JP3996458B2

JP3996458B2 - ダブル・アップコンバージョン変調器

Info

Publication number: JP3996458B2
Application number: JP2002194338A
Authority: JP
Inventors: カザグランドアルノード
Original assignee: アスラブソシエテアノニム
Priority date: 2001-07-10
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2007-10-24
Anticipated expiration: 2022-07-03
Also published as: CN1290361C; KR20030007035A; US20030011861A1; TWI279111B; CA2390630A1; KR100863657B1; JP2003101598A; CN1399488A; US6728527B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交ダブル周波数アップコンバージョン変調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｄｏｕｂｌｅｆｒｅｑｕａｎｃｙｕｐ−ｃｏｎｖｅｒｔｉｏｎｍｏｄｕｌａｔｏｒ）に関し、特に移動電話機の送信回路に使用されるものである。前記ダブル・アップコンバージョン変調器は、第１の変調ユニットにより形成される第１の周波数アップコンバージョン段を含む。第１の変調ユニットは、１つの入力に４相ベースバンド信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅｄｂａｓｅｂａｎｄｓｉｇｎａｌ）を受信する。４相ベースバンド信号は、第１の同相ベースバンド信号、第２の同相反転ベースバンド信号、第３の直交位相ベースバンド信号および第４の直交位相反転ベースバンド信号で構成される。この第１ユニットは４相搬送信号（ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅｄｃａｒｒｉｅｒｓｉｇｎａｌ）により制御され、４相搬送信号は、第１中間周波数により直交位相変調され、第１の同相搬送信号、第２の同相反転搬送信号、第３の直交搬送信号および第４の直交反転搬送信号で構成される。前記変調ユニットは、第１の中間周波数にアップコンバートされた信号を、その出力に供給する。
【０００２】
【従来の技術】
この形式の単純な直交変調器内のアップコンバージョンは、単一の変調ユニットにより形成され、先行技術において周知である。図１に示される変調器は、２つの平衡ミキサ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｍｉｘｅｒ）１０および１２を含む。第１のミキサ１０は、その入力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを受信し、第２のミキサ１２は、その入力に直交位相ベースバンド信号ｂｂＱを受信する。前記２個のミキサ１０および１２は、高周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑにより制御される。前記高周波搬送信号は、図示されない直交信号ジェネレータの高い周波数により取得される。第１のミキサ１０は、高周波同相搬送信号ＨＦ＿Ｉにより制御される。第２のミキサ１２は、高周波直交搬送信号ＨＦ＿Ｑにより制御され、すなわち信号は、搬送信号ＨＦ＿Ｉに対し９０°位相がシフトされる。ミキサ１０および１２の出力に供給された信号は、搬送信号の周波数に変調された直交変調信号となる。変調器の出力に設置されている加算器１４は、その出力において高周波変調信号ＨＦ＿Ｍを提供するために、２つの変調信号を合成する。
【０００３】
先行技術で知られている、他の形式の単純な直交変調アップコンバージョンを図２に示す。この変調器は上に示したものと全く同じ原理で動作する。直交変調信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑの高周波の生成において、先の変調器との違いがある。ここでは、高周波ジェネレータ２６は、変調出力信号に求められる周波数の２倍の周波数２ＨＦの搬送信号を生成するために使用される。直交２分周器２８が、ジェネレータ２６の１つの出力に設置されており、前記変調器の平衡ミキサ２０および２２の制御に求められる変調周波数において、完全に直交する搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを取得することを可能にする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１の単純なアップコンバージョン変調器の欠点は、互いに完全に直交する高周波搬送信号ＨＦ＿ＩおよびＨＦ＿Ｑを生成する必要があることである。そのような信号ジェネレータは、９０°の位相シフトを十分正確に保証できないとしてもたちまち複雑になる。さらにこのようなジェネレータの消費電力の問題も非常に重要である。
