CN105830339A - 本地振荡器信号产生 - Google Patents

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皮特·西沃宁
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Abstract

一种用于产生正交相关本地振荡器信号的本地振荡器信号发生电路(150)，包括：源信号发生器(153)，被布置为产生差模源信号；缓存级(158)，与源信号发生器(153)的输出(156)耦接，并布置为缓存差模源信号；以及，正交发生级(170)，与缓存级(158)的输出(168)耦接，并被布置为根据缓存的差模源信号产生同相本地振荡器信号和正交本地振荡器信号。缓存级(158)包括：初级差分放大器(159)，具有与缓存级(158)的输入(157)耦接的输入(162)；以及，次级差分放大器(160)，具有与初级差分放大器(159)的输出(163)耦接的输入(164)，以及与缓存级(158)的输出(168)耦接的输出(165)。

Description

本地振荡器信号产生
技术领域
本公开涉及本地振荡器产生。更具体地，本公开涉及本地振荡器信号发生电路、包括本地振荡器信号发生电路的无线接收机和无线收发机、包括无线接收机的集成电路、包括无线收发机的集成电路以及产生本地振荡信号的方法。
背景技术
移动电话的无线电接收机可以被设计为接收具有在单载波频率处的单个调制载波的射频(RF)信号。这种无线电接收机可以具有直接变频结构，其中使用两个本地振荡器信号将接收信号下变频为同相和正交基带信号，分别被标记为I和Q。该下变频被称为I/Q下变频。两个本地振荡器信号均具有相同频率，其与接收到的有用信号的载波频率相等，但具有90度的相位差。相位差防止了接收信息的损失。在直接变频接收机中的下变频之后，基带有用信号的带宽减小为大约为相应接收RF信号的带宽的近似一半。
典型地，具有直接变频结构的无线电接收机包括用于与天线耦接的RF带通滤波器、低噪声放大器(LNA)和接收链。接收链包括：一对混频器，用于I/Q下变频的；模拟基带低通滤波器，用于对同相和正交基带信号进行滤波，以在模数转换之前衰减无用信号以避免造成的混叠导致的信号质量的劣化；模数转换器(ADC)，用于对同相和正交基带信号进行数字化；以及，数字处理器，用于处理数字化信号。通常，无线电接收机采用频率合成器来产生源信号，以及采用分频器通过划分源信号的频率来产生同相和正交本地振荡器信号。
重要的是：本地振荡器信号具有高频谱纯度，即，不包含在接收的有用信号的载波频率以外的频率处的显著水平的伪信号。在具有直接变频结构的接收机中，在这种频率处的伪信号可以导致具有与伪信号相同频率的RF处的无用的或干扰信号被下变频到下变频后的有用信号占用的频率范围中，由此使有用信号的信噪比劣化。更一般地，具有高达有用信号带宽的量的与伪信号的频率不同的频率的RF处的无用的或干扰信号可被下变频到下变频后的有用信号占用的频率范围中。本地振荡器信号的频谱纯度在采用与直接变频结构不同的结构的接收机中也很重要，其中无用的其他频率处的RF信号有可能可被下变频到下变频后的有用信号占用的频率范围中。
本地振荡器信号的这种频谱不纯问题在用于载波聚合的接收机中可能特别严重。术语载波聚合(CA)指同时接收若干调制后的载波信号。CA接收机用在现代移动电话和笔记本计算机中以增强数据速度。在带内CA中，所有的有用调制载波信号(本文也简称为有用信道)在单个接收频带中，即在一个RF滤波器的通带内，该RF滤波器相对于接收机至少部分实现在其上的集成电路而言可以是片外的。在带内CA中，由于所有的有用频道都在滤波器和LNA的通带内，所以可以使用单个片外RF滤波器和一个LNA。在这种情况下，集成电路仅需要一个RF输入，用于接收两个或更多个有用信道。
在连续带内CA中，存在至少两个有用信道，并且所有的有用信道在频域中彼此相邻或紧挨在一起。在非连续带内CA中，所有的有用信道不是相邻的，使得在频域中在一些信道之间存在间隙。在有用信道之间还可以存在阻断信号。阻断信号可以是例如分配用于其他用户或其他蜂窝运营商的信道。
通常，上述单个接收链可能不适合连续或非连续的带内CA。例如，如果阻断信号出现在非连续的有用信道之间，并具有接收链的模拟和/或数字信号处理电路不能容忍的功率电平，则单个接收链不适合非连续的带内CA。在这种情况下，信号处理必须在频域内划分为两个或更多个并行的接收链，并且每个接收链需要一对同相和正交本地振荡器信号用于对有用信道的不同子集进行下变频(每对同相和正交本地振荡器信号具有不同的频率)，尽管对于数字处理而言这些接收链可能共享单个数字处理器，。接收机需要与并行接收链的数目一样多的同相和正交本地振荡器信号对数。在这种情况下，需要每对本地振荡器信号均具有高频谱纯度。
存在针对改进的本地振荡器信号发生的需求。
发明内容
根据第一方面，提供了一种本地振荡器信号发生电路，包括：
源信号发生器，被布置为产生差模源信号；
缓存级，与源信号发生器的输出耦接，并布置为缓存差模源信号；
正交发生级，与缓存级的输出耦接，并被布置为根据缓存的差模源信号产生同相本地振荡器信号和正交本地振荡器信号，
其中缓存级包括：
初级差分放大器，具有与缓存级的输入耦接的输入，以及
次级差分放大器，具有与初级差分放大器的输出的输入，以及与缓存级的输出耦接的输出。
根据第二方面，提供了一种方法，包括：
产生差模源信号；
在缓存级中缓存差模源信号；
使用正交发生级来根据缓存的差模源信号产生同相本地振荡器信号和正交本地振荡器信号；
其中所述缓存包括：
在初级差分放大器中，至少部分地抑制在缓存级的输入处存在的初级共模信号，以及
在具有与初级差分放大器的输出耦接的输入和与缓存级的输出耦接的输出的次级差分放大器中，至少部分地抑制在次级差分放大器的输入处存在的次级共模信号。
初级和次级差分放大器可以使得能够以显著高的电平将差模源信号传送给正交发生级，以使用例如数字电路实现可靠的和高功效的正交发生级操作。初级差分放大器可以至少部分抑制在缓存级的输入处存在的初级共模信号，其可以使得共模伪信号的电平能够相对于传送给正交产生级的差分模式源信号的电平实现降低。次级差分放大器可以至少部分抑制在第二放大器的输入处存在的次级共模信号，其可以使得初级差分放大器产生的三阶互调产物相对于传送给正交产生级的差模源信号的电平实现进一步的电平降低。由于共模伪信号在次级差分放大器的输入处可以具有相对于它在初级差分放大器的输入处降低的电平，所以可以降低次级差分放大器产生的第三阶互调产物的电平。
