JPS60160757A - タイミング調節回路付データ受信装置 - Google Patents
タイミング調節回路付データ受信装置Info
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- JPS60160757A JPS60160757A JP60002277A JP227785A JPS60160757A JP S60160757 A JPS60160757 A JP S60160757A JP 60002277 A JP60002277 A JP 60002277A JP 227785 A JP227785 A JP 227785A JP S60160757 A JPS60160757 A JP S60160757A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/10—Arrangements for initial synchronisation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はデータ変調キャリヤ信号を受信するディジタ
ル・データ受信装置に関する。
ル・データ受信装置に関する。
この発明は特にデータを位相シフト・キーイング変調方
式（ＰＳＫ ）又はクアドラチュア増幅変調方式（ＱＡ
Ｍ ）で送信する応用に適切である。
式（ＰＳＫ ）又はクアドラチュア増幅変調方式（ＱＡ
Ｍ ）で送信する応用に適切である。
高速ディジタル・モデム、特にマルチ、１？インド回路
網における有効データ処理量は現在はとんどモデム受信
機の立上シ時間に依存している。従って、立上シ時間は
できる限り短くなければならないし、短かげればそれだ
け有利である。
網における有効データ処理量は現在はとんどモデム受信
機の立上シ時間に依存している。従って、立上シ時間は
できる限り短くなければならないし、短かげればそれだ
け有利である。
現在の高速モデムは９６００ｂｐｓ（ビット／秒）のよ
うな高速で動作することができる。そのような高速モデ
ムを使用した場合、電話線に発生ずる振幅及び遅延歪は
、使用帯域幅が相当広いため、低速モデムを使用した場
合よシかなり大きい。又、そのようなモチ゛ムに対する
すべての妨害に対しても感度が高いため、モデム等価器
の開始前に早急且つ正確な受信機タイミングの同期をと
ることが望ましい。
うな高速で動作することができる。そのような高速モデ
ムを使用した場合、電話線に発生ずる振幅及び遅延歪は
、使用帯域幅が相当広いため、低速モデムを使用した場
合よシかなり大きい。又、そのようなモチ゛ムに対する
すべての妨害に対しても感度が高いため、モデム等価器
の開始前に早急且つ正確な受信機タイミングの同期をと
ることが望ましい。
米国特許明細書第４．．０３９，７４８号からサンプリ
ング・クロック信号の位相を調節する同期装置を含むデ
ィジタル・データ受信用受信機を知ることができる。そ
の特許に開示している一実施例における１連の値＋１．
−１．＋１・・・から成る開始／−タンスは１対の狭帯
域反復フィルタを含む同期装置を使用して、そこから初
期受信機タイミングの同期を発生する。
ング・クロック信号の位相を調節する同期装置を含むデ
ィジタル・データ受信用受信機を知ることができる。そ
の特許に開示している一実施例における１連の値＋１．
−１．＋１・・・から成る開始／−タンスは１対の狭帯
域反復フィルタを含む同期装置を使用して、そこから初
期受信機タイミングの同期を発生する。
しかしながら、上記の公知の装置はその同期装置が正確
なタイミングの初期設定を達成するまで、すなわち、同
期装置がいわゆるターンオン効果を得るまでに相当遅い
という欠点を有する。
なタイミングの初期設定を達成するまで、すなわち、同
期装置がいわゆるターンオン効果を得るまでに相当遅い
という欠点を有する。
従って、この発明の目的は、上記の欠点を除去した変調
データ受信用ディノクル〜データ受信機を提供すること
である。
データ受信用ディノクル〜データ受信機を提供すること
である。
この発明は受信信号をサンプリングするサンプリング・
クロ、りに応答するサンプリング回路と、サンプリング
・クロ、りを発生する位相制御発振器と、サンプルした
受信信号をディノット化サンプル受信信号に変換するア
ナログ−ディジタル変換器と、タイミング調節システム
とを含み、前記タイミング調節システムは、第１及び第
２のデスクリート・フーリエ変換フィルタ回路を含み夫
々ｆｃ−Ｖ２ｆｂ及びｆ。＋１／２ｆｂＯ値を有する第
１及び第２の所定の局部発生周波数と前記ディノット化
サンプル受信信号との間の相関の作用として第１及び第
２の複素信号を供給するようになした信号変換回路と、
前記ｆｃ及びｆｂは夫々キャリヤ周波数及び変調周波数
であり、前記第１及び第２の複素信号に応答して複素出
力信号を供給する複素共役掛算手段と、前記複素出力信
号に応答して前記位相制御発振器に対し調節信号を供給
して前記サンプリング・クロックの位相を選択的に調節
して前記受信信号をサンプルするザ７フ０リング瞬間を
決定する変換手段とを含むようになしたデータ変調キャ
リヤ信号受信用データ受信装置を提供して上記の問題を
解決した。
クロ、りに応答するサンプリング回路と、サンプリング
・クロ、りを発生する位相制御発振器と、サンプルした
受信信号をディノット化サンプル受信信号に変換するア
ナログ−ディジタル変換器と、タイミング調節システム
とを含み、前記タイミング調節システムは、第１及び第
２のデスクリート・フーリエ変換フィルタ回路を含み夫
々ｆｃ−Ｖ２ｆｂ及びｆ。＋１／２ｆｂＯ値を有する第
１及び第２の所定の局部発生周波数と前記ディノット化
サンプル受信信号との間の相関の作用として第１及び第
２の複素信号を供給するようになした信号変換回路と、
前記ｆｃ及びｆｂは夫々キャリヤ周波数及び変調周波数
であり、前記第１及び第２の複素信号に応答して複素出
力信号を供給する複素共役掛算手段と、前記複素出力信
号に応答して前記位相制御発振器に対し調節信号を供給
して前記サンプリング・クロックの位相を選択的に調節
して前記受信信号をサンプルするザ７フ０リング瞬間を
決定する変換手段とを含むようになしたデータ変調キャ
リヤ信号受信用データ受信装置を提供して上記の問題を
解決した。
更に、この発明によるデータ受信機は同期調節が早い。
その上、その同期動作はライン歪による劣化に対してあ
まり感応しないという他の利点を有する。
まり感応しないという他の利点を有する。
好ましい実施例では、データは正常な変調レートで又は
フォールパック変調レートで送信することができる。デ
スクリート・フーリエ変換（ＤＦＴ）回路には可能性の
ある変調速度に従って供給され、そのＤＦＴ回路の出方
は現変調レートの決定に利用される。その上、現在、ト
レーニング・シーケンスを受信しているが、データを受
信しているかについての決定を行う。
フォールパック変調レートで送信することができる。デ
スクリート・フーリエ変換（ＤＦＴ）回路には可能性の
ある変調速度に従って供給され、そのＤＦＴ回路の出方
は現変調レートの決定に利用される。その上、現在、ト
レーニング・シーケンスを受信しているが、データを受
信しているかについての決定を行う。
次に、添付図面を参照してその例にょシこの発明の一実
施例を説明する。
施例を説明する。
第１図はこの発明による装置を使用した位相変調信号を
受信するモデム受信機の原理的構成成分を表わす・受信
信号線１に現われた信号は自動利得制御（ＡＧＣ）回路
２に供給され、そこから出力線３を介してノーマライズ
された信号を出力する。
受信するモデム受信機の原理的構成成分を表わす・受信
信号線１に現われた信号は自動利得制御（ＡＧＣ）回路
２に供給され、そこから出力線３を介してノーマライズ
された信号を出力する。
出力線３の信号は変調レー） ｆｂのマルチゾル１で、
あるサンプル・レートｆｓでサンプリング回路４がす７
７’ルする。その結果線５に発生したアナログ信号のサ
ンプルはアナログ−ディジタル変換器６に供給される。
あるサンプル・レートｆｓでサンプリング回路４がす７
７’ルする。その結果線５に発生したアナログ信号のサ
ンプルはアナログ−ディジタル変換器６に供給される。
ディジット化された線７のザンゾルハヒルハ） （Ｈｉ
ｌｂｅｒｔ ）変換器８で処理されて複素信号の形の出
力を供給する。その実数部分は線７のサンダルの帯域濾
波された結果であり、虚数部分は濾波された結果のヒル
パート変換（９ｏ０シフトされたもの）である。サンプ
ル選択器１゜は復調器１１に対し毎第１サンプルを転送
して（ｉ−ザンフ０ル・レートと変調レート間のレシオ
χサンプル当シの処理から記号当９の処理に変換ずろ。