【０００５】
図２の形式の変調器の欠点は、設計周波数の２倍の周波数の信号を生成するために使用される高周波ジェネレータ２６の消費電力が大きすぎることである。実際に、設計周波数を１ＧＨｚ程度の周波数、例えば移動電話の動作範囲である９００ＭＨｚとする場合、ジェネレータは１．８ＧＨｚの周波数の信号を生成しなければならない。
【０００６】
これらの技術分野の当業者にとっての不変の問題は、広くポータブル通信機器に組み込まれる低消費電力回路の製作し、さらに直交信号変調の品質の最適条件を得ることである。
【０００７】
本発明は、上記の欠点を解消することを可能にことにより特徴付けられる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
したがって既に明記したように、本発明は前記第１段が、第１の変調ユニットと同様の第２の変調ユニットによっても形成され、
前記第２の変調ユニットが、
第１、第２、第３および第４のベースバンド信号を受信し、
前記第１の中間周波数の第１、第２、第３および第４の搬送信号によって形成される搬送信号によってコントロールされ、および
１つの出力に、前記第１のアップコンバートされた信号に対して逆の位相で前記第１の中間周波数の第２のコンバートされた信号を与え、
前記第１段がさらに前記第１の変調ユニットと同様の第２の変調ユニットから形成されることを特徴とし、
および前記変調器が、さらに第２のアップコンバージョン段を含み、
第２のアップコンバージョン段が、
前記第１の中間周波数の前記第１および前記第２のアップコンバートされた信号をそれぞれ受信し、
第５の同相搬送信号および第６の同相反転搬送信号により形成される第２の中間周波数の２つの搬送信号によりコントロールされ、および
前記第１および前記第２の中間周波数の合計に対応する周波数の高周波信号を１つの出力にあたえることを特徴とするダブルコンバージョン変調器に関する。
【０００９】
これにより本発明による変調器は、低い消費電力の変調を達成することができる。実際に、入力ベースバンド信号を高い周波数の出力信号に置き換えるために使用される搬送信号は、高い出力変調周波数より低い中間周波数である。したがって、周波数をより低くすることによって、搬送波を与えるために使用されるジェネレータの消費電力量がより低くなる。
【００１０】
これらの技術分野の当業者にとって、もう一つの不変の問題は、できうる限りきれいな変調信号を生成する必要があることである。このためには、不平衡構造に現れるストレイ（ｓｔｒａｙ）信号またはフィードスルー（ｆｅｅｄｔｈｒｏｕｇｈ）信号を除去することが不可欠である。
【００１１】
これが、本発明の好適実施例において、ダブル・アップコンバージョン変調器が、第１のアップコンバージョン段の２つの変調ユニットが、それぞれ第１および第２の平衡ミキサならびにそれぞれ第３および第４の平衡ミキサを含み、
前記第１および第２のミキサが、その出力において第１の中間周波数の第１および第２の変調信号をそれぞれ与え、第１のアップコンバートされた信号を取得するために第１および第２の変調信号が第１ユニットの出力において合成され、
前記第３および第４のミキサが、その出力において第１の中間周波数の第３および第４の変調信号をそれぞれ与え、第２のアップコンバートされた信号を取得するために第３および第４の変調信号が第２ユニットの出力において合成され、
第２のアップコンバージョン段が第５の平衡ミキサによって形成されることを特徴とする理由である。
【００１２】
つぎに、この形式の直交変調器においては、搬送信号が正確な４位相状態にあることが非常に重要になる。実際に移動電話の分野においては、変調信号が１ＧＨｚ程度であり同相ベースバンド信号と直交信号の間の位相シフトが別のストレイ信号を生ずる。
【００１３】
好適な実施例では、ダブル・アップコンバージョン変調器は、
第２のアップコンバージョン段をコントロールする前記第２の中間周波数の搬送信号が、信号ジェネレータによって前記第２周波数に直接生成され、および
第１のアップコンバージョン段をコントロールする第１の中間周波数の搬送信号が前記信号ジェネレータの出力に置かれた直交分周器によって、前記周波数を２分周することにより取得され、前記第２の中間周波数が、前記第１の周波数の２倍の高さであることを特徴とする。
