＹ−ｄ’Ｒ及びｄ２ｄ１がすべて負で
あるならば、ｄｌか最小であるということを意味する。

この場合１“ＯＩＩのビットが減算器４９，５０及び５
１の出力に発生し、ＩＩ Ｉ ＩＩのビットが減算器４
９，５０及び５１の出力へ接続された入力を有するナン
ド・ゲート５５の出力に発生する。

従って、ナンド・ゲート５５から発生される”１“′の
ビットはｄ２．が最小値であるということを意味する。

同様に、ナンド・ゲート５６乃至５８から発生されるＩ
！ Ｉ ＩＩのビットはｄｌ、ｄｌ、及びｄＸが大々最
小値であるということを意味するということが容易に認
められよう。

遅延線４８の入力へ値ｄｉ 、 ａｆｉ 、 ｄｌ 及
びｄ２．が供給されると同時に、参照座標成分α１．α
２゜α３、及びα４並びにβ１．β２．β３、及びβ４
が夫夫、遅延線５９及び６０の入力へ供給される。

遅延線４８と同様、参照座標成分α１及びβ１が夫々、
遅延線５９及び６０の第」タップに発生するまでアンド
・ゲート６１−１乃至６１−４及び６２１乃至６２−４
の出力が阻止されるものとする。

参照座標成分α１及びβ１が夫々、遅延線５９及び６０
の第１タツプに現われるときには、参照座標成分α２及
びβ２．α３及びβ３、並びにα４及びβ４も夫々、遅
延線５９及び６０の第２タツプ、第３タツプ、及び第４
タツプに現われる。

この時刻に、ｄｌが最小値であるものとするならば、Ｉ
ｆ Ｉ Ｉｆのビットがナンド・ゲ゛−ト５７の出力へ
供給され、又アンド・ゲート６１−３及び６２−３を能
動にし、能動にされたこれらのアンド・ゲートは夫々、
遅延線５９及び６０の第３タツプに現われた参照座標成
分α３及びβ３を、オア・ゲート６３及び６４を通して
線２１及び２２の方へ転送する。

かくして、式（９）及び００）で定められる基準に従っ
て選択された参照座標成分対αｋ及びβｋが線２１及び
２２で利用し得るようになる。

参照座標成分αｋ及びβには又、夫々、２進減算器６５
及び６６の（→入力へ供給される。

該両派算器の（ト）入力は夫々、成分ｙｋ及び少ｋを受
信する。

減算器６５及び６６は夫々、線２４及び２５上に残余へ
− 位相誤差成分△ｙｋ＝ｙｋ−αｋ及び△ｙｋ−少に一β
ｋを発生する。

第３図を再び参照すれば、判定論理回路１７か八 らの成分△ｙｋ及び△ｙｋ１位相回転装置１４からの成
分ｙｋ及び９ｋ、並びに判定論理回路１７からの参照座
標成分αｋ及びβには夫々、線２４及び２５，２７及び
２８、並びに２９及び３０を経て変換装置２６の入力へ
供給されるということが図示されている。

変換装置２６は次式６式％ で定義される残余位相誤差δφにの値を線３１上に発生
する。

第４図のベクトル図を参照すれば、残余位相誤差は次の
ように書き表わされうる。

成分ｙｋ及び令には次式 ％式％（１２） ） で表わされ、以下に再び示す式（５）及び（６）並びに
（７）及び（８） αに＝ρｋＣＯ３φｋ （５） ；△ｙｋ−ｙｋ−αｋ
（７）βに＝ρｋＳｉｎφｋ（６） ： ”９に−９に
一βｋ（８）と式０２）及び（１３）とから次式 ハム ｙｋｏｙｋ−ｙｋｏｙｋ “°”“０・−１，９゜工β、少、ａ″ が得られる。

δφｋが小さいものとすれば、ｔａｎδφにΣδφにで
表わされるから、式０４）は ハム ｙｋｏｙｋ−ｙｋｏｙｋ ”７・−１，９□やβ、◆、（０ となる。

δφにの値は又ｙｌｃ、９１＜＞αｋ及びβにのみから
求めることが出来るということに注意されたい。

そのためには、式（７）及び（８）で表わされる△ｙｋ
及び△９′ｋを式（１５）の中の△ｙｋ及び△令ｋに代
入するだけでよい。

式（７）及び（８）で表わされるｙｋ及び９ｋを式（１
５）の中の変数ｙｋ及び＋ｋに代入すれば、δφｋを△
ｙｋ、△少に、αｋ及びβｋから求めることも又可能で
ある。