初级差分放大器可以布置为具有至少10dB的共模抑制比例。次级差分放大器可以布置为具有至少10dB的共模抑制比例。这些值使能产生具有高频谱纯度的本地振荡信号。
次级差分放大器的输出可以经由高通滤波器与缓存级的输出耦接。类似地，在方法中，缓存可以包括：在至少部分抑制初级差分放大器中的初级共模信号并至少部分抑制次级差分放大器中的次级共模信号之后，在高通滤波器中对在次级差分放大器的输出处存在的源信号进行滤波。该特征允许使能由于要衰减的初级和/或次级差分放大器的第二阶非线性而产生的低频互调产物。
该正交产生级可以包括分频器。类似地，在该方法中，使用正交产生级根据缓存的差模源信号生成同相本地振荡信号和正交本地振荡信号可以包括在分频器中划分缓存的差模源信号。该特征支持在低复杂度下实现本地振荡器信号之间的精确正交关系。
根据第三方面，提供了一种无线接收机，其包括根据第一方面的本地振荡器信号发生电路。
根据第四方面，提供了一种集成电路，其包括根据第三方面的无线接收机。
根据第五方面，提供了一种无线收发机，其包括发射和机根据第三方面的无线接收机。
根据第六方面，提供了一种集成电路，其包括根据第五方面的无线收发机。
根据第七方面，提供了一种无线接收机，包括第一本地振荡器信号发生电路和第二本地振荡器信号发生电路，其中第一和第二本地振荡器信号发生电路中的至少一个是根据第一方面的，其中第一本地振荡器信号发生电路被布置为产生具有第一本地振荡器频率的第一正交相关本地振荡器信号，第二本地振荡器信号发生电路被布置为产生具有第二本地振荡器频率的第二正交相关本地振荡器信号，并且其中无线接收机包括第一下变频级和第二下变频级，第一下变频级被布置为将至少一个载波信号与第一正交相关本地振荡器信号进行混频，第二下变频级被布置为将另外的至少一个载波信号与第二正交相关本地振荡器信号进行混频。这种无线接收机可以以载波聚合模式操作，接收连续或非连续的载波信号。
根据第八方面，提供了一种无线接收机，包括发射机和根据第七方面的无线接收机。
在根据第八方面所述的无线收发机中，发射机可以被布置为以低于第一本地振荡器频率的发射频率来发射，其中第一本地振荡器信号发生电路的源信号具有第一源频率并且第二本地振荡器信号发生电路的源信号具有第二源频率，其中第二源频率高于第一源频率，并且发射频率与第一本地振荡器频率之间的差异可以等于第一源频率与第二源频率之间的差异。该特征通过避免需要禁用频率选择，实现了在针对载波聚合可以选择的载波选项方面的灵活性。
在根据第八方面所述的无线收发机中，发射机可以被布置为以高于第一本地振荡器频率的发射频率来发射，其中第一本地振荡器信号发生电路的源信号具有第一源频率并且第二本地振荡器信号发生电路的源信号具有第二源频率，其中第二源频率低于第一源频率，并且发射频率与第一本地振荡器频率之间的差异可以等于第一源频率与第二源频率之间的差异。该特征通过避免需要禁用频率选择，实现了在针对载波聚合可以选择的载波选项方面的灵活性。
根据第八方面的无线收发机可以被布置为用于同时进行发送和接收。
根据第九方面，提供了一种集成电路，包括根据第八方面的无线接收机。
现在参考附图仅通过示例描述优选实施例。
附图说明
图1是与天线耦接的接收机的框图示意图。
图2是第一本地振荡器发生电路的框图示意图。
图3是收发机的框图示意图。
图4是接收机的框图示意图。
图5是第二本地振荡器发生电路的框图示意图。
图6示出了接收机中的信号频谱。
图7是提供共模抑制的放大器的电路图。
图8是高通滤波器的电路图。
图9是另一高通滤波器的电路图。
具体实施方式
参照图1，具有直接变频结构的接收机10通过带通RF滤波器(BPF)13与天线3耦接。在该实施例中，接收机10实现在第一集成电路IC1(在图1中用虚线表示)中，并且在一些实施例中第一集成电路IC1还包括发射机。接收机10包括低噪声放大器(LNA)16，并且第一接收链包括第一下变频级120、第一同相低通滤波器(LPF)130(即布置用于对同相基带信号I1进行滤波的LPF)、第一正交LPF138(即布置用于对正交基带信号Q1进行滤波的LPF)、第一同相模数转换器(ADC)133(即布置用于对低通滤波后的第一同相基带信号I1进行数字化的ADC)、第一正交ADC141(即布置用于对低通滤波后的第一正交基带信号Q1进行数字化的ADC)、以及第一数字处理器136。第一下变频级120包括第一同相下变频混频器122(即布置用于通过对接收到的RF信号进行下变频来产生第一同相基带信号I1混频器)以及第一正交下变频混频器126(即布置用于通过对接收到的RF信号进行下变频来产生第一正交基带信号Q1的混频器)。接收机10还包括第一本地振荡器(LO)信号发生电路150，其被布置为产生第一同相本地振荡器信号LO1-I和第一正交本地振荡器信号LO1-Q，它们具有相同的第一LO频率FLO1和九十度相位差。
天线3与BPF13的输入12耦接。BPF13的输出14与LNA16的输入15耦接。LNA16的输出17与第一同相下变频混频器122的第一输入121耦接。第一同相下变频混频器122的第二输入123与第一LO信号发生电路150的第一输出151耦接，以接收第一同相LO信号LO1-I。第一同相下变频混频器122的输出124与第一同相LPF130的输入129耦接。第一同相LPF130的输出131与第一同相ADC133的输入132耦接。第一同相ADC133的输出134与第一数字处理器136的第一同相输入135耦接。
LNA16的输出17还与第一正交下变频混频器126的第一输入125耦接。第一正交下变频混频器126的第二输入127与第一LO信号发生电路150的第二输出152耦接，以接收第一正交LO信号LO1-Q。第一正交下变频混频器126的输出128与第一正交LPF138的输入137耦接。第一正交LPF138的输出139与第一正交ADC141的输入140耦接。第一正交ADC141的输出142与第一数字处理器136的第一正交输入143耦接。