【００１４】
以下に、例示として与えるひとつの実施例を通じて、本発明を詳細に説明する。この実施例は添付図面によって説明される。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１および２は、先行技術の範囲において既に説明した。
【００１６】
図３は、本発明によるダブル・アップコンバージョン変調器の概略図である。変調器は、周波数アップコンバージョン段とよばれる２つの段に分けられる。実際に２つの各ステージの働きは、変調することおよび１つの入力に受信された信号をより高い周波数へ置き換えることである。特に、第１の段は変調器が入力信号を第１の中間周波数ＩＦ１に変調することを可能にする。ここで得られた信号は、その後第２の段を経てより高い周波数へと“アップコンバート”される。
【００１７】
第１のステージは、“変調ユニット”とよばれるユニット１０１および１０２により形成される。これら２つのユニットの内部構造は、同じである。２つの間の違いは、これらが受信する入力およびコントロール信号である。
【００１８】
第１の変調ユニット１０１は、２個の平衡ミキサ１０３および１０４ならびに加算器１０７により形成される。第２の変調ユニット１０２は、２個の平衡ミキサ１０５および１０６ならびに加算器１０８により形成される。ＭＯＳトランジスタの対により形成された平衡ミキサが好適に使用することができる。そのようなミキサの利点は、ミキサの出力におけるストレイ（ｓｔｒａｙ）信号またはフィードスルー信号をキャンセルできることである。ミキサに受信された２つの入力信号および２つのコントロール信号が逆位相のとき、これらのフィードスルー信号が実質的にキャンセルされる。
【００１９】
ユニット１０１は４つの低い周波数またはベースバンド入力信号を４つの入力に受信する。これらの信号は４相をなしている。ミキサ１０３は、第１の入力に同相ベースバンド信号ｂｂＩを、第２の入力に同相反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを受信し、ミキサ１０４は、第３の入力に直交位相ベースバンド信号ｂｂＱを、第４の入力に直交位相反転ベースバンド信号ｂｂＱ＿ｂを受信する。
【００２０】
ユニット１０１はまた、４つのコントロール信号または搬送信号を受信し、これらの信号もまた４相をなしている。これらの搬送信号は、前記ベースバンド信号（ｂｂＩ、ｂｂＩ＿ｂ、ｂｂＱ、ｂｂＱ＿ｂ）が搬送信号周波数に変調されることを可能にする。ミキサ１０３は、同相搬送信号ＩＦ１Ｉ、同相反転搬送信号ＩＦ１Ｉ＿ｂを受信する。ミキサ１０４は、直交位相搬送信号ＩＦ１Ｑおよび直交位相反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂを受信する。前記搬送信号の周波数は全て中間周波数ＩＦ１である。
【００２１】
ユニット１０１の出力には、ミキサ１０３および１０４の出力から供給された２つ変調信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成する加算器１０７が設置される。これら２つの変調信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍの周波数は、中間周波数ＩＦ１であり、したがって、加算器１０７の出力すなわちユニット１０１の出力における、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃの周波数は、中間周波数ＩＦ１である。この信号ＩＦ１Ｃは、特に平衡ミキサ内で使用されているトランジスタにつきものの浮遊容量（ｓｔｒａｙｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ）および浮遊電荷（ｓｔｒａｙｑｕａｎｔｉｔｙ）に伴うフィードスルー信号を含まないという利点を有する。
【００２２】
ユニット１０２は、ユニット１０１と全く同じ方法により、２つの平衡ミキサ１０５および１０６ならびに加算器１０８から形成される。４つの入力に受信される信号は、同じ４相ベースバンド信号であり、コントロール搬送信号も、中間周波数ＩＦ１の４相信号である。
【００２３】
２つのユニット１０１および１０２の間の違いは、その入力において受信する信号とコントロール信号の組合せである。実際にユニット１０２の目的は、ユニット１０１の出力において提供されたアップコンバートされた信号に対して位相が反転した、もう一つ他のアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、その出力において提供することである。
【００２４】