ｌｂｅｒｔ ）変換器８で処理されて複素信号の形の出
力を供給する。その実数部分は線７のサンダルの帯域濾
波された結果であり、虚数部分は濾波された結果のヒル
パート変換（９ｏ０シフトされたもの）である。サンプ
ル選択器１゜は復調器１１に対し毎第１サンプルを転送
して（ｉ−ザンフ０ル・レートと変調レート間のレシオ
χサンプル当シの処理から記号当９の処理に変換ずろ。
サンプル選択器１０はザンフ０ル制御回路２１で制御さ
れる。その結果生じた信号は復調回路１１で復調される
。復調された信号はイコライザ１２で等価され、データ
検出器１３に供給されてデータ出力を供給させる。各回
路８，１０，１１．１２及び１３は従来データ・モデム
受信機に使用されている聾のものであるからこれ以上詳
細な説明は必要がない。
れる。その結果生じた信号は復調回路１１で復調される
。復調された信号はイコライザ１２で等価され、データ
検出器１３に供給されてデータ出力を供給させる。各回
路８，１０，１１．１２及び１３は従来データ・モデム
受信機に使用されている聾のものであるからこれ以上詳
細な説明は必要がない。
サンプリング回路４のサンプリング時は位相制御発振器
（ｐｃｏ ）回路１９が決定する。ｐｃｏ回路１９の位
相はサンプル・クロックのための位相シフトを表わす１
８ビット値ｍを表示する信号を供給する入力１８で制御
される。ＰＣＯ１９は簡単にイウト、２．０３４ ＭＨ
ｚクロックを２回分周してサンプル・クロック９６００
Ｈｚを供給するカウンタを含むことができる。このカ
ウンタはそのボーについてのサンプル間隔をカウントす
るよう値ｍにプリセットされる。このカウンタは残りの
サンプル間隔については、 であるから、この実施例では、デンマル数１２０のバイ
ナリ等価である公称値ｍ −ｎｏｍが自動的にプリセッ
トされる。
（ｐｃｏ ）回路１９が決定する。ｐｃｏ回路１９の位
相はサンプル・クロックのための位相シフトを表わす１
８ビット値ｍを表示する信号を供給する入力１８で制御
される。ＰＣＯ１９は簡単にイウト、２．０３４ ＭＨ
ｚクロックを２回分周してサンプル・クロック９６００
Ｈｚを供給するカウンタを含むことができる。このカ
ウンタはそのボーについてのサンプル間隔をカウントす
るよう値ｍにプリセットされる。このカウンタは残りの
サンプル間隔については、 であるから、この実施例では、デンマル数１２０のバイ
ナリ等価である公称値ｍ −ｎｏｍが自動的にプリセッ
トされる。
受信信号線の信号の開始はエネルギ検出回路２゜によっ
て検出される。信号線１の信号のエネルギ・レベルがあ
るしきい値を越えたときに、エネルギ検出回路２ｏはレ
シーバ制御回路２２に対して出力信号を供給し、回゛路
２２は図に示す位置にスイッチ１４及び１５を動作して
タイミング開始回路１７を有効又は活性にする。タイミ
ング開始回路エフは更に詳細に後述する。トレーニング
・シーケンスに続くデータの受信中、スイッチ１４及び
１５はタイミング回復回路１６を選択する。信号値ｍは
タイミング回復回路１６がらひき出され、データの受信
中最良のサンプル・タイミング情報を供給する。しかし
、タイミング回復回路１６はこの発明の一部を形成しな
いのでこれ以上の説明は行わない。
て検出される。信号線１の信号のエネルギ・レベルがあ
るしきい値を越えたときに、エネルギ検出回路２ｏはレ
シーバ制御回路２２に対して出力信号を供給し、回゛路
２２は図に示す位置にスイッチ１４及び１５を動作して
タイミング開始回路１７を有効又は活性にする。タイミ
ング開始回路エフは更に詳細に後述する。トレーニング
・シーケンスに続くデータの受信中、スイッチ１４及び
１５はタイミング回復回路１６を選択する。信号値ｍは
タイミング回復回路１６がらひき出され、データの受信
中最良のサンプル・タイミング情報を供給する。しかし
、タイミング回復回路１６はこの発明の一部を形成しな
いのでこれ以上の説明は行わない。
信号線１がら受信した信号の第１の部分はキャリヤ周波
数ｆ。をレートｆｂで変調した２つの交替する位相を有
する所定の数のデータ記号で形成される受信機トレーニ
ング・シーケンスである。
数ｆ。をレートｆｂで変調した２つの交替する位相を有
する所定の数のデータ記号で形成される受信機トレーニ
ング・シーケンスである。
この好ましい実施例では、異なるキャリヤ周波数の２つ
の変調レートが使用される。１７００ Ｈ７゜キャリヤ
の正常な変調レー） ｆｂ＝２４００Ｈｚは夫夫９６０
０ｂｐｓ（ビット／秒）及び４８００ ｂｐｓの全及び
半速度送信レートのために使用される。診断用のために
用いられるキャリヤｆ０−１８００Ｈｚに対する１２０
０Ｈｚの″フォールバック″変調レートは１２００ ｂ
ｐｓの送信レートに対応して用いられる。
の変調レートが使用される。１７００ Ｈ７゜キャリヤ
の正常な変調レー） ｆｂ＝２４００Ｈｚは夫夫９６０
０ｂｐｓ（ビット／秒）及び４８００ ｂｐｓの全及び
半速度送信レートのために使用される。診断用のために
用いられるキャリヤｆ０−１８００Ｈｚに対する１２０
０Ｈｚの″フォールバック″変調レートは１２００ ｂ
ｐｓの送信レートに対応して用いられる。
２４００ Ｈｚの正常な変調レートにおける位相交替は
９６００ ｂｐｓについては±１３５度の位相ノヤング
によって形成され、４８００ ｂｐｓについては±９０
度の位相ノヤンプによって形成される。第２Ａ図はトレ
ーニング信号の第１の部分の幕ス被りトル密度を表わず
。強いスペクトル成分はｆ１＝５００Ｈｚ、ｆ２＝２９
００Ｈｚ及びキャリヤ周波数ｆｃ＝１７０Ｏｆ（ｚにお
いて現われる。ｆｌ及びｆ２は次の方程式で計算される
。
９６００ ｂｐｓについては±１３５度の位相ノヤング
によって形成され、４８００ ｂｐｓについては±９０
度の位相ノヤンプによって形成される。第２Ａ図はトレ
ーニング信号の第１の部分の幕ス被りトル密度を表わず
。強いスペクトル成分はｆ１＝５００Ｈｚ、ｆ２＝２９
００Ｈｚ及びキャリヤ周波数ｆｃ＝１７０Ｏｆ（ｚにお
いて現われる。ｆｌ及びｆ２は次の方程式で計算される
。
ｆｌ−ｆｃ−Ｖ２ｆｂ
ｆ２＝ｆｏ＋Ｖ２．ｆｂ
フォールバック変調レートにおり゛る位相交替は±１８
０度位相ノヤングによって形成される。この結果は第２
Ｂ図に表わすように１１＝１２００Ｈｚ及びｆ２＝２４
００Ｈｚに強いスペクトル成分を有するス梨りトルを生
じさせる。
０度位相ノヤングによって形成される。この結果は第２
Ｂ図に表わすように１１＝１２００Ｈｚ及びｆ２＝２４
００Ｈｚに強いスペクトル成分を有するス梨りトルを生
じさせる。
スペクトルの差異は変調レート認識のための基礎として
用いられる。入力信号の開始でもしトレーニング信号を
受信しなければ、そのスペクトルあろう。スクランブル
されたデータ信号を受信すると、スペクトルはむしろ平
坦である。それでも、その信号は、ある期間中、雑音の
ものよシスクランプルされたデータ信号のものの方が強
いであろうキャリヤ周波数成分のレベルを利用すること
によって入力雑音信号から区別することができる。
用いられる。入力信号の開始でもしトレーニング信号を
受信しなければ、そのスペクトルあろう。スクランブル
されたデータ信号を受信すると、スペクトルはむしろ平
坦である。それでも、その信号は、ある期間中、雑音の
ものよシスクランプルされたデータ信号のものの方が強
いであろうキャリヤ周波数成分のレベルを利用すること
によって入力雑音信号から区別することができる。
トレーニング信号のスペクトルの特性はタイミング開始
又は初期設定のために使用される。ｆ１成分と１２成分
との間の位相差（φ−φ２−φ、）は最良のサンプル・
タイミング調節のための適量を提供する。受信機クロッ
クの位相が時間φ／（２πｆｂ）だけシフトすると、そ
れは最良のタイミングが得られたということがわかる。
又は初期設定のために使用される。ｆ１成分と１２成分
との間の位相差（φ−φ２−φ、）は最良のサンプル・
タイミング調節のための適量を提供する。受信機クロッ
クの位相が時間φ／（２πｆｂ）だけシフトすると、そ
れは最良のタイミングが得られたということがわかる。
この好ましい実施例において、受信した交替の数が１８
であると、９６００ ｂｐｓモデムのトレーニングのた
めに適切である。ｆｂ＝２４００Ｈｚ及びサンプル・レ
ートｆｓ＝９６００ｂｐｓＨｚにおいて、７２サンプル
だけが、ｆａ／ｆｂｘ１ｓ＝７２のために、タイミング
初期設定用に使用可能でおる。
であると、９６００ ｂｐｓモデムのトレーニングのた
めに適切である。ｆｂ＝２４００Ｈｚ及びサンプル・レ
ートｆｓ＝９６００ｂｐｓＨｚにおいて、７２サンプル
だけが、ｆａ／ｆｂｘ１ｓ＝７２のために、タイミング
初期設定用に使用可能でおる。
更に詳しく後述するように、この実施例はデスクリ−ト
ルフーリエ変換（ＤＦＴ ）フィルタを利用して次の方