接收到的RF信号从BPF13的输出14到第一同相和第一正交下变换混频器122，126的第一输入121，125的路径包括LNA16和中介耦接，该路径具有差分格式，即它们被布置为处理并路由具有分离的正负信号的差模信号，其中负信号是正信号的反转。类似地，第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q从第一LO信号发生电路150到第一同相和第一正交下变换混频器122，126的相应第二输入123，127的路径具有差分格式。类似地，第一同相和第一正交基带信号I1，Q1从第一同相和第一正交下变频混频器122，126的相应输出124，128到第一同相和第一正交ADC133，141的路径包括第一同相和第一正交LPF130，138以及中介耦接，该路径也具有差分格式。在附图中，用双线指示具有差分格式的互联。在其他实施例中，接收到的RF信号从BPF13的输出14到LNA16的输入15的路径可以具有单端格式，在LNA16中发生单端到差分的转换。
参照图2，第一LO信号发生电路150包括第一源信号发生器153、缓存级158和正交发生级170。第一源信号发生器153被布置为产生差分格式的在第一源频率FS1上的第一源信号S1，即第一源信号S1是差模信号。第一源信号发生器153包括采用第一压控振荡器(VCO)155的第一频率合成器154。在一个实施例中，第一源频率FS1是第一VCO155的振荡频率。在其他实施例中，在第一频率合成器154中通过分频从第一VCO155的振荡频率获得第一源频率FS1。第一源信号发生器153的输出156与第一缓存级158的输入157耦接。第一缓存级158包括第一初级差分放大器159、第一次级差分放大器160和第一高通滤波器(HPF)161。第一缓存级158的输入157以差分格式与第一初级差分放大器159的输入162耦接，第一初级差分放大器159的输出163以差分格式与第一次级差分放大器160的输入164耦接，并且第一次级差分放大器160的输出165以差分格式与第一HPF161的输入166耦接。第一HPF161的输出167也以差分格式与第一缓存级158的输出168耦接。第一初级差分放大器159是被布置为至少部分抑制在它的输入162处存在的并因此在第一缓存级158的输入157处存在的任何共模信号的差分放大器。因此，差模第一源信号S1的信干比(其中干扰是任意共模信号)在第一初级差分放大器159的输出163处比在第一初级差分放大器159的输入162处高。在一个示例中，第一初级差分放大器159具有至少10dB的共模抑制比。类似地，第一次级差分放大器160是被布置为至少部分抑制在它的输入164处存在的任意共模信号的差分放大器。因此，差模第一源信号S1的信干比(其中干扰是任意共模信号)在第一次级差分放大器160的输出165处比在第一次级差分放大器160的输入164处高。在一个示例中，第一次级差分放大器160具有至少10dB的共模抑制比。实际上，第一初级和第一次级差分放大器159，160可以是等同的。备选地，第一次级差分放大器160可以具有比第一初级差分放大器159低的共模抑制比。第一HPF161是可选的，并可以用于对可能由于第一初级或第一次级差分放大器159，160中的非线性而产生的低于第一源频率FS1的频率进行衰减。如果不存在第一HPF161，则第一次级差分放大器160的输出165可以与第一缓存级158的输出168直接耦接。
第一缓存级158的输出168以差分格式与第一正交发生级170的输入169耦接，第一正交发生级170产生第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q。在该实施例中，第一正交发生级170包括第一分频器DIV1，第一分频器DIV1被布置为通过二或另一整数(典型地为二的幂)对第一源信号S1的频率进行分频。实际上，在一些实施例中，第一正交发生级170是分频器DIV1。第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q具有与有用的接收到的RF信号的中心频率或载波频率相等的第一LO频率FLO1。在与第一LO信号发生电路150的第一输出151耦接的第一正交发生级170的第一输出171处以差分格式传送第一同相LO信号LO1-I，并在与第一LO信号发生电路150的第二输出152耦接的第一正交发生级170的第二输出172处以差分格式传送第一正交LO信号LO1-Q。
伴随第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q存在的、并因此使这些LO信号的频谱纯度劣化的伪信号可以以不同方式产生。例如，第一VCO155除了产生它的基频以外还可以产生谐波。如果第一VCO155经受干扰，则第一VCO155还可能传送干扰频率上的频率分量和干扰频率的谐波上的频率分量。此外，由于第一VCO155中的第三阶非线性度，还可能产生取决于第一源频率FS1和干扰频率二者的频率上的频率分量。这种干扰的源可能是与LO发生电路150处在相同设备中并因此靠近该LO发生电路150的另一振荡器。
伪信号可能伴随第一同相和第一正交信号LO信号LO1-I，LO1-Q出现的另一机制是：干扰被引入在第一LO信号发生电路150的元件之间的耦接，特别地被引入在第一源信号发生器153的输出156与第一缓存级158的输入157(或相应地，第一初级差分放大器159的输入162)之间的第一源信号S1的路径，特别是在该路径相对较长的情况下。第一初级或第一次级放大器159，160中的第三阶非线性会导致在取决于第一源频率FS1和感应干扰频率二者的频率上的伪信号。
无用或干扰信号的一个特定源是与接收机10实现在相同的设备中的发射机，所述无用或干扰信号可以通过伴随第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q存在的伪信号下变频到下变频后的有用信号占用的频率范围中，由此使得有用信号的信噪比劣化。这种无用或干扰信号可以出现，特别地由于来自发射机的在发射频率FTX上的泄漏而出现。
在适用于载波聚合的接收机(其中可能需要多于一个本地振荡器信号的)中，或更具体地在用于载波聚合的收发机(既包括发射机也包括接收机，并且其中需要发射机和接收机以频分复用(FDD)模式同时操作，特别是发射机和接收机实现在单个集成电路中的情况下)中，特别关注伴随第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q存在的伪信号和这种伪信号下变频后的干扰信号的上述问题。因此，作为示例说明，以下段落的描述关注这种情况。
参照图3，天线4与双工器(DX)6的第一端5耦接。适用于载波聚合并在第二集成电路IC2中实现的收发机100包括：具有与双工器6的第二端7耦接的输入9的接收机20，以及具有与双工器6的第三端8耦接的输出11的发射机30.
