KR20010015848A - 무선 송신기 - Google Patents

Abstract

다중-표준 이동 통신 방식을 위한 무선 송신기는 주파수 업-변환의 두 개의 스테이지를 갖는데, 즉 가변 중간 주파수(IF)를 발생시키는 디지털 과정인 제 1 스테이지(304)와 고정된 주파수를 갖는 국부 발진기(318)를 사용하는 아날로그 변환인 제 2 스테이지(316, 318, 320, 326)인데, 이는 전력 증폭(332)의 최종 스테이지 이후의 RF 필터링에 대한 필요성을 완화시킨다.

Description

무선 송신기{RADIO TRANSMITTER}

유럽 전기 통신 표준 협회(ETSI: European Telecommunication Standards Institute)의 논문 {"GSM: 디지털 셀룰러 원격 통신 방식(2 단계) 무선 송신 및 수신(GSM 05.05 버전 4.19.0)"}에서 정의되었듯이, 이동국 송신기로부터의 의사(spurious) 방사에 대한 GSM 규정은 첨부된 도면 중 도 1에서 요약된다. 상기 도면은, 902MHz에서 +33dBm의 반송파 전력 레벨을 기준으로 하여, MHz 대의 주파수(f)에 대해 1Hz 대역폭 내의 원치 않는 잡음(N)의 허용 레벨을 도시한다. 또한 GSM의 송신(Tx) 및 수신(Rx) 대역의 위치가 도시된다. 925 MHz와 935 MHz 사이의 GSM 수신 대역 부분에서는 잡음이 -150 dBc 이하로 유지되어야만 하고, 935 MHz와 960 MHz 사이의 부분에서는 잡음이 -162 dBc 이하로 유지되어야만 한다. 그러한 낮은 레벨의 잡음은 완전히-집적된 송신기에서 달성하기가 어렵고, 기존의 구조에서 이러한 규정을 만족시키기 위해서는 전력 증폭의 최종 스테이지 후에 값비싼 RF 필터링을 사용하는 것이 필요한데, 이는 결과적으로 송신기 효율의 손실을 가져온다.

아날로그 회로에서 이중의 업-변환을 수행하는, 기존의 송신기 구조의 블록도가 첨부된 도면 중 도 2에 도시된다. 송신을 위한 디지털 데이터가 가우스 최소 편이 키잉(GMSK: Gaussian Minimum Shift Keying) 변조기(204)에 입력(202)으로써 제공되는데, 상기 변조기는 제로-주파수 반송파 상에 동 위상(I) 및 직교 위상(Q)의 아날로그 신호를 출력으로써 발생시킨다. 상기 신호(I)는 제 1 IF 혼합기(206)에 제공되고, 상기 신호(Q)는 제 2 IF 혼합기(208)에 제공된다. 제 1 전압 제어 발진기(VCO)(210)로부터의 출력 신호는 제 1의 90°위상 천이기(212)를 통해 제 1 IF 혼합기(206)의 국부 발진기 포트에 제공되고, 제 2 IF 혼합기(208)의 국부 발진기 포트로는 직접 제공된다. 상기 혼합기(206, 208)의 최종 출력 신호는 결합기(214)에 의해서 함께 가산되어서, 요구되는 IF 주파수 예를 들어 100MHz에서 신호를 발생시키기 위해 대역 통과 필터(222)에서 필터링 된다. 원치 않는 혼합 신호(product)를 제거하는 것 외에도, 상기 대역 통과 IF 필터(222)는 대역 외 잡음의 레벨을 감소시킨다. 상기 필터(222)는 일반적으로 오프-칩(off-chip)으로 구현된다.

상기 제 1 VCO(210)는 IF 합성기(216)에 의해 발생된 신호에 의해 구동되는데, 일정한 IF 출력을 발생시키기 위해서 상기 합성기는 제어 버스(220)를 통해 전송된 명령의 제어 하에 있는 13MHz 기준 발진기(218)를 사용하여 출력을 유도한다.

필터링 된 IF 신호는 두 개의 부분으로 나뉘어진다. 제 1 부분은 제 2 위상 천이기(224)에 의해 자신의 위상을 90°천이 시킨 후에 제 1 RF 혼합기(226)에 의해 업-변환되고, IF 신호의 제 2 부분은 제 2 RF 혼합기(228)에 의해 업-변환된다. 제 2 VCO(230)로부터의 출력 신호는 상기 제 2 RF 혼합기(228)의 국부 발진기 포트로는 직접 제공되고, 제 1 RF 혼합기(226)의 국부 발진기 포트로는 제 3의 90°위상 천이기(232)를 통해 제공된다. 상기 혼합기(226, 228)로부터의 최종 출력 신호는 결합기(234)에 의해 함께 가산되는데, 이는 880 MHz와 915 MHz 사이의 GSM 송신 대역에서 요구되는 주파수에서의 신호(product)를 포함하는 결합된 RF 신호를 발생시키기 위함이다.

제 2 VCO(230)는 RF 합성기(236)에 의해 발생된 신호에 의해 구동되는데, 가변 출력 주파수를 발생시키기 위해서 상기 합성기는 제어 버스(220)를 통해 전송된 명령의 제어 하에 있는 13MHz 기준 발진기(218)를 사용하여 출력을 유도한다.