程式に従い入力信号と局部発生周波数との相関を評価す
る。
ルフーリエ変換（ＤＦＴ ）フィルタを利用して次の方
程式に従い入力信号と局部発生周波数との相関を評価す
る。
ここに；（Ｐ、Ｑ）ｆ＝周波数ｆのＤＦＴ成分の実部及
び虚部 Ａ （ｋ） −人力サンプルｋ ｆ −局部発生周波数 ｆ８ −サンプル周波数 ＝サンプル数 ＤＦＴフィルタの出力はその角度が入力信号の特定の周
波数成分と局部発生周波数との位相差を表わすようなベ
クトルである。出力ベクトルの長さはその成分の相対的
幕の測度である。
び虚部 Ａ （ｋ） −人力サンプルｋ ｆ −局部発生周波数 ｆ８ −サンプル周波数 ＝サンプル数 ＤＦＴフィルタの出力はその角度が入力信号の特定の周
波数成分と局部発生周波数との位相差を表わすようなベ
クトルである。出力ベクトルの長さはその成分の相対的
幕の測度である。
第３図はｆ ＝ ５００ Ｈｚ 、ｆｓ ＝ ９６００
Ｈｚ及びｎ＝４８に対するＤＦＴフィルタの周波数応答
のプロットを表わす。これらの値のためのフィルタの分
解能は２’００Ｈｚである。そこから明らかにわかるよ
うに、周波数ｆから２００Ｈｚ間隔のその他の周波数成
分（１７００Ｈｚ及び２９００１（ｚを含み）は完全に
抑制される。他の関連周波数成分（１２００１１ｚ。
Ｈｚ及びｎ＝４８に対するＤＦＴフィルタの周波数応答
のプロットを表わす。これらの値のためのフィルタの分
解能は２’００Ｈｚである。そこから明らかにわかるよ
うに、周波数ｆから２００Ｈｚ間隔のその他の周波数成
分（１７００Ｈｚ及び２９００１（ｚを含み）は完全に
抑制される。他の関連周波数成分（１２００１１ｚ。
１７００Ｈｚ 、２４００Ｈｚ 、２９００Ｈｚ 、ｎ
＝４８ 、ｆＳ＝９６００ｆ（ｚ）に対してもＤＦＴフ
ィルタは同じような特性を示す。すなわち、１２００Ｈ
７，のだめのＩ）ＦＴフィルタは２４００Ｈｚを抑制す
る。
＝４８ 、ｆＳ＝９６００ｆ（ｚ）に対してもＤＦＴフ
ィルタは同じような特性を示す。すなわち、１２００Ｈ
７，のだめのＩ）ＦＴフィルタは２４００Ｈｚを抑制す
る。
１７００ＨｚのためのＤＦＴフィルタは５００ ｆＩｚ
及び２９００ ｆ（ｚを抑制する。
及び２９００ ｆ（ｚを抑制する。
２４００ＨｚのためのＤＦＴフィルタは１２００１１ｚ
を抑制する。
を抑制する。
２９００ＨｚのためのＤＦＴフィルタは５００ Ｈｚ及
び１７００ ｆ（ｚを抑制する。
び１７００ ｆ（ｚを抑制する。
この構造の利点はキャリヤ周波数の周囲にノツチ・フィ
ルタを必要としないため、ターンオン効果が除去される
ということである。その」ム入力信号は変調レート成分
を発生するために整流する必要がない。
ルタを必要としないため、ターンオン効果が除去される
ということである。その」ム入力信号は変調レート成分
を発生するために整流する必要がない。
第４図は第１図のタイミング開始回路１７０基本要素を
表わす。回路１７は４８７′イノノド化受倍信号のサン
プルを利用して適切なベクトル（Ｐ。
表わす。回路１７は４８７′イノノド化受倍信号のサン
プルを利用して適切なベクトル（Ｐ。
Ｑ）ｆ、；を発生するＤＦＴ回路モジュール２３を含む
。
。
この好ましい実施例の９ Ｇ ＯＯｂｐｓモデムのため
にそれらのベクトルは周波数成分５００ Ｈｚ、 １２
００Ｈｚ 、１７００’Ｈｚ 、 ２４００Ｆ（ｚ及び
２９００ Ｈｚについて算出された。
にそれらのベクトルは周波数成分５００ Ｈｚ、 １２
００Ｈｚ 、１７００’Ｈｚ 、 ２４００Ｆ（ｚ及び
２９００ Ｈｚについて算出された。
それらベクトルはＤＦＴ回路モジュール２３から発生し
たベクトルを評価して変調レート及び受信した信号の種
類を決定する決定ロノックを含むレート検出器／選択器
２４に供給される。受信した変調レート（ＭＲ）ト、ト
レーニング・シーケンスを受信したか（Ｔ）どうかとい
うことと、トレーニングを受信しなかった場合データ信
号か雑音信号を受信したかＣＤ）どうかということとを
表わす情報を含むステータス信号をレシーバ制御回路２
２に送信する。更に、回路２４は検出された変調レート
に対応する周波数成分子１及びｆ２の２つのベクトルを
選択する。
たベクトルを評価して変調レート及び受信した信号の種
類を決定する決定ロノックを含むレート検出器／選択器
２４に供給される。受信した変調レート（ＭＲ）ト、ト
レーニング・シーケンスを受信したか（Ｔ）どうかとい
うことと、トレーニングを受信しなかった場合データ信
号か雑音信号を受信したかＣＤ）どうかということとを
表わす情報を含むステータス信号をレシーバ制御回路２
２に送信する。更に、回路２４は検出された変調レート
に対応する周波数成分子１及びｆ２の２つのベクトルを
選択する。
２つのベクトルは複素共役掛算器２５で掛合わされてベ
クトルＣＰ、Ｑ）Ｔを発生する。複素共役掛算器は１つ
の複素数を他の複素数の共役と掛合わせる回路であると
いうことを理解するべきでちる。このベクトル（ｐ、Ｑ
）Ｔの位相φはベクトル（ｐ 、 Ｑ ）ｆ、と（ｐ
、 Ｑ ）ｆ２どの位相差に等しく、サンゾル−タイミ
ングの調節に使用される。
クトルＣＰ、Ｑ）Ｔを発生する。複素共役掛算器は１つ
の複素数を他の複素数の共役と掛合わせる回路であると
いうことを理解するべきでちる。このベクトル（ｐ、Ｑ
）Ｔの位相φはベクトル（ｐ 、 Ｑ ）ｆ、と（ｐ
、 Ｑ ）ｆ２どの位相差に等しく、サンゾル−タイミ
ングの調節に使用される。
受信機のクロックの位相は最良のタイミングにするため
に時間φ（２πｆｂ）だけシフトしなければならない。
に時間φ（２πｆｂ）だけシフトしなければならない。
（φはラジアンで表わす。）サンプル対信号要素の同期
のために、各１／ｆＳのシフトラ１サンプル・シフトと
する。故に、位相平面は９６００ｂｐｓの正規の変調レ
ート及びセグメントが９０°である数りのｆｓ／ｆｂセ
グメントに分割される。セグメント検出回路２６はそこ
にセグメン）ＣＰ、Ｑ）Ｔが捜出されたということを確
認する。サンプル制御回路２１（第１図）は計算結果ｔ
を使用して信号要素（記号）の同期のために正しいサン
プルを選択する。
のために、各１／ｆＳのシフトラ１サンプル・シフトと
する。故に、位相平面は９６００ｂｐｓの正規の変調レ
ート及びセグメントが９０°である数りのｆｓ／ｆｂセ
グメントに分割される。セグメント検出回路２６はそこ
にセグメン）ＣＰ、Ｑ）Ｔが捜出されたということを確
認する。サンプル制御回路２１（第１図）は計算結果ｔ
を使用して信号要素（記号）の同期のために正しいサン
プルを選択する。
位相セグメント検出回路２６において、ベクトル（Ｐ、
Ｑ）Ｔはｔセグメントだけ回転され、 −（ｆｂ／ｆ８
）、１８０°ラインと＋（ｆｂ ／ ｆｓ ） 、１８
．０°ラインとの間の最初のセグメントに位置決めされ
る。従っ”’Ｃ１９６００ｂｐｓモデムにおいて、回転
されたベクトルは＋４５０°と一４５０°との間におか
れる。回転したベクトルを（ｘ ＋ ｙ ） Ｔで指定
する。
Ｑ）Ｔはｔセグメントだけ回転され、 −（ｆｂ／ｆ８
）、１８０°ラインと＋（ｆｂ ／ ｆｓ ） 、１８
．０°ラインとの間の最初のセグメントに位置決めされ
る。従っ”’Ｃ１９６００ｂｐｓモデムにおいて、回転
されたベクトルは＋４５０°と一４５０°との間におか
れる。回転したベクトルを（ｘ ＋ ｙ ） Ｔで指定
する。
位相・時間ソフト変換回路２７はベクトル（Ｘ、ｙ）Ｔ
の位相を決定してそれをカウンク値ｍに変換する。
の位相を決定してそれをカウンク値ｍに変換する。
カウンク値ｍはＰＣＯ回路１９に供給されるとサンプリ
ング瞬間のシフトを生じ、最良のタイミングを発生する
。
ング瞬間のシフトを生じ、最良のタイミングを発生する
。
第５図は典型的な周波数成分のためのＤＦＴフィルタ回
路の実施例を表わす。ＤＦＴフィルタ回路はサイン及び
コサイン環を発生する局部発振器を形成する下部２３Ａ
と、コリレータを形成する上部２３Ｂとから成る。局部
発振器２３Ａは遅延要素２８と掛算器２９とから成る。
路の実施例を表わす。ＤＦＴフィルタ回路はサイン及び
コサイン環を発生する局部発振器を形成する下部２３Ａ
と、コリレータを形成する上部２３Ｂとから成る。局部
発振器２３Ａは遅延要素２８と掛算器２９とから成る。
遅延要素２８は複素値を１／ｆｓだけ遅延する。実際の
実施に当っては、複素値の数量はディジクル信号の形の
実数値の対で表わされる。その上、アゲ−１掛算器及び
遅延要素のような各種処理回路の要素はディジタル信号
処理隼積徊路で実施才ろことができろということを理解
するべきである。回路２８は第１図の回路２０における
エネルギの検出に応答して、例えばベクトル（１，０）
においてに＝ｏのために方程式（１）に°゛コサインサ
イン項があるように回路２８が初期設定される。各サン