发射机30包括与数模转换器(DAC)36耦接的数字信号处理器(DSP)34，数模转换器(DAC)36被布置为将数字信号处理器34产生的用于发射的基带数字信号从数字域转换为模拟域。DAC36与上变频混频器40的第一输入38耦接，以将用于发射的基带模拟信号传送到上变频混频器40。上变频混频器40的第二输入42与发射机频率合成器44耦接，以接收发射机频率合成器44产生的上变频本地振荡器信号TX-LO。发射机频率合成器44包括发射机VCO46。上变频本地振荡器信号TX-LO具有与发射机30的发射频率FTX相等的频率。在以下段落中，通过示例的方式，考虑发射频率FTX等于发射机VCO46的频率，尽管这不是必须的，而是可以替代为在发射机频率合成器44中通过分频获得发射机频率FTX。通过上变频混频器40将用于发射的基带模拟信号上变频到RF处的发射机频率FTX，并且上变频混频器40的输出48经由功率放大器50与发射机30的输出11耦接。在其他实施例中，可以在第二集成电路IC2外部布置功率放大器50。
图4更详细地示出了图3的接收机20。参照图4，接收机20包括参照图1描述的接收机10的全部元件，且以相同方式耦接在一起，并可以以相同方式操作，不同在于：对于载波集合，接收到的信号是多个载波信号，并且接收机10的元件被布置为接收多个载波信号中的第一子集，通常该第一子集在载波信号中的频域间隙的一侧上。此外，图4的接收机20被布置为接收多个载波信号中的第二子集(该第二子集通常在间隙的另一侧)，并且包括第二接收链，该第二接收链包括第二下变频级220、被布置为对第二同相基带信号I2进行滤波的第二同相LPF230、被布置为对第二正交基带信号Q2进行滤波的第二正交LPF238、被布置为对低通滤波的第二同相基带信号I2进行数字化的第二同相ADC233、被布置为对低通滤波的第二正交基带信号Q2进行数字化的第二正交ADC241、以及第二数字处理器236，尽管第一和第二数字处理器136，236可被提供在公共数字处理器中。第二下变频级220包括：第二同相下变频混频器222，被布置为通过对多个载波信号中的第二子集进行下变频来产生第二同相基带信号I2；以及第二正交下变频混频器226，被布置为通过对多个载波信号中的第二子集进行下变频来产生第二正交基带信号Q2。接收机20还包括：第二LO信号发生电路250，被布置为产生第二同相本地振荡器信号LO2-I和第二正交本地振荡器信号FLO2，这两者具有相同的第二LO频率FLO2和90度相位差。
LNA16的输入15与接收机20的输入9耦接。LNA16的输出17，除了与第一同相下变频混频器122的第一输入121和第一正交下变频混频器126的第一输入125耦接以外，还与第二同相下变频混频器222的第一输入221耦接。第二同相下变频混频器222的第二输入223与第二LO信号发生电路250的第一输出251耦接，以接收第二同相LO信号LO2-I。第二同相下变频混频器222的输出224与第二同相LPF230的输入229耦接。第二同相LPF230的输出231与第二同相ADC233的输入232耦接。第二同相ADC233的输出234与第二数字处理器236的第二同相输入235耦接。LNA16的输出17还与第二正交下变频混频器226的第一输入225耦接。第二正交下变频混频器226的第二输入227与第二LO信号发生电路250的第二输出252耦接，以接收第二正交LO信号LO2-Q。第二正交下变频混频器226的输出228与第二正交LPF238的输入237耦接。第二正交LPF238的输出239与第二正交ADC241的输入240耦接。第二正交ADC241的输出242与第二数字处理器236的第二正交输入243耦接。
接收到的RF信号从双工器6的第二端7到第二同相和第二正交下变频混频器222，226的第一输入221，225的路径包括中介耦接和处理，该路径具有差分格式。类似地，第二同相和第二正交LO信号LO2-I，LO2-Q的从第二LO信号发生电路250到相应的第二同相和正交下变频混频器222，226的相应的第二输入223，227的路径具有差分格式。类似地，第二同相和第二正交基带信号I2，Q2的从第二同相和第二正交下变频混频器222，226的相应输出224，228到第一和第二同相和正交ADC233，241的路径包括第二同相和第二正交LPF230以及中介耦接，该路径也具有差分格式。
参照图5，第二LO信号发生电路250包括：第二源信号发生器253，用于产生差分格式的在第二源频率FS2上的第二源信号S2，即第二源信号S2是差模信号。第二源信号发生器253包括使用第二VCO255的第二频率合成器254。在一个实施例中，第二源频率FS2是第二VCO255的振荡频率。在其他实施例中，在第二频率合成器254中通过分频从第二VCO255的振荡频率获得第二源频率FS2。第二源信号发生器253的输出256与第二缓存级258的输入257耦接。第二缓存级258包括第二初级差分放大器259、第二次级差分放大器260和第二HPF261。第二缓存级258的输入257以差分格式与第二初级差分放大器259的输入262耦接，第二初级差分放大器259的输出263以差分格式与第二次级差分放大器260的输入264耦接，并且第二次级差分放大器260的输出265以差分格式与第二HPF261的输入266耦接。第二HPF261的输出267还以差分格式与第二缓存级258的输出268耦接。第二初级差分放大器259是被布置为至少部分抑制在它的输入262处存在的并因此在第二缓存级258的输入257处存在的任何共模信号的差分放大器。因此，差模第二源信号S2的信干比(其中干扰是任意共模信号)在第二初级差分放大器259的输出263处比在第二初级差分放大器259的输入262处高。在一个实施例中，第二初级差分放大器259具有至少10dB的共模抑制比。同样，第二次级差分放大器260是被布置为至少部分抑制在它的输入264处存在的任意共模信号的差分放大器。因此，差模第二源信号S2的信干比(其中干扰是任意共模信号)在第二次级差分放大器260的输出265处比在第二次级差分放大器260的输入264处高。在一个示例中，第二次级差分放大器260具有至少10dB的共模抑制比。实际上，第二初级和第二次级差分放大器259，260可以是等同的。第二HPF261是可选的，并可以用于对可能由于的第二初级或第二次级差分放大器259，260中的非线性而产生的低于第二源频率FS2的频率进行衰减。如果不存在第二HPF261，第二次级差分放大器260的输出265可以与第二缓存级258的输出268直接耦接。