本明細書に開示される良好な実施例においては、このよ
うにδφｋを算出する式（１５）は最小数の乗算を必要
とするだけであり、又△ｙｋ及び△少には後述するよう
に他の目的にも使用されるから、△ｙｋ及び△少にの値
を使用している。

簡易な実施例においては、αｋ及びβｋを夫々式（１５
）の中のｙｋ及び９にの代りに用いることによってδφ
にの近似値を算出することが可能である。

この場合における式（１５）は ％式％ （１６） となる。

式（１６）で表わされる計算は値Ａｋ＝αに／α２＋β
２及びＢ１βに／α辷＋β辷をメモリｋ に貯えておくことが出来るから簡略にされる。

この場合、式（１６）は ％式％（１７） 本発明のディジタル形式の実施例における変換装置２６
は式（１５）に従ってδφｋをｙｋ、少ｋ。

αに、βに、△ｙｋ及び△少ｋから求めるように構成さ
れたところの、１組の月並みな２進乗算器及び加減算器
並びに除算器（例えば、仏国特許第１４５８３１０号に
開示されているもの）を含む。

変換装置２６からの残余位相誤差δφには線３１を経て
予測フィルタ３２の入力へ供給される。

予測フィルタ３２の機能は予測以前の諸残余位相誤差か
ら推定された位相誤差値△φｋを予測することにある。

このような予測フィルタは本出願人外によって既に提案
されているものである。

本明細書において上述したように、ディジタル・データ
伝送システムにおける受信々号の位相を変えさせるノイ
ズ成分の影響度を可能な限り小さくする（上記予測フィ
ルタを含む）位相フィルタが本願出人外によって既に提
案されている。

この位相フィルタは縦続接続で又は主列に接続されても
よい２個の決定フィルタを含む。

第１の決定フィルタは位相インターセプト及び周波数シ
フトに起因するノイズ成分を相殺し、第２の決定フィル
タは位相ジッタ及び白色雑音に起因するランダムなノイ
ズ成分を相殺する。

縦続接続型位相フイルタの第１の決定フィルタにおいて
、位相インターセプト及び周波数シフトに起因するノイ
ズ成分に関する推定値が受信４号の位相から差引かれる
。

この第１減算の結果値が残余ノイズ成分を発生する第１
判定論理回路へ供給される。

この残余ノイズ成分は第１予測フイルタへ供給される。

該予測フィルタは位相インターセプト及び周波数シフト
に起因するノイズ成分に関する推定値の発生以前の諸残
余ノイズ成分から上記推定値を発生する。

第２の決定フィルタにおいて、ランダム・ノイズ成分の
推定値が上記第１減算の結果値から差引かれる。

この第２減算の結果値がデータを表わす送信された搬送
波位相値と残余ランダム・ノイズ成分とを分離する第２
判定論理回路へ供給される。

この残余ランダム・ノイズ成分は第２予測フイルタへ供
給される。

第２予測フイルタはランダム・ノイズ成分に関する推定
値の発生以前の諸残余ランダム・ノイズ成分から上記推
定値を発生する。

並列接続型位相フィルタにおいては、位相インターセプ
ト及び周波数シフトに起因するノイズ成分とランダム・
ノイズ成分に起因するノイズ成分との合成成分に関する
推定位相値が受信４号の位相値から差引かれる。

この減算の結果値が送信された搬送波位相値（データを
表わす）と残余ノイズ成分とを分離する判定論理回路へ
供給される。

この残余ノイズ成分は２個の予測フィルタへ並列に供給
される。

これら両予測フィルタの第１の予測フィルタから位相イ
ンターセプト及び周波数シフトに起因するノイズ成分に
関する推定値が、そして第２の予測フィルタからランダ
ム・ノイズ成分に関する推定値が発生される。

これらの２つの推定値が加えられて各ノイズ成分の合成
値が発生される。

本発明のデータ検出装置において、残余位相誤差δφｋ
が変換装置２６の出力に発生され、そして上記位相フィ
ルタの予測フィルタは上述したように予測フィルタ３２
として用いられる。

位相シック及び白色雑音の影響度が無視されうる場合に
は、本出願人外によって既に提案されている線形予測フ
ィルタが予測フィルタ３２として用いられる。

この線形予測フィルタはＺについての伝達関数 ｗ（Ｚ）−２（１−α）Ｚ 十（α”−１）Ｚ−”（１
−Ｚ−”）” （１８） 但し、Ｏ〈α〈１ を待ったディジタル・フィルタである。