プル期間において、遅延要素２８は掛算器２９における
遅延要素２８の現内容と定数ベクトル（ｃ、ｓ）ｆとの
複素掛算の結果によってアップデートされる。そのベク
トルの値は次の方程式で与えられる。
実施に当っては、複素値の数量はディジクル信号の形の
実数値の対で表わされる。その上、アゲ−１掛算器及び
遅延要素のような各種処理回路の要素はディジタル信号
処理隼積徊路で実施才ろことができろということを理解
するべきである。回路２８は第１図の回路２０における
エネルギの検出に応答して、例えばベクトル（１，０）
においてに＝ｏのために方程式（１）に°゛コサインサ
イン項があるように回路２８が初期設定される。各サン
プル期間において、遅延要素２８は掛算器２９における
遅延要素２８の現内容と定数ベクトル（ｃ、ｓ）ｆとの
複素掛算の結果によってアップデートされる。そのベク
トルの値は次の方程式で与えられる。
（ｃ 、 ｓ ）ｆ−［ｃｏｓ（２πｆ／ｆＳ） 、５
ｉｎ（２ｙｃｆ／ｆｓ））（ｆは発生されるべき周波数
） ライン７の各サンプルＡ （ｋ）は遅延要素２８からの
瞬時値と掛算器３０で掛算される。遅延要素３１・はＤ
ＦＴフィルタ回路の出力を記憶する。遅延要素３１の回
路の内容はアゲ−３２で掛算器３０の出力に加えられて
（Ｐ、Ｑ）ｆの新ｌこな瞬時値を発生ずる。その結果は
再び遅延要素３１に記憶される。
ｉｎ（２ｙｃｆ／ｆｓ））（ｆは発生されるべき周波数
） ライン７の各サンプルＡ （ｋ）は遅延要素２８からの
瞬時値と掛算器３０で掛算される。遅延要素３１・はＤ
ＦＴフィルタ回路の出力を記憶する。遅延要素３１の回
路の内容はアゲ−３２で掛算器３０の出力に加えられて
（Ｐ、Ｑ）ｆの新ｌこな瞬時値を発生ずる。その結果は
再び遅延要素３１に記憶される。
周波数成分４８の高速測定を行うために、入カーリ゛ン
プルが評価される（方程式（１）のｎ ＝ ４８ ）・
この実施例においては、第４図のＤＦＴ回路モジ一一ル
２３に第５図に相当する回路５つを使用する。
プルが評価される（方程式（１）のｎ ＝ ４８ ）・
この実施例においては、第４図のＤＦＴ回路モジ一一ル
２３に第５図に相当する回路５つを使用する。
局部発生周波数は５００ Ｈｚ 、 ２９００ｆ（ｚ
、 １２００Ｈｚ 、２４００Ｈｚ及び１７００Ｈｚで
ある。このｎ＝４８のための結果はベクトル（Ｐ、Ｑ）
５００．ＣＰ、Ｑ）２９００゜（Ｐ、Ｑ）１２００ 、
（Ｐ、Ｑ）２４００及び（Ｐ、Ｑ）１７００である。
、 １２００Ｈｚ 、２４００Ｈｚ及び１７００Ｈｚで
ある。このｎ＝４８のための結果はベクトル（Ｐ、Ｑ）
５００．ＣＰ、Ｑ）２９００゜（Ｐ、Ｑ）１２００ 、
（Ｐ、Ｑ）２４００及び（Ｐ、Ｑ）１７００である。
それらすべての結果はレート検出器／選択器回路２４（
第４図）に送信される。
第４図）に送信される。
レート検出器／選択器回路２４（第６図）は３つのレベ
ル検出器１００，１０９．ｌｌ’ｌと、アンド回路１１
２と、オア回路１１４と、スイッチ１０８とを含む。
ル検出器１００，１０９．ｌｌ’ｌと、アンド回路１１
２と、オア回路１１４と、スイッチ１０８とを含む。
レベル検出器１００は正常な変調レートを受信している
ときには°′ロー″でチシ、フォールバック変調レート
のトレーニングを受信しているときには″ハイ″である
出力信号ＭＲを発生する。それはフォールパック・トレ
ーニング・シーケンス（第２Ｂも見よ）のための特性で
ある２つのスペクトル成分（Ｐ、Ｑ）１２００及びＣＰ
、Ｑ）２４００の評価によって達成される。回路１０１
及び１０２は夫々ベクトル（Ｐ、Ｑ）１２００及びＣＰ
、 Ｑ） ２４００これら長さの和Ｌ （ＦＢＲ）は
比較器１０７でしきい値ＦＢＴＨと比較される。もしＬ
（ＦＢＲ）がしきい値よシ上にあると、それはフォー
ルバック・レート・トレーニング・シーケンスとみなさ
れて信号ＭＲは゛１ハイ″になる。
ときには°′ロー″でチシ、フォールバック変調レート
のトレーニングを受信しているときには″ハイ″である
出力信号ＭＲを発生する。それはフォールパック・トレ
ーニング・シーケンス（第２Ｂも見よ）のための特性で
ある２つのスペクトル成分（Ｐ、Ｑ）１２００及びＣＰ
、Ｑ）２４００の評価によって達成される。回路１０１
及び１０２は夫々ベクトル（Ｐ、Ｑ）１２００及びＣＰ
、 Ｑ） ２４００これら長さの和Ｌ （ＦＢＲ）は
比較器１０７でしきい値ＦＢＴＨと比較される。もしＬ
（ＦＢＲ）がしきい値よシ上にあると、それはフォー
ルバック・レート・トレーニング・シーケンスとみなさ
れて信号ＭＲは゛１ハイ″になる。
信号順はもしそれが″ハイ”であると、入力（Ｐ、Ｑ）
１２００及び（Ｐ、Ｑ）２４００は出力信号としてｉば
れる（すなわち、更に処理するためにフォールパック変
調レート・ベクトルが選ばれるというようにスイッチ１
０８を制御する）。その代シ、凧が″ロー″であれば、
更に処理するために正常な変調レート・ベクトルＣＰ、
Ｑ）５００及び（Ｐ、Ｑ）２９００が選ばれる。
１２００及び（Ｐ、Ｑ）２４００は出力信号としてｉば
れる（すなわち、更に処理するためにフォールパック変
調レート・ベクトルが選ばれるというようにスイッチ１
０８を制御する）。その代シ、凧が″ロー″であれば、
更に処理するために正常な変調レート・ベクトルＣＰ、
Ｑ）５００及び（Ｐ、Ｑ）２９００が選ばれる。
レベル検出器１０９は正常なレート・ベクトルＣＰ 、
Ｑ） ５００及び（Ｐ、Ｑ）２９００の二乗長の和し
くＮＲ）がしきい値ＮＲＴＨよシ上であればノ・イ″で
ある出力信号１１０を発生する。
Ｑ） ５００及び（Ｐ、Ｑ）２９００の二乗長の和し
くＮＲ）がしきい値ＮＲＴＨよシ上であればノ・イ″で
ある出力信号１１０を発生する。
レベル検出器１１１は正常な変調レート・キャリヤに対
応するベクトル（Ｐ、Ｑ）１７００の二乗長をしきい値
１７００ＴＨと比較する。ノ・イ″の出力りはデータ信
号を受信しているということを表わし、Ｄが゛ロー″で
あれば受信信号は雑音信号とみなされる。
応するベクトル（Ｐ、Ｑ）１７００の二乗長をしきい値
１７００ＴＨと比較する。ノ・イ″の出力りはデータ信
号を受信しているということを表わし、Ｄが゛ロー″で
あれば受信信号は雑音信号とみなされる。
レベル検出器の出力を混合することによって、トレーニ
ング信号の受信かデータ信号の受信かについての決定を
行うことができる。アンド・ケ゛−ト１１２の出力信号
１１３は正常な変調レート・トレーニングを受信（第２
Ａ図）して℃・れば°′ハイ”でおる。信号屈とライン
１１３の信号とはオア・ゲート１１４に与えられて、正
常な又はフォー ルバ、り・レート・ｌ・レーニングを
受信しているときには゛ハイ″である出力信号Ｔを供給
する。
ング信号の受信かデータ信号の受信かについての決定を
行うことができる。アンド・ケ゛−ト１１２の出力信号
１１３は正常な変調レート・トレーニングを受信（第２
Ａ図）して℃・れば°′ハイ”でおる。信号屈とライン
１１３の信号とはオア・ゲート１１４に与えられて、正
常な又はフォー ルバ、り・レート・ｌ・レーニングを
受信しているときには゛ハイ″である出力信号Ｔを供給
する。
下記表１は出力の解説を表わす。
第７図は入力１１５に供給された複素値のベクトル長の
二乗を発生する回路１０１の実施例を表わす。これは１
１７の入力の実部分Ｐと１１８の虚部分Ｑと９二乗によ
って達成される。これら二乗したものをアダー１１９で
総和することによシ人カベクトルの長さの二乗を得るこ
とができる。
二乗を発生する回路１０１の実施例を表わす。これは１
１７の入力の実部分Ｐと１１８の虚部分Ｑと９二乗によ
って達成される。これら二乗したものをアダー１１９で
総和することによシ人カベクトルの長さの二乗を得るこ
とができる。
回路１０２及び二乗ベクトル長出力を供給するものとし
て′第６図に示す他の回路は類似の構造のものである。
て′第６図に示す他の回路は類似の構造のものである。
第８図に表わす位相セグメント検出器２６は複素出力信
号（ｘ ＋ ｙ ） ７及び出力信号ｔ（−０、１。
号（ｘ ＋ ｙ ） ７及び出力信号ｔ（−０、１。
２又は３）を発生する。信号（Ｘ ＋ ’／ ）Ｔは入
力ＣＰ、Ｑ）Ｔの位相回転したものである。その回転は
（ｘ、ｙ）４、の位相が０°基準線から４５°以内とな
るように行われる。出力信号ｔは（Ｘ ＋ ）’ ）Ｔ
の希望する位相をひき出すためにいかに多くの９００の
倍数が供給されるかを表示する。
力ＣＰ、Ｑ）Ｔの位相回転したものである。その回転は
（ｘ、ｙ）４、の位相が０°基準線から４５°以内とな
るように行われる。出力信号ｔは（Ｘ ＋ ）’ ）Ｔ
の希望する位相をひき出すためにいかに多くの９００の
倍数が供給されるかを表示する。
供給するべき位相シフトを決定するために、入力（Ｐ