第二缓存级258的输出268以差分格式与第二正交发生级270的输入269耦接，第二正交发生级270产生第二同相和第一正交LO信号LO2-I，LO2-Q。在该实施例中，第二正交发生级270包括第二分频器DIV2，该第二分频器DIV2被布置为通过二或另一整数(典型地为二的幂)对第二源信号S2的频率进行分频。实际上，在一些实施例中，第二正交发生级270是分频器DIV2。在载波聚合的情况下，第二同相和第二正交LO信号LO2-I，LO2-Q具有与多个载波信号中的第二子集的中心频率相等的第二LO频率FLO2。在与第二LO信号发生电路250的第一输出251耦接的第二正交发生级270的第一输出271处以差分格式传送第二同相LO信号LO2-I，并在与第二LO信号发生电路250的第二输出252耦接的第二正交发生级270的第二输出272处以差分格式传送第二正交LO信号LO2-Q。
通过示例的方式，在以下段落中，考虑第一源信号发生器153产生的第一源信号S1的第一源频率FS1与第一VCO155振荡在的第一VCO频率FVCO1相等。类似地，考虑第二源信号发生器253产生的第二源信号S2的第二源频率FS2与第二VCO255振荡在的第二VCO频率FVCO2相等，并大于第一源频率FS1。第二和第一VCO频率FVCO2和FVCO1之间的差异被表示为ΔVCO＝FVCO2-FVCO1。图6的曲线b)示出了第一VCO155的频谱，其具有第一VCO频率FVCO1处的频谱分量，并且图6的曲线c)示出了第二VCO255的频谱，其具有第二VCO频率FVCO2处的频谱分量。
由于第二集成电路IC2中第一和第二VCO155，255之间的有限隔离，振荡彼此间耦接。例如，考虑第一VCO155作为受害者并且第二VCO255作为入侵者电路，第一VCO155的输出频谱，并且因此第一源信号S1除第一VCO频率FVCO1和它的谐波以外，如图6，曲线b)所示还由频率FVCO2处的伪频谱分量组成。为了清楚，图6中未示出谐波。此外，由于第一VCO155的第三阶非线性度，由第一VCO155产生频率在
2FVCO1-FVCO2＝FVCO1-ΔVCO处、
幅度正比于AVCO1 2·AVCO2的伪频率分量，其中AVCO1和AVCO2分别是第一VCO155在FVCO1和FVCO2处产生的频谱分量的电压幅度。以下示出了在频率FVCO1-ΔVCO处伪频谱分量在集成的带内CA接收机中可能非常成问题。因此，实施例旨在使该频率处伪频谱分量的发生最小。
由于第一VCO155的第三阶非线性度，通过第一VCO155产生频率为2FVCO2-FVCO1＝FVCO1+2ΔVCO的伪频率分量，但由于它的幅度正比于AVCO1·AVCO2 2，并且AVCO2＜＜AVCO1，该伪频谱分量远小于频率FVCO1-ΔVCO处的伪频谱分量。因此可以将其忽略并不在图6，曲线b)中示出。
图6，曲线c)示出了具有第二VCO频率FVCO2处的频谱分量的第二VCO255的频谱。除了如上所述从第二VCO255到第一VCO155的耦接以外，还可以存在从第一VCO155到第二VCO255的耦接，其导致第二VCO255的频谱中的伪频谱分量，但是本文没对这些进行具体描述，并不在图6，曲线c)中示出。
在第一正交发生级170执行的正交发生中，第一VCO155的频谱分量被转换到第一同相和第一正交本地振荡器信号LO1-I，LO1-Q的第一LO频率FLO1。例如，假设以2分频，FLO1＝FVCO1/2，并且传送到第一同相和第一正交下变频混频器122，126的第一LO频率FLO1处的第一同相和第一正交本地振荡器信号具有频率FLO1-ΔVCO处的伪频谱分量。此外，第一VCO155产生的第二VCO频率FVCO2处的伪频谱分量通过分频转换到频率FLO1+ΔVCO，但由于该伪频谱分量不像频率FLO1-ΔVCO处的伪频谱分量一样有害，以下将不对其进行进一步讨论。图6，曲线d)示出了第一LO频率FLO1处的第一同相和第一正交本地振荡器信号LO1-I，LO1-Q的频谱，其中具有处于频率FLO1+ΔVCO处的伪频谱分量。图6，曲线e)示出了在第二LO频率FLO2处的第二同相和第二正交本地振荡器信号LO2-I，LO2-Q的频谱。第一和第二同相本地振荡器信号LO1-I，LO2-I之间的频率差异以及第一和第二正交本地振荡器信号LO1-Q，LO2-Q之间的频率差异是FLO2-FLO1＝ΔVCO/2，即等于第一和第二VCO频率FVCO1，FVCO2之间的频率差异的一半。
第一和第二VCO155，255由于第一和第二VCO155，255之间的直接耦接产生的伪频谱分量在第一和第二源信号发生器153，253各自的输出156，256处以差模信号出现，并且因此不能在分别与第一和第二源信号发生器153，253的输出156，256耦接的差模电路中被抑制。然而，能够通过若干已知技术(例如通过在VCO核中采用8形电感器，以及通过增加在第二集成电路IC2中第一和第二VCO155，255之间的距离)改进第二集成电路IC2中同时操作的第一和第二VCO155，255之间的隔离。因此用这种方式，由于第一和第二VCO155，255之间的直接耦接导致的差模信号可以减小到忽略不计的电平。
集成电路布局的约束，包括分离第一和第二VCO155，255的需要，和将第一和第二正交发生级170，270分别放置在靠近第一和第二下变频级120，220以使信号衰减最小的需要，会导致第一和第二源信号S1，S2的在相应第一和第二源信号发生器153，253的输出156，256与相应第一和第二正交发生级170，270的输入169，269之间的长的信号路径。典型地，使用亚微米互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺实现第一和第二集成电路IC1，IC2，具体地，第一和第二正交发生级170，270采用具有轨到轨电压的信号。然而，第一和第二源信号S1，S2可以在1.5GHz至5GHz的范围内，并且在这些频率上这些长的信号路径会导致信号衰减。因此，第一和第二源信号S1，S2在被传送给相应的第一和第二正交发生级170，270之前分别由第一和第二缓存级158，258放大或缓存。第一和第二缓存级158，258(也可被称为放大级)位于相应的第一和第二正交发生级170，270附近。因此，第一和第二源信号S1，S2的在相应第一和第二源信号发生器153，253的输出156，256与相应第一和第二缓存级158，258的输入157，257之间的信号路径可以较长，例如若干毫米。
这种长的信号路径可能成为干扰源并且也可能是磁耦引起的干扰的受害者。例如，可能从第二源信号发生器253的输出256与第二缓存级258的输入257之间的信号路径辐射出频率FVCO2处的干扰，并且可能因为磁耦在第一源信号发生器153的输出156和第一缓存级158的输入157之间的信号路径中引起该干扰。该引起的干扰通常是共模的而非差模的，在差模连接的正和负耦接二者处感应出相同的幅度和相位或极性的信号。