これを行うためには、各々のミキサにより受信されるベースバンド信号、搬送信号を反転させるだけでよい。ミキサが左右対称なのでどちらも同じことである。この反転はミキサの出力に取得された変調信号に改良を生じる。ミキサ１０５の出力の変調信号ＩＦ１Ｉｍ＿ｂは、信号１Ｆ１Ｉｍに対して反対の位相である。同様にミキサ１０６の変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂは、信号ＩＦ１Ｑｍに対して位相が逆である。したがって、加算器１０８の出力で取得されたアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂは、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃに対して位相が逆である。
【００２５】
これにより、アップコンバージョン段１の出力に、中間周波数ＩＦ１へ逆の位相にアップコンバートされた２つの信号ＩＦ１ＣおよびＩＦ１Ｃ＿ｂが存在することになる。これら２つのアップコンバートされた信号は、アップコンバージョン段２に提供される。
【００２６】
この実施例において、それぞれ逆の位相にアップコンバートされた信号が、同様のユニット１０１および１０２により取得されることは、注意されるべきである。しかし、逆の位相にアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを取得するために、例えば、１８０°位相シフタのような、ミラー・ユニット１０２以外の方法を用いることは予見可能である。
【００２７】
段２は、一方の入力には、中間周波数ＩＦ１にアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、他方の入力には、中間周波数ＩＦ１にアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、受信する単一の平衡ミキサ１１０により形成される。ミキサ１１０は中間周波数ＩＦ２の２つの逆位相の搬送信号ＩＦ２ＩおよびＩＦ２Ｉ＿ｂによってコントロールされる。ミキサ１１０の出力において取得される変調信号ＨＦ＿Ｍは、その入力に受信された信号に対応しており、周波数が置き換えられているか、またはアップコンバートされている。実際に、変調信号ＨＦ＿Ｍは高周波信号であり、その周波数ＨＦは中間周波数の和ＩＦ１＋ＩＦ２に等しい。
【００２８】
周波数の置き換えまたはアップコンバージョンのための平衡ミキサの使用は、ミキサ１１０を形成するトランジスタの漂遊容量に起因するフィードスルー信号を除去するだけでなく、中間漂遊周波数ＩＦ１およびＩＦ２の信号をも除去する。
【００２９】
図４は、本発明によるダブル・アップコンバージョン変調器を詳細に示す。変調器の全体的な構造は、すでに図３に関連して記載されている。よって、２つのアップコンバージョン段１および２ならびに、段１の２つの変調ユニット２０１および２０２を再び見ることができる。
【００３０】
使用される平衡ミキサは、２つのトランジスタにより形成される。トランジスタにはＭＯＳトランジスタが好適に使用される。ＭＯＳトランジスタは、ミキサおよび一般的な構成のための、高水準の線形性を得ることができる。
【００３１】
図４の２０３Ａから２０６Ａまで、および２０３Ｂから２０６Ｂまでのトランジスタは、図３の１０３から１０６のミキサに対応し、図４の２１０Ａおよび２１０Ｂのトランジスタは、図３のミキサ１１０に対応する。
【００３２】
アップコンバートされた信号ＩＦ１ＣおよびＩＦ１Ｃ＿ｂを、ユニット２０１および２０２において取得するために、これら２つのユニットに提供されたベースバンド信号および搬送信号は、以下のように接続される。
トランジスタ２０３Ａおよび２０３Ｂは、各々そのドレインに同相ベースバンド信号ｂｂＩおよび同相反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂを、かつ各々そのゲートに同相搬送信号ＩＦ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ１Ｉ＿ｂを受信し、そのソースは、２１３において接続され、変調信号ＩＦ１Ｉｍをなす。
トランジスタ２０４Ａおよび２０４Ｂは、各々そのドレインに直交ベースバンド信号ｂｂＱおよび直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ＿ｂを、かつ各々そのゲートに直交搬送信号ＩＦ１Ｑおよび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂを受信し、そのソースは、２１４において接続され、変調信号ＩＦ１Ｑｍをなす。