、 Ｑ）、を捷ず最初に４５°回転する。これは掛算回
路１５０においてライン１５１の一定ベクトルで掛算す
ることによって達成される。従って、（ｐ 、 Ｑ ）
ＴＲは（ｒ’、Ｑ）、をｎ、９０°＋４５°境界ト比較
する代シに（ｐ、Ｑ）ＴｒＬの実部分及び虚部分のサイ
ン（十、−）の決定に等しいｎ、９０°＋４５°境界と
比較することができる。この決定はデコーダ１５２で行
われ、下記表２に例示する。
、 Ｑ）、を捷ず最初に４５°回転する。これは掛算回
路１５０においてライン１５１の一定ベクトルで掛算す
ることによって達成される。従って、（ｐ 、 Ｑ ）
ＴＲは（ｒ’、Ｑ）、をｎ、９０°＋４５°境界ト比較
する代シに（ｐ、Ｑ）ＴｒＬの実部分及び虚部分のサイ
ン（十、−）の決定に等しいｎ、９０°＋４５°境界と
比較することができる。この決定はデコーダ１５２で行
われ、下記表２に例示する。
表 ２
出力ｔは４つの可能性のある定数ベクトル（１５５゜１
５６．１５７，１５８）の１つを選び、５ＥＬＯＵＴ信
号として選ばれたベクトルを出力する選択回路１５３に
供給される。４つの定数ベクトルは０°、−９０°。
５６．１５７，１５８）の１つを選び、５ＥＬＯＵＴ信
号として選ばれたベクトルを出力する選択回路１５３に
供給される。４つの定数ベクトルは０°、−９０°。
−１８０°、 −２７０°の位相シフトを表わす。
１５４における５ＥＬＯＵＴと入力信号（Ｐ、Ｑ）Ｔと
の掛算は５ＥＬＯＵＴ信号に対応する量だけ回転した位
相を持つ新たなベクトル（ｘ、ｙ）７を発生する。
の掛算は５ＥＬＯＵＴ信号に対応する量だけ回転した位
相を持つ新たなベクトル（ｘ、ｙ）７を発生する。
第９図は位相等価処理を表わす図である。斜線部分が（
Ｘ ＋ ｙ） Ｔを位置決めしなければならない象限を
表わす。点線はＣＰ、Ｑ）Ｔに対する評価の境界である
。区分されたセグメントはｔ＝ｏ 、 ｔ＝ｉ。
Ｘ ＋ ｙ） Ｔを位置決めしなければならない象限を
表わす。点線はＣＰ、Ｑ）Ｔに対する評価の境界である
。区分されたセグメントはｔ＝ｏ 、 ｔ＝ｉ。
Ａ＝２及びＬ＝３と番号が付された。図に見られるよう
に、ベクトル（Ｐ、 Ｑ）Ｔは（Ｐ 、 Ｑ ）Ｔ□か
ら４５°回転している。このベクトルは負の実部と正の
虚部である。表２によると、デコーダはｔ−１の値を与
えるべきである。掛算器１５４はベクトルＣＰ、Ｑ）Ｔ
を一９０°だけ回転してベクトル（ｘ、ｙ）Ｔを生ずる
。図に示すように、このベクトル（ｘ、ｙ）７は斜線セ
グメントの中に入る。
に、ベクトル（Ｐ、 Ｑ）Ｔは（Ｐ 、 Ｑ ）Ｔ□か
ら４５°回転している。このベクトルは負の実部と正の
虚部である。表２によると、デコーダはｔ−１の値を与
えるべきである。掛算器１５４はベクトルＣＰ、Ｑ）Ｔ
を一９０°だけ回転してベクトル（ｘ、ｙ）Ｔを生ずる
。図に示すように、このベクトル（ｘ、ｙ）７は斜線セ
グメントの中に入る。
その結果発生したＬはサンプル制御回路２１で使用され
て信号要素の同期のために正しいサンプルを選択する。
て信号要素の同期のために正しいサンプルを選択する。
以上説明した実施例は主に正常な変調レート（ｆｂ＝
２４００）Ｉｚ ）のために設計された。ｉ ＝ ｆｓ
／ ｆｂ＝ ８におけるフォールバック変調ｔ’ −ト
ｆｂ ＝ １２００Ｈｚの場合には、位相平面は８セグ
メントに分割されるべきである（各記号尚９８サンプル
）。しかし、フォールバック変調レート・トレーニング
は通常時間的に重要でないから全変調レートのための位
相セグメント検出器の実施を行うことができる。ｔを２
倍することによってサンプル制御回路はサンフ０ル番号
１ 、２ 、４゜６を選択する。発生したエラーは位相
一時間シフト変換回路２７で修正される。
２４００）Ｉｚ ）のために設計された。ｉ ＝ ｆｓ
／ ｆｂ＝ ８におけるフォールバック変調ｔ’ −ト
ｆｂ ＝ １２００Ｈｚの場合には、位相平面は８セグ
メントに分割されるべきである（各記号尚９８サンプル
）。しかし、フォールバック変調レート・トレーニング
は通常時間的に重要でないから全変調レートのための位
相セグメント検出器の実施を行うことができる。ｔを２
倍することによってサンプル制御回路はサンフ０ル番号
１ 、２ 、４゜６を選択する。発生したエラーは位相
一時間シフト変換回路２７で修正される。
第１０図は、位相一時間シフト変換回路２７の実施例で
ある。その作用は入力ベクトル（ＸＩｙ）Ｔ（第９０の
±４５°斜線部分間の領域内におる角度を持つ）をＰＣ
Ｏ回路１９によってサンプル・クロックの位相を直線的
に変化する数ｍに変換することである。
ある。その作用は入力ベクトル（ＸＩｙ）Ｔ（第９０の
±４５°斜線部分間の領域内におる角度を持つ）をＰＣ
Ｏ回路１９によってサンプル・クロックの位相を直線的
に変化する数ｍに変換することである。
（ｘ ＋ ｙ ）７の位相はａｒｃｊａｎ （ｙ／ Ｘ
）と定義される。ａｒｃｔａｎ作用の実施には周知の
近似方法を選ぶ。
）と定義される。ａｒｃｔａｎ作用の実施には周知の
近似方法を選ぶ。
ａｒｃｔａｎ ｚ ＝ ｚ ／ （１＋０．２８ｚ２）
この近似法による誤差は要求する４５°間隔で０．３゜
以下である。ベクトル（ｘ、ｙ）７の角度について、ａ
ｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ ）＝ｘｙ／（ｘ２＋ ０．２８ｙ
２） ＝１２）第１０図は方程式（２）の実施を表わす
。掛算器２００は（ｘ、ｙ）Ｔの実部分と虚部分とを扛
１算して方程式（２）の被除数ａ−ｘｙを算出する。掛
算器２０１゜２０２は夫々Ｘ２及びｙ２を発生する。ｙ
２は掛算器２０３で定数０．２８と掛算される。アゲ−
２０４でＸ２と０．２８ｙ２ とを加算して除数ｂ＝ｘ
２＋０．２８ｙ２を算出する。
この近似法による誤差は要求する４５°間隔で０．３゜
以下である。ベクトル（ｘ、ｙ）７の角度について、ａ
ｒｃｔａｎ（ｙ／ｘ ）＝ｘｙ／（ｘ２＋ ０．２８ｙ
２） ＝１２）第１０図は方程式（２）の実施を表わす
。掛算器２００は（ｘ、ｙ）Ｔの実部分と虚部分とを扛
１算して方程式（２）の被除数ａ−ｘｙを算出する。掛
算器２０１゜２０２は夫々Ｘ２及びｙ２を発生する。ｙ
２は掛算器２０３で定数０．２８と掛算される。アゲ−
２０４でＸ２と０．２８ｙ２ とを加算して除数ｂ＝ｘ
２＋０．２８ｙ２を算出する。
ａ ／ ｂの割算は回路ブロック２０５乃至２１１を通
して連続的且つ近似的に行われる。その近似値は因数２
−１ 、２−２ 、２−５・・・、２−ｎを連続的に発
生し、これらを計算結果に加算し又は計算結果から減算
することによって、商ａ ／ ｂに最も近ずくようにし
て達成される。この反復処理（この実施例では６エ程を
利用する）は信号ＩＣ３でクロ、りされる。
して連続的且つ近似的に行われる。その近似値は因数２
−１ 、２−２ 、２−５・・・、２−ｎを連続的に発
生し、これらを計算結果に加算し又は計算結果から減算
することによって、商ａ ／ ｂに最も近ずくようにし
て達成される。この反復処理（この実施例では６エ程を
利用する）は信号ＩＣ３でクロ、りされる。
最初、中間圏（ｑ −ａｐｐ ）は用算器２０５でｂと
掛算されてａの近似値ａ −ａｐｐを発生する。この信
号は信号ａと共に比較器２０６に供給される。
掛算されてａの近似値ａ −ａｐｐを発生する。この信
号は信号ａと共に比較器２０６に供給される。
ＩＪ−！ Ｅｌｌ’１． ｎ Ａ ／’ ｎ”ｙ 山
出 ｆ Ｉｈ ＋” −−１，７−−−−？ ｈ −Ｊ
−４いか小さいかによって正か又は負になる）は遅延要
素２０７に記憶されて補数器２０８のサイン入力に供給
される。
出 ｆ Ｉｈ ＋” −−１，７−−−−？ ｈ −Ｊ
−４いか小さいかによって正か又は負になる）は遅延要
素２０７に記憶されて補数器２０８のサイン入力に供給
される。
各反復工程のために因数発生器２０９は遅延要素２０７
からのサイン入力が付加される補数器２０８に対して因
数２．２ ・・・等を供給する。
からのサイン入力が付加される補数器２０８に対して因
数２．２ ・・・等を供給する。
このサインは前の反復工程の結果である。サイン付因数
はアダー２１０に供給されて、そのサイン付因数に前の
反復工程からの中間結果ＡＴＧを加算する。アダー２１
０の出力は近似値の現結果として累算器２１１に記憶す
る。又、アダー２１０の出力は中間商（ｑａｐｐ）とし
て掛算器２０５にフィードバックされる。
はアダー２１０に供給されて、そのサイン付因数に前の
反復工程からの中間結果ＡＴＧを加算する。アダー２１
０の出力は近似値の現結果として累算器２１１に記憶す
る。又、アダー２１０の出力は中間商（ｑａｐｐ）とし
て掛算器２０５にフィードバックされる。
次に、第１の２つの反復工程を説明する。工程１は因数
発生器２０９が第１のＩＣＳクロックに応答して因数Ｏ