结果，在第一缓存级158的输入157处传送的作为频率FVCO1处的差模信号的第一源信号S1可能伴随有如上所述由于第一和第二VCO155，255之间的直接耦接产生的在频率FVCO1+ΔVCO处的差模伪信号，以及还伴随有如上所述由于磁耦产生的在频率FVCO2处的共模伪信号。然而，如以上所指示的，可以使用例如在VCO核中采用8形电感器并增加第一和第二VCO155，255之间的距离之类的技术将这些差模伪信号减小到忽略不计的电平。
在第一正交发生级170的第一分频器DIV1中，频率FVCO2处的共模伪信号以及第一正交发生级170的输入169处的第一源频率FS1＝FVCO1上的所需第一源信号S1一起可能创建在频率FLO1-ΔVCO处的第一正交发生级170的第一同相和第一正交输出171，172处的差模伪LO信号，其中FLO1＝FVCO1/2，假设在第一分频器DIV1中进行2分频，并且这种差模伪LO信号在以差模操作的后续电路中不会被抑制，原因在于差模电路仅能够抑制共模信号。
当在FDD无线电系统中采用收发机100时，收发机30在上行链路频带中进行发射并且同时接收机20在下行链路频带中进行接收。典型地，上行链路频段处于比下行链路频段低的频率，尽管它也可能更高。上行链路和下行链路频带之间的频率分离被称为双工频率，并且在文本中标记为ΔDUP。在FDD操作期间，发射信号的一些可能被泄漏至接收机20中。这种发射机漏信号会导致接收机20的退敏效应(desensitisatiOn)。此外，当接收机20用于带内载波聚合时，如果第一和第二VCO155，255的操作频率之间的差异等于双工频率，即如果ΔDUP＝ΔVCO＝FVCO2-FVCO1，则频率FVCO1-ΔVCO处的伪LO信号会将发射机漏信号下变频到所需接收信号占用的相同频率，原因在于，在这种情况下，伪LO信号的频率等于发射机漏信号的发射频率FTX。实践中，因为发射信号通常被调制，如果频率FLO1-ΔVCO处的伪LO信号与发射机漏信号的中心频率之间的频率分离小于发射机漏信号的RF带宽，则发射机漏信号将至少部分地下变频到有用RF信号占用的频率范围中。这里假设发射信号和接收的有用RF信号的RF带宽相等。图6的曲线a)示出了在发射频率FTX处的发射机漏信号TX的频谱，聚合载波信号在频率FRX1处的第一子集标记为RX1，其中ΔDUP＝FRX1-FTX并且ΔDUP＝ΔVCO，并且聚合载波信号在频率FRX2处的第二子集标记为RX2。图6的曲线f)示出了基带信号，聚合载波信号的第一子集RX1通过第一LO频率FLO1处的第一同相和第一正交本地振荡器信号LO1-I，LO1-Q下变频至基带，并且发射频率FTX处的发射机漏信号TX通过频率FLO1-ΔVCO处的同相和正交伪LO信号下变频至基带，原因是FTX＝FLO1-ΔVCO，由此使聚合载波信号的第一子集的信噪比劣化。图6的曲线g)示出了通过第二LO频率FLO2处的第二同相和第二正交本地振荡器信号LO2-I，LO2-Q下变频至基带的聚合载波信号RX2的第二子集。
实践中，包括聚合载波信号的第一和第二子集的有用接收RF信号的功率在LNA16的输入15处可以处于-100dBm的数量级，而发射机信号漏功率可能约-30dBm，大了约70dB。因此，假设在第一同相和第一正交ADC133，141的相应输入132，140处，要求将下变频发射机信号泄漏控制为例如比有用接收信号低10dB的电平，以将信噪比的劣化限制为可容忍的量，发射机漏信号的频率FTX处的伪LO信号的电平需要比在第一同相和第一正交上变频混频器122，126各自的第二输入123，127处的第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q的电平低至少80dB。
如以下所述，第一缓存级158操作用于降低由于发射机泄漏通过在频率FLO1-ΔVCO处的伪LO信号进行的下变频导致的下变频后的聚合载波信号的第一子集RX1的信噪比的劣化。第一缓存级158被布置为通过下述方式实现这一点：抑制在第一源信号发生器153的输出156与第一缓存级158的输入157之间的连接中引入的在频率FVCO2上的共模伪信号，使得在到达第一正交发生级170之前，伪LO信号的电平相对于第一源信号S1的电平而言实现了降低。在第一缓存级158不如下描述进行操作的情况下，频率FVCO2处的共模伪信号的电平可以处于1mV的数量级，而频率FVCO1处的差模第一源信号S1在第一正交发生级170的输入169处可以处于400mV的数量级。因此，第二缓存级258可以减小下变频后的聚合载波信号的第二子集RX2的信噪比因干扰信号造成的劣化。
参照图2，第一初级和第一次级差分放大器159，160除了配置为将差模第一源信号S1放大至合适电平以驱动第一正交发生级170之外，均还被布置为：提供共模信号相对于第一源信号S1的电平而言的衰减，以衰减由例如磁耦引起的具体在频率FVCO2处的伪信号。
由于第一初级差分放大器159的第三阶非线性，产生频率FVCO1-ΔVCO处的第三阶互调分量，并且其出现在第一初级差分放大器159的输出163处。由于感应出的在频率FVCO2处的伪信号是共模信号，该互调产物也是共模信号，并因此在第一次级差分放大器160中被至少部分抑制或衰减。相对于第一初级差分放大器159产生的第三阶互调产物而言，由第一次级差分放大器160执行的在频率FVCO1-ΔVCO处的第三阶互调产物的产生被降低，原因在于在第一初级差分放大器159中衰减了频率FVCO2处的伪信号。用这种方式，第一初级和第一次级差分放大器159，160的级联组合减小了伴随着在第一正交发生级170的输入169处传送的第一源信号S1的在频率FVCO1-ΔVCO处的伪信号的电平，并因此降低了伴随着通过第一正交发生级170向第一同相和第一正交混频器122，126的第二输入123，127传送的第一同相和第一正交LO信号LO1-I，LO1-Q的在频率FLO1-ΔVCO处的伪信号的电平，由此减小被下变频到接收的有用信号的带宽(即载波的第一子集RX1)中的频率FLO1-ΔVCO处的无用信号的量。具体地，在ΔVCO＝ΔDUP的收发机中，减小了发射机泄漏的影响。
第一初级和第一次级差分放大器159，160的第二阶非线性会导致由频率FVCO1处的第一源信号S1和频率FVCO2处的感应出的伪信号所产生的处于相对低的频率FVCO2-FVCO1＝ΔVCO处的差模附加伪信号。该附加伪信号在第一正交发生级170中通过分频上变频至FLO1-ΔVCO，其中可能导致发射机泄漏的下变频，使下变频后的有用信号的信噪比发生劣化。因此，第一高通滤波器159被布置为在第一正交发生级170中进行的分频之前，在低频处衰减该附加伪信号，以降低这种劣化。