トランジスタ２０５Ａおよび２０５Ｂは、２０３Ａおよび２０３Ｂとは反対に、各々そのドレインに同相反転ベースバンド信号ｂｂＩ＿ｂおよび同相ベースバンド信号ｂｂＩを、かつ各々そのゲートに同相搬送信号ＩＦ１Ｉおよび同相反転搬送信号ＩＦ１Ｉ＿ｂを受信し、そのソースは、２１５において接続され、変調信号ＩＦ１Ｉｍ＿ｂをなす。
トランジスタ２０６Ａおよび２０６Ｂは、２０４Ａおよび２０４Ｂとは反対に、各々そのドレインに直交反転ベースバンド信号ｂｂＱ＿ｂおよび直交ベースバンド信号ｂｂＱを、かつ各々そのゲートに直交搬送信号ＩＦ１Ｑおよび直交反転搬送信号ＩＦ１Ｑ＿ｂを受信し、そのソースは、２１６において接続され、変調信号ＩＦ１Ｑｍ＿ｂをなす。
加算器２０７は、変調信号ＩＦ１ＩｍおよびＩＦ１Ｑｍを合成して、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを与え、加算器２０８は、変調信号ＩＦ１Ｉｍ＿ｂおよびＩＦ１Ｑｍ＿ｂを合成して、アップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを与える。
【００３３】
前記２つのアップコンバートされた信号は、段２の入力に供給される。図３のミキサ１１０は、図４のトランジスタ２１０Ａおよび２１０Ｂに対応する。段２の出力において、所望の周波数の変調信号だけを保ち続けるために、トランジスタは、中間周波数ＩＦ２の同相および同相反転信号によってコントロールされる。
【００３４】
トランジスタ２１０Ａは、そのドレインに同相のアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃを、そのゲートに同相搬送信号ＩＦ２Ｉを受信する。トランジスタ２１０Ｂは、そのドレインに逆位相のアップコンバートされた信号ＩＦ１Ｃ＿ｂを、そのゲートに同相反転搬送信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを受信する。トランジスタ２１０Ａおよび２１０Ｂのソースは、２２０に接続され高周波数変調信号ＨＦ＿Ｍをなす。この信号の周波数ＨＦは、アップコンバートされた信号の中間周波数ＩＦ１と段２の搬送信号の中間周波数ＩＦ２の合計に等しい。
【００３５】
図５は、中間周波数ＩＦ１およびＩＦ２の搬送信号を生成するために使用される手段の一例である。中間周波数ＩＦ２の信号を生成するジェネレータ３０１は、出力に同相信号ＩＦ２Ｉを供給する。同相信号ＩＦ２Ｉは、変調器の段２へ直接供給され、同相信号を１８０°位相シフトするために備えられている手段へ直接供給される。よって同相信号ＩＦ２Ｉおよび同相反転信号ＩＦ２Ｉ＿ｂを得られる。ジェネレータ３０１により供給された信号ＩＦ２Ｉは、直交分周器３０２にも供給される。この分周器は、一方の出力に同相信号ＩＦ１Ｉを供給し他方の出力に直交信号ＩＦＩＱを供給する。２つの信号の周波数ＩＦ１は、中間周波数の２分の１である。これらの信号ＩＦ１ＩおよびＩＦ１Ｑは、搬送信号として変調器の段１に供給され、同相反転信号を生成するために備えられた手段にも供給される。
【００３６】
移動電話の例では、変調周波数は９００ＭＨｚである。したがって６００ＭＨｚの信号を生成するジェネレータおよび分周器を採用することが有利である。これにより、中間周波数ＩＦ２は６００ＭＨｚとなり、中間周波数ＩＦ１はその２分の１の周波数すなわち３００ＭＨｚとなる。これにより出力に９００ＭＨｚの高周波変調信号ＨＦが得られる。
【００３７】
前記例示は説明のためにのみ与えられるのであって、他の実施例、特にユニット１０２および２０２を備えたミラー変調ユニットのような、逆位相の信号を生成する手段が発明の範囲に含まれることは、明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術による直交変調器を示す図である。
【図２】他の先行技術による直交変調器を示す図である。
【図３】本発明による直交変調器の概略図である。
【図４】本発明による直交変調器の詳細図である。
【図５】搬送信号生成回路を示す図である。
【符号の説明】
１…第１のアップコンバージョン段
２…第１のアップコンバージョン段
１０１…第１の変調ユニット
１０２…第２の変調ユニット
１０３、１０４、１０５、１０６、１１０…平衡ミキサ
１０７、１０８…加算器

Claims

第１の変調ユニット（１０１、２０１）で形成される第１のアップコンバージョン段（１）を含み、
前記第１の変調ユニットが、
第１の入力、第２の入力、第３の入力および第４の入力に、それぞれ第１の同相ベースバンド信号（ｂｂｌ）、第２の同相反転ベースバンド信号（ｂｂｌ＿ｂ）、第３の直交位相ベースバンド信号（ｂｂＱ）および第４の直交位相反転ベースバンド信号（ｂｂＱ＿ｂ）によって形成される４相ベースバンド信号を受信し、