を供給する初期設定又は開始工程である。遅延要素２０
７に記憶されているサインは未決定である。補数器２０
８の出力は累算器２１１に記憶され、掛算器２０５に送
られるサイン付０を発生する。その結果、掛算器２０５
の出力は０になシ、そのため比較器２０６の出力は入力
ａのサインを使用する。第２のＩＣＳクロックにおいて
、ａのサインは遅延要素２０７に記憶され、因数２−１
が因数発生器２０９がら発生させる。補数器２０８はそ
のサイン付・因数２−１をアゲ−２１０に出力してそれ
に累算器２１１の内容（０に等しい）を加えてその結果
を再び累算器の入力と掛算器２０５に供給する。第３の
ＩＣＳクロックにおいて、その中間結果が累算器２１１
に記憶される。その上、因数発生器２０９から新たな因
数を発生し、新たなサインが遅延要素２０７に記憶され
る。
発生器２０９が第１のＩＣＳクロックに応答して因数Ｏ
を供給する初期設定又は開始工程である。遅延要素２０
７に記憶されているサインは未決定である。補数器２０
８の出力は累算器２１１に記憶され、掛算器２０５に送
られるサイン付０を発生する。その結果、掛算器２０５
の出力は０になシ、そのため比較器２０６の出力は入力
ａのサインを使用する。第２のＩＣＳクロックにおいて
、ａのサインは遅延要素２０７に記憶され、因数２−１
が因数発生器２０９がら発生させる。補数器２０８はそ
のサイン付・因数２−１をアゲ−２１０に出力してそれ
に累算器２１１の内容（０に等しい）を加えてその結果
を再び累算器の入力と掛算器２０５に供給する。第３の
ＩＣＳクロックにおいて、その中間結果が累算器２１１
に記憶される。その上、因数発生器２０９から新たな因
数を発生し、新たなサインが遅延要素２０７に記憶され
る。
この実施例では因数発生器２０９から６因数が供給され
、その後対応する中間工程が実行され、近似結果の信号
ＡＴＣは換算係数Ｃで信号ＡＴＧ ｔ 用算することに
よって換算する掛算器２１１に送られる。出力信号ｍ′
はそれを信号ｍ −ｎｏｍに加算して信号ｍの公称値を
発生するアゲ−２１３の入力に送られる。従って、その
構造はｍ’−０のときにアゲ−２１３の出力をｍ −ｎ
ｏｍに等しくするというものである。アダーの出力ｍは
ＰＣＯ回路１９を制御するに適切な信号である。（Ｘ
ｒ ｙ） ７の位相が４５°のときにｍは最大である。
、その後対応する中間工程が実行され、近似結果の信号
ＡＴＣは換算係数Ｃで信号ＡＴＧ ｔ 用算することに
よって換算する掛算器２１１に送られる。出力信号ｍ′
はそれを信号ｍ −ｎｏｍに加算して信号ｍの公称値を
発生するアゲ−２１３の入力に送られる。従って、その
構造はｍ’−０のときにアゲ−２１３の出力をｍ −ｎ
ｏｍに等しくするというものである。アダーの出力ｍは
ＰＣＯ回路１９を制御するに適切な信号である。（Ｘ
ｒ ｙ） ７の位相が４５°のときにｍは最大である。
これは＋Ａサンプルの時間シフトを生じさせる。（ｘ
＊ ｙ ） Ｔの位相が一４５°であると、ｍは最小で
あシー捧サンプルの時間ソフトを生じさせる。
＊ ｙ ） Ｔの位相が一４５°であると、ｍは最小で
あシー捧サンプルの時間ソフトを生じさせる。
フォールバ、り変調レートにつ℃・ても同じ回路が使用
される。位相セグメント検出器によって導入されたエラ
ーを修正するために、出力ｍはＰＣＯ回路１９を２回通
される。故に（Ｘ ｒ ｙ） Ｔの位相の±４５°は±
１サンプルの時間シフトを生じさせる。
される。位相セグメント検出器によって導入されたエラ
ーを修正するために、出力ｍはＰＣＯ回路１９を２回通
される。故に（Ｘ ｒ ｙ） Ｔの位相の±４５°は±
１サンプルの時間シフトを生じさせる。
第１図はタイミング開始回路を有するモデム受信機のブ
ロック図、 第２Ａ図及び第２Ｂ図は夫々正常及びフメ、−ルバック
変調レートにおける信号処理のための幕スペクトル密度
を表わす図、 第３図はデスクリ−１−・フーリエ変換回路の周波数応
答（減衰）を例示する図、 第４図は第１図のモデム受信機に含まれているタイミン
グ開始回路のブロック図、 第５図はデスクリート・フーリエ変換回路のブロック図
− 第６図は第４図のタイミング開始回路に含まれているレ
ート検出器／選択器回路のブロック図、第７図は第６図
のレート検出器／選択器回路に含まれている二乗長決定
回路のプロ、り図、第８図は第４図のタイミング開始回
路に含まれても・る位相セグメント検出回路のブロック
図、第９図は第８図の位相セグメント検出回路の動作を
表わす位相図、 第１０図は第４図の位相一時間シフト変換回路のブロッ
ク図である。 図中、１ ・受信信号線、２−・自動利得調整回路、６
・・Ａ−Ｄ変換器、１９・・・位相制御発振回路、２３
・・・デスクリート・フーリエ変換回路モノニール、２
５・・・複累共役掛算器、２８．３１・・・遅延素子、
２９．３０・・・掛算器、３２・・アダー、２０６・・
・比較器、２０７・・・遅延要素、２０８・・・補数器
、２０９・・・因数発生器、２１１・・・累算器。
ロック図、 第２Ａ図及び第２Ｂ図は夫々正常及びフメ、−ルバック
変調レートにおける信号処理のための幕スペクトル密度
を表わす図、 第３図はデスクリ−１−・フーリエ変換回路の周波数応
答（減衰）を例示する図、 第４図は第１図のモデム受信機に含まれているタイミン
グ開始回路のブロック図、 第５図はデスクリート・フーリエ変換回路のブロック図
− 第６図は第４図のタイミング開始回路に含まれているレ
ート検出器／選択器回路のブロック図、第７図は第６図
のレート検出器／選択器回路に含まれている二乗長決定
回路のプロ、り図、第８図は第４図のタイミング開始回
路に含まれても・る位相セグメント検出回路のブロック
図、第９図は第８図の位相セグメント検出回路の動作を
表わす位相図、 第１０図は第４図の位相一時間シフト変換回路のブロッ
ク図である。 図中、１ ・受信信号線、２−・自動利得調整回路、６
・・Ａ−Ｄ変換器、１９・・・位相制御発振回路、２３
・・・デスクリート・フーリエ変換回路モノニール、２
５・・・複累共役掛算器、２８．３１・・・遅延素子、
２９．３０・・・掛算器、３２・・アダー、２０６・・
・比較器、２０７・・・遅延要素、２０８・・・補数器
、２０９・・・因数発生器、２１１・・・累算器。
Claims (8)
- （１） ザンプリング・クロ、りに応答して受信信号を
サンプルするサンプリング回路と、前記ザンゾリング・
クロックを発生ずる位相制御発振器と、 サンプルされた受信信号をディノット化ザンプル受信信
号に変換するアナログ−ディジタル変換器と、 タイミング調節システムとを含み、データ変調キャリヤ
信号を受信するデータ受信装置において、前記タイミン
グ調節システムは、゛ 第１及び第２のデスクリ−１・・フーリエ変換フィルタ
回路を含み、ｆｃ及びｆｂが夫々キャリヤ周波数及び変
調周波数である場合、前記ディノット化サンプル受信信
号と値ｆｃ−１７２ｆｂ及びｆ、＋１１２ｆｂを有する
各第１及び第２の所定の局部発生周波数との間の相関の
作用として夫々第１及び第２の複素信号を発生するよう
になした信号変換回路と、前記第１及び第２の複素信号
に応答して複素出力信号を供給する複素共役掛算手段と
、前記複素出力信号に応答して前記位相制御発振器に調
節信号を供給し、前記ザンプリング・クロ７りの位相を
選択的に調節して前記受信信号をサンプルするザンノ０
リング瞬間を規定するようになした変換手段とを含むデ
ータ受信装置。 - （２） 各前記デスクリート・フーリエ変換フィルタ回
路は関連ずろ局部発生周波数を表わす複素値信号を発生
ずるようになした第１の部分と、前記ディジ、１・化サ
ンプル受信信号に応答し、及び前記複素値信号に応答し
て前記ディノット化ザンゾル受信信号と前記関連する局
部発生周波数との間の相関の作用として前記複素信号の
１つを発生ずる第２の部分とを含む特許請求の範囲第１
項記載のデータ受信装置。 - （３）前記変換手段は前記複素出力信号に応答して所定
の位相限界内にある位相角を有する複素回転信号を発生
する位相セグメント検出手段と、前記複素回転信号に応
答して前記位相制御発振器に前記調節信号を供給する調
節信号発生手段とを含む特許請求の範囲第１項記載のデ
ータ受信装置０ - （４）前記調節信号発生手段は前記複素回転信号に応答
して前記複素回転信号の位相角に近似の位相角信号を発
生する計算手段と、 前記位相角信号に応答して前記調節信号を供給する信号
処理手段とを含む特許請求の範囲第３項記載のデータ受
信装置。 - （５）前記信号処理手段は前記位相角信号を一定因数で
掛算して換算位相角信号を供給する換算係数手段と、 前記換算位相角信号を公称値に加算して前記調節信号を
発生する追加手段とを含む特許請求の範囲第４項記載の
データ受信装置。 - （６） 前記データ変調キャリヤ信号は複数のキャリヤ