参照图7，第一初级差分放大器159的实施例(也可被用于第一次级差分放大器160和第二初级和第二次级差分放大器259，260)包括第一n通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管M1，M1具有与地GND耦接的源极、与第一初级差分放大器159的输出163中的正输出端163+耦接的漏极(该正输出端163+具有差分格式)、以及通过第一直流(DC)阻断电容器C1与第一初级差分放大器159的输入162中的负输入端162-耦接的栅极(该负输入端162-也具有差分格式)。第二NMOS晶体管M2具有与正输出端163+耦接的源极、与负电压轨Vdd耦接的漏极、以及通过第二DC阻断电容器C2与第一初级差分放大器159的输入162中的正输入端162+耦接的栅极。第一和第二DC阻断电容器C1，C2被布置为在第一源频率FS1上充当对第一源信号S1的短路。第三NMOS晶体管M3具有与地GND耦接的源极、与第一初级差分放大器159的输出163中的负输出端163-耦接的漏极、以及通过第三DC阻断电容器C3与正输入端162+耦接的栅极。第四NMOS晶体管M4具有与负输出端163-耦接的源极、与负电压轨Vdd耦接的漏极、以及通过第四DC阻断电容器C4与负输入端162-耦接的栅极。为了清楚，图7省去了偏置细节。如果第一至第四NMOS晶体管M1…M4被偏置在相等的电流电平，并且它们的纵横比或尺寸相等，则参照图7描述的电路提供了对共模信号的衰减或至少部分抑制。
在使用一个或更多个CMOS反相器的级联来替代第一和第二初级和次级差分放大器159，160，259，260的情况下，尽管向第一正交发生级170的输入169和第二正交发生级270的输入269传送了轨到轨信号电压，但是不提供共模衰减，并因此不能提供本文公开的由第一和第二初级和次级差分放大器159，160，259，260提供的优点。此外，这种反相器会增加伪本地振荡器信号的电平，原因是一个CMOS反相器产生的第三阶互调产物会被第二后续CMOS反相器放大，并且第二CMOS反相器自身将产生附加的第三阶互调失真。
参照图8，第一HPF161的第一实施例(其还可以用于第二HPF261)包括：耦接在第一HPF161的输入166中的正输入端166+与第一HPF161的输出167中的正输出端167+之间的第一滤波器电容器C1P。第二滤波器电容器C1N耦接在第一HPF161的输入166中的负输入端166-和第一HPF161的输出167中的负输出端167-之间。第一滤波器电阻器R1P耦接在正输出端167+和偏压VB之间，并且第二滤波器电阻器R1N耦接在负输出端167-和偏置电压VB之间。第一HPF161的该第一实施例使正交发生级170的输入169偏置在偏置电压VB。
参照图9，第一HPF161的第二备选实施例(其还可以用于第二HPF261)包括：耦接在第一HPF161的输入166中的正输入端166+与第一节点N1之间的第三滤波器电容器C2P、耦接在正输入端166+和第一HPF161的输出167的正输出端167+之间耦接的第四滤波器电容器C3P、耦接在第一节点N1和第二节点N2之间的第三滤波器电阻器R2P、耦接在正输入端166+和第二节点N2之间的第四滤波器电阻器R3P，以及耦接在第一节点N1和正输出端167+之间的第五滤波器电阻器R4P。还存在耦接在第一HPF161的输入166中的负输入端166-与第三节点N3之间的第五滤波器电容器C2N、耦接在负输入端166-和第一HPF161的输出167中的负输出端167-之间的第六滤波器电容器C3N、耦接在第三节点N3和第二节点N2之间的第六滤波器电阻器R2N、耦接在负输入端166-和第二节点N2之间的第七滤波器电阻器R3N、耦接在第三节点N3和负输出端167-之间的第八滤波器电阻器R4N。第一HPF161的该第二实施例将共模DC电压电平从它的输入166向它的输出167耦接，由此使得在偏置正交发生级170时能够使用该共模DC电压。
尽管已经描述了其中第一源频率FS1与第一VCO频率FVCO1相等，并且第二源频率FS2与第二VCO频率FVCO2相等的实施例，但是在其他实施例中，可以在第一频率合成器154中通过分频来从第一VCO155振荡的第一VCO频率FVCO1获得第一源频率FS1，和/或可以在第二频率合成器254中通过分频来从第二VCO255振荡的频率FVCO2获得第二源频率FS2。针对这些实施例，由于第一和第二本地振荡器发生电路150，250之间的有限隔离，可以在第一和第二源信号S1，S2的任一侧以ΔS＝|FS1-FS2|的频率间隔产生伪频谱分量。在图6中示出的或参照图6描述的场景可以通过在图6中用第一和第二源频率FS1，FS2来替代第一和第二VCO频率FVCO1，FVCO2以及通过用ΔS替换ΔVCO而适用于这种实施例。
尽管已经描述了其中第二VCO频率FVCO2高于第一VCO频率FVCO1、第二LO频率FLO2高于第一LO频率FLO1、并且第二源频率FS2高于第一源频率FS1的实施例，但是备选地可以应用各第一和第二频率之间的相反的关系，例如，第二VCO频率FVCO2低于第一VCO频率FVCO1。在说明书和权利要求中，提到两个频率之间的差旨在指这种差的幅度，而不旨在暗示一个具体频率高于另一频率。因此，标记为ΔVCO的第二和第一VCO频率FVCO2和FVCO1之间的差异，可以更一般地标记为FVCO2-FVCO1的模，即，|FVCO2-FVCO1|或FVCO1-FVCO2的模|FVCO1-FVCO2|。类似地，双工频率ΔDUP总具有正值。
此外，尽管已经描述了其中发射频率FTX低于无线收发机接收频率FRX1和FRX2的无线收发机的实施例，但是在其他实施例中，发射频率FTX可以高于收发机接收的频率FRX1和FRX2。在无线收发机100的一些实施例中，发射机30的发射频率FTX低于第一同相和正交LO信号LO1-I，LO1-Q的第一LO频率FLO1，第一本地振荡器信号发生电路150的源信号S1具有第一源频率FS1，并且第二本地振荡器信号发生电路的源信号S2具有第二源频率FS2，其中第二源频率FS2高于第一源频率FS1，并且发射频率FTX与第一LO频率FLO1之间的差异等于第一源频率FS1与第二源频率FS2之间的差异ΔS。在无线收发机100的其他实施例中，发射机30的发射频率FTX高于第一同相和正交LO信号LO1-I，LO1-Q的第一LO频率FLO1，第二源频率FS2低于第一源频率FS1，并且发射频率FTX与第一LO频率FLO1的差异等于第一源频率FS1和第二源频率FS2之间的差异ΔS。
尽管已经描述了采用直接变频接收机结构的实施例，但这不是必须的，并且所公开的本地振荡器信号发生电路可以与其他接收机结构一起使用，例如低中频(IF)结构或采用多于一个频率下变频级的结构。
尽管已经描述了采用具有直接变频结构的发射机的实施例，这不是必须的并且可以采用具有多于一个频率上变频级的其他发射机结构。
公开的本地振荡器信号发生电路对于多模和多频带(例如可以具有多达10至20个接收机输入)无线接收机和收发机特别有利，由于在这种情况下可能不得不将合成器输出信号路由至若干接收机，由此增加辐射的几率和伪信号的感应。