第１の同相搬送信号（ＩＦ１Ｉ）、第２の同相反転搬送信号（ＩＦ１Ｉ＿ｂ）、第３の直交搬送信号（ＩＦ１Ｑ）および第４の直交反転搬送信号（ＩＦ１Ｑ＿ｂ）によって形成される、第１の中間周波数（ＩＦ１）の４相搬送信号によってコントロールされ、および
１つの出力に、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ）を与えるダブル・アップコンバージョン変調器において、
前記第１のアップコンバージョン段（１）が、さらに前記第１の変調ユニットと同様の第２の変調ユニット（１０２、２０２）から形成され、
前記第２の変調ユニットが、
第１の入力、第２の入力、第３の入力および第４の入力に、それぞれ前記第１の同相ベースバンド信号（ｂｂＩ）、前記第２の同相反転ベースバンド信号信号（ｂｂＩ＿ｂ）、前記第３の直交位相ベースバンド信号（ｂｂＱ）および前記第４の直交位相反転ベースバンド信号（ｂｂＱ＿ｂ）によって形成される前記４相ベースバンド信号を受信し、
前記第１の同相搬送信号（ＩＦ１Ｉ）、前記第２の同相反転搬送信号（ＩＦ１Ｉ＿ｂ）、前記第３の直交搬送信号（ＩＦ１Ｑ）および前記第４の直交反転搬送信号（ＩＦ１Ｑ＿ｂ）によって形成される、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の４相搬送信号によってコントロールされ、および
１つの出力に、前記第１のアップコンバートされた信号に対して逆の位相であり前記第１の中間周波数（ＩＦ１）である、第２のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を与え、
および当該変調器が、さらに第２のアップコンバージョン段（２）を含み、
前記第２のアップコンバージョン段が、
第１の入力および第２の入力に、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の前記第１のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ）および前記第２のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）をそれぞれ受信し、
第５の同相搬送信号および第６の同相反転搬送信号（ＩＦ２Ｉ、ＩＦ２Ｉ＿ｂ）により形成される、第２の中間周波数（ＩＦ２）の２つの搬送信号によりコントロールされ、および
前記第１の中間周波数および前記第２の中間周波数の合計（ＩＦ１＋ＩＦ２）に対応する周波数（ＨＦ）の高周波信号（ＨＦ＿Ｍ）を１つの出力に与えることを特徴とするダブル・アップコンバージョン変調器。
前記第１のアップコンバージョン段（１）の前記第１の変調ユニットおよび第２の変調ユニットが（１０１、１０２）、それぞれ第１の平衡ミキサ（１０３）および第２の平衡ミキサ（１０４）ならびに第３の平衡ミキサ（１０５）および第４の平衡ミキサ（１０６）を含み、
前記第１のミキサ（１０３）および前記第２のミキサ（１０４）が、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第１の変調信号（ＩＦ１Ｉｍ）および第２の変調信号（ＩＦ１Ｑｍ）をそれぞれ１つの出力に与え、前記第１のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ）を取得するために、前記第１の変調信号および前記第２の変調信号が前記第１のユニット（１０１）の出力において合成され、
前記第３の平衡ミキサ（１０５）および第４の平衡ミキサ（１０６）が、前記第１の中間周波数（ＩＦ１）の第３の変調信号（ＩＦ１Ｉｍ＿ｂ）および第４の変調信号（ＩＦ１Ｑｍ＿ｂ）をそれぞれ１つの出力に与え、前記第２のアップコンバートされた信号（ＩＦ１Ｃ＿ｂ）を取得するために、前記第３の変調信号および前記第４の変調信号が前記第２のユニット（２０１）の出力において合成され、および
前記第２のアップコンバージョン段（２）が第５の平衡ミキサ（１１０）で形成されることを特徴とする、請求項１に記載のダブル・アップコンバージョン変調器。
前記第２の中間周波数（ＩＦ２）の前記第５の搬送信号（ＩＦ２Ｉ）および前記第６の搬送信号（ＩＦ２Ｉ＿ｂ）が、信号ジェネレータ（３０１）によって前記第２の周波数に直接生成され、
前記第１の周波数（ＩＦ１）の第１の搬送信号、第２の搬送信号、第３の搬送信号および第４の搬送信号が、前記信号ジェネレータの出力に置かれた直交分周器（３０２）によって、前記生成された第２の周波数の信号を２分周することにより取得され、
前記第２の中間周波数（ＩＦ２）が、前記第１の周波数（ＩＦ１）の２倍の高さであることを特徴とする、請求項１または２に記載のダブル・アップコンバージョン変調器。