伝達関数からディジタル・フィルタを具体化する方法は
この分野で公知の技術であり、その説明は例えば、“Ｐ
ｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ
ｓ Ｖｏｌ。

５５、Ｎｏ、 ２、Ｆｅｂｕｒａｒｙ １９６７、第１
４９乃至１７１頁のＣ０Ｍ、Ｒａｄｅｒ及びＢ、 Ｇｏ
ｌｄの論文“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ｄｅｓｉ
ｇｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｉｎ ｔｈｅ Ｆｒｅｑ
ｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ“に見出され得る。

位相ジッタ及び白色雑音の影響度が無視され得ず、且つ
位相ジッタ特性が知られている場合には、第６図に示さ
れているように並列に接続された、諸一定係数を有する
２個の予測フィルタが使用される。

変換装置２６の出力に発生する残余位相誤差δφには線
３１を通して、伝達関数ｗ’（ｚ）を有するディジタル
°フィルタ６８及び伝達関数Ｌ１（Ｚ）を有するディジ
タル・フィルタ６９の入力へ並列に供給される。

伝達関数ｗ’（ｚ）と伝達関数Ｌ１（Ｚ）との間の関係
は次式 ％式％ ） （１９） （） によって定義される。

但し、上式において、０くα〈１．ａ−望王±ユ そし
てＮ（Ｚ）及びＤＤ（０）’ （Ｚ）は多項式であり、これらの多項式の零の各各は単
位円の外側にある。

２個のフィルタ６８及び６９の出力は夫々、２進加算器
７０の２つの（ト）入力へ接続されており、該加算器の
出力は位相誤差△φにの推定値を線３３上に発生する。

位相ジッタ及び白色雑音の影響度が無視し得す、且つ位
相ジッタ特性が知り得ない即ち時間の経過と共に変動す
る場合には、一定の諸係数及び式（１７）によって定義
される伝達関数Ｗ（Ｚ）を有する予測フィルタ１１、並
びに第７図に示されるように並列に接続された適応性予
測フィルタ７４が用いられる。

変換装置２６からの残余位相誤差δφには線３１を通し
て、式（１８）で定義される伝達関数Ｗ（Ｚ）で表わさ
れる諸一定係数を有する予測フィルタの入力、並びにＴ
秒の遅延を生じさせる遅延素子７２の入力へ並列に供給
される。

遅延素子７２の出力は２進加算器γ３の第１の（ト）入
力へ供給され該加算器の出力は適応性予測フィルタ７４
の入力へ接続されている。

適応性予測フィルタ７４の機能は予測以前の残余位相誤
差△φにの諸値から、位相ジッタ及び白色雑音を表わす
ランダム・ノイズ成分に関する推定値を発生することに
ある。

上記の適応性予測フィルタ７４はランダム・ノイズ成分
に関する推定値の発生前の所定数のランダム・ノイズ成
分とこれらに乗算される各係数とから上記推定値を発生
するが、その際現実値と推定値との偏差が最小になるよ
うに上記各係数が決定されながら推定値が発生される如
きウィナ−型予測フィルタである。

適応性予測フィルタ７４の出力は遅延素子７２に類似の
遅延素子７５を通して加算器７３の第２の（−＠入力へ
接続されている。

予測フィルタＴ４の出力は又、２進加算器７６の第１の
（１）入力へ接続され、その第２の（→入力は一定の諸
係数を有する予測フィルタ７１の出力へ接続されている
。

加算器７６の出力は位相誤差△φにの推定値を線３３上
に発生する。

第３図を再び参照すると、予測フィルタ３２からの位相
誤差△φにの推定値が線３３を経て変換装置３４の入力
へ供給されるということが読取れる。

変換装置３４の機能は△φに’％Ｏ３△φｋ及びＳｉｎ
△φにへ変換することにある。

この分野で知られているように、変換装置３４はＣＯＳ
△φｋ及びＳｉｎ△φにの各々の値は△φにの値に対応
するアドレスを有するメモリ・ロケーションにメモリ製
造業者によって永久に貯えられているＲＯＭである。

変換装置３４からのｃｏｓ△φｋ及びＳｉｎ△φにの値
は夫々、線３５及び３６を通して位相回転装置１４へ供
給される。

本発明のデータ検出装置が第２図ではブロック７として
示される複合等化量と一諸に用いられる場合には、この
等化量の調節を判定論理回路１７からの位相誤差成分△
ｙｋ及び△ｙｋで制御することが可能である。