・レートの選ばれた１つについて複数の変調レートの選
ばれた１つで変調されたデータを含み、前記信号変換回
路は、 夫々の変調レートの幕スにクトル密度成分による各複数
の所定の局部発生周波数と前記ディジ。 ト化サンプル受信信号との間の相関を表わす対応する複
数の複素信号を発生するようにした複数のデスクリート
・フーリエ変換フィルタ回路と、前記複素共役掛算手段
に適用するために選ばれた変調レートに対応する対の複
素出力信号を選択する選択手段とを含む特許請求の範囲
第１項記載のデータ受信装置。 - （７） 各前記デスクリート・フーリエ変換フィルタ回
路は、関連する局部発生周波数を表わす複素値信号を発
生するようにした第１の部分と、前記ディノット化サン
プル受信信号に応答し及び前記複素値信号に応答して前
記ディノット化ザンゾル受信信号と前記関連する局部発
生周波数との間の相関の作用として前記複素信号の１つ
を発生するようにした第２の部分とを含む特許請求の範
囲第６項記載のデータ受信装置。 - （８）前記選択手段は、前記変調レートの第１の所定の
１つに対応する第１の所定の対の前記複素信号に応答し
て前記第１の所定の対の前記複素信号に関連するベクト
ルの長さによる値と第１の固定しきい値とを比較して前
記第１の所定の変調レートが有効であるかどうかを表示
する変調レート表示信号を供給する第１のレベル検出手
段を含む特許請求の範囲第６項記載のデータ受信装置・
（９） 前記選択手段は更に、複数の対の前記複素信号
を受信する構造のスイッチ手段を含み、前記スイッチ手
段は前記変調レート表示信号に応答して有効な変調レー
トに対応する１対の複素信号を通過させろようにした特
許請求の範囲第８項記載のデータ受信装置。 ００）前記選択手段は更に、前記変調レートの第２の所
定の１つに対応する第２の所定の対の前記複素信号に応
答して前記第２の所定の対の前記複素信号に関連するベ
クトルの長さによる値と第２の固定しきい値とを比較し
て比較信号を発生する第２のレベル検出手段と、 前記複素信号の所定の１つに応答して前記複素信号の前
記所定の１つに関連するベクトルの長さによる値と第３
のしきい値とを比較してデータ信号を受信しているかど
うかを表示するデータ表示信号を供給する第３のレベル
検出手段と、前記変調レート表示信号と前記比較信号と
前記データ表示信号とに応答してトレーニング信号を受
信しているかデータ信号を受信しているかを表示するト
レーニング表示信号を供給するロノ、り回路手段とを含
む特許請求の範囲第９項記載のデータ受信装置。 Ｇ１）各前記第１及び第２のレベル検出手段は、供給さ
れた関連する対の前記複素信号に対応するベクトルの二
乗長を演算するようにした関連する対の二乗長デターミ
ネータ回路と、 前記関連する対の二乗長デターミネータ回路からのべり
ｌ・ルの前記演算した長さを加算して関連する総和出力
信号を供給する関連加算手段と、前記関連する総和出力
信号と前記第１及び第２のしきい値の関連する１つとを
比較する関連する比較器とを含む特許請求の範囲第１０
項記載のデータ受信装置。 ｑ■ 各前記デスクリート・フーリエ変換フィルタ回路
は関連する局部発生周波数を表わす複素値信号を発生す
るようにした第１の部分と、前記ディジ、ト化ザンゾル
受信信号及び前記複素値信号に応答して前記ディノット
化サンプル受信信号と前記関連する局部発生周波数との
間の相関の作用として前記複素信号の１つを発生する第
２の部分とを含む特許請求の範囲第１１項記載のデータ
受信装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8400922 | 1984-01-13 | ||
| GB08400922A GB2153186B (en) | 1984-01-13 | 1984-01-13 | Digital data receiver including timing adjustment circuit |
| US670425 | 1984-11-09 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60160757A true JPS60160757A (ja) | 1985-08-22 |
Family
ID=10554953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60002277A Pending JPS60160757A (ja) | 1984-01-13 | 1985-01-11 | タイミング調節回路付データ受信装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4577334A (ja) |
| JP (1) | JPS60160757A (ja) |
| CA (1) | CA1222289A (ja) |
| DE (1) | DE3500295A1 (ja) |
| FR (1) | FR2558319B1 (ja) |
| GB (1) | GB2153186B (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS626548A (ja) * | 1985-07-03 | 1987-01-13 | Hitachi Ltd | タイミング信号抽出回路 |
| EP0239293A3 (en) * | 1986-03-24 | 1988-12-14 | Gpt Limited | Data transmission systems |
| US4825448A (en) * | 1986-08-07 | 1989-04-25 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital telephone system |
| FR2604318B1 (fr) * | 1986-09-23 | 1989-03-31 | Thomson Csf | Procede et dispositif de synchronisation symbole et leur application a la demodulation symbole de messages numeriques |
| JPS63120538A (ja) * | 1986-11-08 | 1988-05-24 | Nec Corp | タイミング再生回路 |
| US4788697A (en) * | 1987-01-02 | 1988-11-29 | American Telephone & Telegraph Company | Method and apparatus for synchronizing a signal to a time base |
| GB2209648B (en) * | 1987-09-10 | 1991-10-23 | Ncr Co | Modem communication system having main and secondary channels |
| GB2212699B (en) * | 1987-11-16 | 1992-01-08 | Ncr Co | Multipoint data modem communication system |
| GB8800739D0 (en) * | 1988-01-13 | 1988-02-10 | Ncr Co | Multipoint modem system having fast synchronization |
| GB8800740D0 (en) * | 1988-01-13 | 1988-02-10 | Ncr Co | Data modem receiver |
| GB8805767D0 (en) * | 1988-03-10 | 1988-04-07 | Ncr Co | Phase perturbation compensation system |
| US5097485A (en) * | 1989-10-10 | 1992-03-17 | Hughes Aircraft Company | Hf high data rate modem |
| US5127027A (en) * | 1989-11-09 | 1992-06-30 | Canon Kabushiki Kaisha | Training signal detecting apparatus |
| US5239585A (en) * | 1991-07-30 | 1993-08-24 | Texas Instruments Incorporated | Devices, systems, and methods for composite signal decoding |