尽管已经具体结合适用于载波聚合的接收机和发射机描述了所公开的本地振荡器信号发生电路，它的应用不限于这种接收机或发射机，并且它还可以有利地用于例如接收单载波的其他类型的接收机和发射机中。
尽管已经参照非连续载波聚合描述了图4中所示的接收机20，接收机20还可以用于连接载波聚合，在连续载波聚合中多个载波信号的第一和第二子集之间不存在间隙。
尽管已经描述了其中发射机被布置为以低于收发机接收的频率的发射频率进行发射的实施例，在其他实施例中发射频率可以高于接收频率。具体地，在其中接收机被布置为产生具有第一频率的第一正交-相关的本地振荡器信号和具有第二频率的第二正交-相关本地振荡器信号的接收机中，发射频率可以与第一和第二频率不同，并且发射频率和第一频率之间的差异可以与第一频率和第二频率之间的差异相等。因此，发射频率可以高于第一和第二频率二者，或低于第一和第二频率二者。
尽管已经具体结合移动电话的接收机和收发机描述了公开的本地振荡器信号发生电路，但是它的应用不限于这种接收机或收发机。
尽管已经描述了采用FDD并且具有等于第一和第二源信号之间的频率差异的双工频率，并更具体地等于第一和第二VCO155，255之间的频率差异的双工频率的实施例，但是在不存在这些限制的应用中可以有利地采用所公开的本地振荡器信号发生电路。
尽管已经描述了其中在集成电路中实现接收机或发射机的实施例，但这不是必要特征。
其他变型和修改对于本领域技术人员将是明显的。这些变型和修改可能涉及已知的并且可以替代于或附加于本文描述的特征来使用的等同的或其他特征。不同实施例中的上下文中描述的特征可以以结合的形式在单个实施例中提供。反之，单个实施例的上下文描述的特征也可以分别地提供，或以适当的子组合来提供。
应该注意：所陈述的术语″包括″不排除其它元件或步骤，术语″一″不排除复数，单个处理器或其它单元可以执行权利要求中引用的多种装置的功能，权利要求中的附图标记不应理解为限制权利要求的范围。还应当注意的是，在组件被描述为“布置为”或“适用于”执行特定功能的情况下，根据考虑组件的上下文，可能适合于认为该组件仅适合“用于”执行该功能。贯穿上下文，除非具体上下文另有明示，这些术语通常可以认为是可互换的。还应当注意附图不一定是按比例的绘制的，而是通常将重点放在了说明本发明的原理上。

Claims (15)

1.一种本地振荡器信号发生电路(150)，包括：
源信号发生器(153)，被布置为产生差模源信号；
缓存级(158)，与源信号发生器(153)的输出(156)耦接，并被布置为缓存差模源信号；
正交发生级(170)，与缓存级(158)的输出(168)耦接，并被布置为根据缓存的差模源信号产生同相本地振荡器信号和正交本地振荡器信号，
其中所述缓存级(158)包括：
初级差分放大器(159)，具有与缓存级(158)的输入(157)耦接的输入(162)，以及
次级差分放大器(160)，具有与初级差分放大器(159)的输出(163)耦接的输入(164)，以及与缓存级(158)的输出(168)耦接的输出(165)。
2.根据权利要求1所述的本地振荡器信号发生电路(150)，其中次级差分放大器(160)的输出(165)经由高通滤波器(161)与缓存级(158)的输出(168)耦接。
3.根据前述任一项权利要求所述的本地振荡器信号发生电路(150)，其中所述正交发生级(170)包括分频器(DIV1)。
4.一种无线接收机(10)，包括根据前述任一项权利要求所述的本地振荡器信号发生电路(150)。
5.一种集成电路(IC1)，包括根据权利要求4所述的无线接收机(10)。
6.一种无线收发机(100)，包括发射机(30)和根据权利要求4所述的无线接收机(10)。
7.一种无线接收机(20)，包括第一本地振荡器信号发生电路(150)和第二本地振荡器信号发生电路(250)，其中第一和第二本地振荡器信号发生电路(150，250)中的至少一个如权利要求1至3中的任一项所述，其中第一本地振荡器信号发生电路(150)被布置为产生具有第一本地振荡器频率的第一正交相关本地振荡器信号，并且第二本地振荡器信号发生电路(250)被布置为产生具有第二本地振荡器频率的第二正交相关本地振荡器信号，并且无线接收机(20)包括第一下变频级(120)和第二下变频级(220)，第一下变频级(120)被布置为将至少一个载波信号与第一正交相关本地振荡器信号进行混频，第二下变频级(220)被布置为将另外的至少一个载波信号与第二正交相关本地振荡器信号进行混频。
8.一种集成电路(IC2)，包括根据权利要求7所述的无线接收机(20)。
9.一种无线收发机(100)，包括发射机(30)和根据权利要求7所述的无线接收机(20)。
10.根据权利要求9所述的无线收发机(100)，其中发射机(30)被布置为以低于第一本地振荡器频率的发射频率来发射，其中第一本地振荡器信号发生电路(150)的源信号具有第一源频率，而第二本地振荡器信号发生电路(250)的源信号具有第二源频率，其中第二源频率高于第一源频率，并且发射频率和第一本地振荡器频率之间的差异等于第一源频率与第二源频率之间的差异。
11.根据权利要求9所述的无线收发机(100)，其中发射机(30)被布置为以高于第一本地振荡器频率的发射频率来发射，其中第一本地振荡器信号发生电路(150)的源信号具有第一源频率，而第二本地振荡器信号发生电路(250)的源信号具有第二源频率，其中第二源频率低于第一源频率，并且发射频率和第一本地振荡器频率之间的差异等于第一源频率与第二源频率之间的差异。
12.根据权利要求10或权利要求11所述的无线收发机(100)，被布置为同时进行发射和接收。
13.一种集成电路(IC2)，包括根据权利要求9至12中任一项所述的无线收发机(100)。
14.一种方法，包括：
产生差模源信号；
在缓存级(158)中缓存差模源信号；
使用正交发生级来根据缓存的差模源信号产生同相本地振荡器信号和正交本地振荡器信号，
其中所述缓存包括：
在初级差分放大器(159)中，至少部分地抑制在缓存级(158)的输入(157)处存在的初级共模信号，以及
在具有与初级差分放大器(159)的输出(163)耦接的输入(164)和与缓存级(158)的输出(168)耦接的输出(165)的次级差分放大器(160)中，至少部分抑制地在次级差分放大器(160)的输入(164)处存在的次级共模信号。
15.根据权利要求13所述的方法，其中所述缓存包括：当在初级差分放大器中至少部分地抑制初级共模信号并在次级差分放大器中至少部分地抑制次级共模信号之后，在高通滤波器中对在次级差分放大器的输出处存在的源信号进行滤波。
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