そのためには、成分△ｙｋ及び△ は線３Ｔ及び３８
を通して、成分△ｙｋ及び二基ｋを有する信号を△φｋ
に等しい角度だけ回転させる位相回転装置３９の入力へ
供給される。

この回転を生じさせられた信号の各成分（△Ｘｋ及び△
々にと参照する。

）は△ｙｋ及び△令にの値を使って次式 ％式％ （２０） （２１） から得られる。

変換装置３２からのｃｏｓ△φｋ及びｓｉｎ△φｋを夫
々線４０及び４１を通して受ける位相回転装置３９は位
相回転装置１４と同様、式（２０）及び（２１）で示さ
れる演算を遂行するよう構成された１組の２進乗算器及
び加減算器を含む。

【図面の簡単な説明】

第１ａｓ第１ｂ及び第１ｃ図は夫々、ＰＳＫ変調、Ａ−
ＰＳＫ変調、及びＱＡＭ変調を例示するベクトル図、第
２図は本発明のデータ検出装置を含むディジタル・デー
タ受信装置を例示する図、第３図は本発明に従ってのデ
ータ検出装置を例示する図、第４図は本発明のデータ検
出装置の動作を説明するためのベクトル図、第５図は第
２図では１つのブロックとして示される判定論理回路の
詳細図、第６図は第２図では１つのブロックとして示さ
れる予測フィルタのための万能な構成を示す図、第７図
は第２図では１つのブロックとして示される予測フィル
タのための他の可能な構成を示す図である。 ２・・・・サンプリング装置、３・・・・アナログ−デ
ィジタル変換器、５・・・・ディジクル・ヒルベルトフ
ィルタ、１４・・・・位相回転装置、１７・・・・判定
論理回路、２０・・・・読出専用メモリ、２６・・・・
変換装置、３２・・・・予測フィルタ、３４・・・・変
換装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 時系列の各時刻でのディジタル・データ値により搬
   送波の位相及び振幅を変調した信号を伝送することによ
   ってデータが送られるデータ伝送システムにおける受信
   信号の位相及び振幅に変化を生せしめるノイズ成分の影
   響量を減少させながら伝送されたデータを検出するデー
   タ検出装置において、サンプリング時刻にでの上記受信
   信号の同相成分Ｘｋ及び直交成分仝ｋを発生する手段と
   、△φｋ（△φには上記サンプリング時刻にでの受信信
   号の位相に生じた位相誤差の推定値）に等しい角度だけ
   受信信号の位相を回転させ、その結果の信号の同相成分
   ｙ 及び直交成分９ ＜ｙ＝、。 。８〜１＋仝、謹。−う、少−と、′ｋ ｋ
   ｋ ｋｋ ｋｓｉｎΔグ ＋仝
   ｃｏｓ△φ ）を発生する位相間転装ｋｋ
   ｋ 置と、各サンプリング時刻に発生された同相成分ｙ 及
   び直交成分令 がとりうる０個の状態を定ｋ
   ｋ める参照座標成分αＪ及びβｊ（ｊ＝０．１．２・・・
   ・、（Ｑ−１））を貯えるメモリと、上記同相成分ｙ
   及び直交成分ｙｋと上記すべての参照塵に 標成分αｊ及びβ とを比較して予じめ与えられでいる
   選択基準に従って上記同相成分ｙｋ及び直交成分令 に
   最も近い参照座標成分α 及びβｋ
   ｋｋを選択する判定論理手段と、
   上記同相成分ｙ、及び直交成分令 並びに参照座標成分
   α 及びβｋ ｋｋ
   から、上記受信信号の位相に生じた位相誤差と上記位相
   誤差の推定値△φ□との差を表わす残余位相誤差δφ
   を発生する第１変換手段と、上記位に 相談差の推定値△φ□の発生以前の所定数の残余位相誤
   差から上記位相誤差の推定値△φ、を発生する予測フィ
   ルタ手段と、該予測フィルタ手段からの位相誤差の推定
   値△φ からｃｏｓ△φ□及びＳｉｎ△φ□を発生する
   第２変換手段とを備え、上記第１変換手段は上記残余位
   相誤差δφ□を八 八 ｙｋ△ｙｋ−ｙｋｔ＝ｙｋ ”・ 。 、９□。β、９、ム 又は 、φ−（１−に−β−ｋ ｋ 代＋べ 但し△ｙｋ＝ｙｋ−α （“） Δ少−令−β ｋｋ の関係で発生することを特徴とするディジタル・データ
   検出装置。