| CA2079422C (en) * | 1991-09-30 | 1996-07-02 | Osamu Ichiyoshi | Phase-locked circuit capable of being quickly put in a phase-locked state |
| CA2114408A1 (en) * | 1993-02-18 | 1994-08-19 | David C. Rife | Method and apparatus for accurately estimating a clock frequency and for simulating a precision clock oscillator |
| US5440347A (en) * | 1993-05-07 | 1995-08-08 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for randomizing training sequences to minimize interference in digital transmissions |
| JP2885267B2 (ja) * | 1994-07-15 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | デジタル変調信号受信機 |
| FI98026C (fi) * | 1995-11-08 | 1997-03-25 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä QAM-vastaanottimen yhteydessä ja QAM-vastaanotin |
| US5828710A (en) * | 1995-12-11 | 1998-10-27 | Delco Electronics Corporation | AFC frequency synchronization network |
| US5793820A (en) * | 1996-07-10 | 1998-08-11 | Intellon Corporation | Automatic adaptive filtering according to frequency modulation rate |
| SE517930C2 (sv) * | 1997-01-31 | 2002-08-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för initial synkronisering i ett kommunikationssystem |
| US6501811B1 (en) * | 1998-04-24 | 2002-12-31 | Ricoh Company, Ltd. | Sampling system |
| US6642884B2 (en) * | 2000-05-08 | 2003-11-04 | Sigtec Navigation Pty Ltd. | Satellite-based positioning system receiver for weak signal operation |
| US7251290B2 (en) * | 2002-12-16 | 2007-07-31 | Nortel Networks Limited | Adaptive controller for linearization of transmitter |
| US7333557B2 (en) * | 2002-12-16 | 2008-02-19 | Nortel Networks Limited | Adaptive controller for linearization of transmitter with impairments |
| US8886341B1 (en) | 2006-04-04 | 2014-11-11 | Microsoft Corporation | Adaptive sample-by-sample controller for under-determined systems |
| US7796960B1 (en) | 2006-04-04 | 2010-09-14 | Nortel Networks Limited | Signal transmitter linearization |
| US8995502B1 (en) | 2006-04-04 | 2015-03-31 | Apple Inc. | Transceiver with spectral analysis |
| US8498590B1 (en) | 2006-04-04 | 2013-07-30 | Apple Inc. | Signal transmitter linearization |
| IT1398344B1 (it) * | 2010-02-23 | 2013-02-22 | Acqua Brevetti 95 Srl | Dispositivo dosatore perfezionato. |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3758870A (en) * | 1972-02-23 | 1973-09-11 | Sanders Associates Inc | Digital demodulator |
| FR2309089A1 (fr) * | 1975-04-25 | 1976-11-19 | Ibm France | Procede pour synchroniser l'horloge du recepteur d'un systeme de transmission de donnees et dispositif pour mettre en oeuvre le procede |
| FR2358056A1 (fr) * | 1976-07-09 | 1978-02-03 | Ibm France | Procede et dispositif de synchronisation de l'horloge du recepteur d'un systeme de transmissions de donnees en modulation psk |
| FR2418584A1 (fr) * | 1978-02-28 | 1979-09-21 | Ibm France | Procede et dispositif d'acquisition de la phase initiale de l'horloge dans un recepteur de donnees synchrone |
| US4313202A (en) * | 1980-04-03 | 1982-01-26 | Codex Corporation | Modem circuitry |
| FR2505111B1 (fr) * | 1981-04-29 | 1986-04-18 | Labo Electronique Physique | Dispositif de recuperation de porteuse pour une modulation d'amplitude et de phase a seize etats et systeme de reception de donnees numeriques comprenant un tel dispositif |
| US4458355A (en) * | 1981-06-11 | 1984-07-03 | Hycom Incorporated | Adaptive phase lock loop |
-
1984
- 1984-01-13 GB GB08400922A patent/GB2153186B/en not_active Expired
- 1984-11-09 US US06/670,425 patent/US4577334A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
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- 1985-01-10 FR FR8500291A patent/FR2558319B1/fr not_active Expired
- 1985-01-11 JP JP60002277A patent/JPS60160757A/ja active Pending
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