추가로 필터링을 하지 않으면, 상기 제 2 VCO(230)로부터의 잡음은 GSM 수신 대역을 용인할 수 없는 레벨로 떨어뜨릴 것이다. 그러므로 RF 신호는 송신을 위해 전력 증폭기(240)에 의해 증폭되기 전에 제 1 RF 대역 통과 필터(238)를 통과한다. 상기 증폭기(240)는 최대 효율을 위한 고 압축 하에서 정상적으로 작동되는데, 이는 입력 신호 상의 단측파대 잡음의 AM 성분을 제거하는 효과를 갖는다. AM 성분이 제거되면, 남아 있는 FM 성분은 신호의 양 측 상에 동일한 레벨의 잡음을 발생시키는데, 상기 잡음은 원치 않는 측파대 내에 거의 다 존재한다. 그러므로, 신호는 안테나(244)를 통해 송신되기 전에 제 2 RF 대역 통과 필터(242)에 의해 필터링 되어야만 한다. 상기 제 2 RF 필터(242)는 상기 제 1 필터(238)보다 (상기 제 2 필터가 더 높은 전력 레벨을 처리해야만 하기 때문에) 비용 면에서 훨씬 덜 바람직하고, 필터(242) 내의 손실이 결과적으로 송신기 전력의 손실을 가져오기 때문에 또한 덜 바람직하다. 이러한 송신기 손실은 1W 이상에 달할 수 있고, 더 큰 부피의 전력 증폭기(240) 및 더욱 대용량의 배터리 사용을 필요로 한다.

그러므로 그러한 구조는 현재의 셀룰러 통신 표준과 함께 사용하기에는 많은 단점을 갖는다. 만일 구조가 (예를 들어, 대역폭과 변조 구조에 대해 유사한 필요 사항을 갖는다는 의미로) 호환 가능하지 않다면, 둘 또는 그 이상의 표준에 따라 작동하는 전화를 사용하기는 어렵다. 왜냐하면 오직 기저 대역 회로만이 디지털이고, 아날로그 IF 및 RF 회로는 근본적으로 그다지 유동적이지 않기 때문이다. 또한, 위에서 언급했듯이, 전력 증폭 스테이지 후에 추가적으로 필터링을 하지 않고 의사 방사에 대한 GSM 요구 사항을 만족시키기는 어렵다.

본 발명은 GSM과 같은 디지털 통신 방식에서 배타적이지 않은 특정 응용을 갖는 무선 송신기에 관한 것이다.

도 1은 상술된 것처럼, 의사 방사에 대한 GSM 규정을 설명하는, MHz 단위의 주파수(f) 대 dBc/Hz 단위의 잡음(N)의 그래프.

도 2는 상술된 것처럼, 기존의 송신기 구조의 블록도.

도 3은 본 발명에 따라 설계된 송신기 구조의 블록도.

본 발명의 목적은 위에서 언급한 문제들을 처리하는 것이다.

본 발명에 따라, 직교 변조 신호를 발생시키기 위한 변조 수단, 상기 신호를 디지털 형태의 가변 중간 주파수(IF) 신호로 변환시키기 위한 제 1 주파수 변환 수단, 상기 가변 IF 신호를 아날로그 형태로 변환시키기 위한 D/A 변환 수단, 상기 아날로그 IF 신호를 고정 주파수만큼 무선 주파수(RF) 신호로 변환시키기 위한 제 2 주파수-변환 수단, 및 송신을 위해 상기 RF 신호를 증폭시키기 위한 전력 증폭 수단을 포함하는 무선 송신기가 제공된다.

본 발명은, 가변 IF로의 디지털 업-변환이 값비싼 RF 필터링을 필요로 하지 않고도 더 유동적인 송신기 구조를 제공한다는 인식에 기초하는데, 이는 종래 기술에서 존재하지 않았던 인식이다.

상술된 송신기 구조의 이점은, 다양한 통신 표준을 충족시키기 위해 변조 방식, 주파수, 샘플 율 또는 대역폭에 대한 변화 가능성을 제공하여 상기 송신기가 매우 다목적이라는 데에 있다.

유리하게, 상기 제 2의 주파수 변환 수단 내의 동-위상과 직교-위상 신호 사이의 불균형을 정정하기 위해서, 에러 정정 수단이 제 1 주파수 변환 수단과 제 2 주파수 변환 수단 사이에 제공된다.

상기 수단들의 제공은, 제조되는 동안에 상기 송신기의 자동 측정(automatic calibration)으로 하여금 제 2의 주파수-변환 수단 내의 신호 경로들 사이의 불균형을 계산하도록 하여 주는데, 그 후 측정에 대한 주의는 더 이상 필요치 않게 된다.

본 발명의 실시예는 첨부된 도면을 참조하는 예를 통하여 지금부터 설명될 것이다.

도면에서, 동일한 참조 번호는 대응하는 특성을 나타내기 위해 사용되었다.

본 발명을 실행하기 위한 모드

본 발명에 따라 설계된 송신기 구조의 실시예는 도 3에서 도시된다. 기본 개념은, 제 1의 업-변환의 가변 주파수 변환은 디지털 영역에서 수행하고 제 2의 업-변환의 고정된 주파수 변환을 아날로그 영역에서 수행하는 것이다.

디지털 데이터는 입력(202)으로써 디지털 GMSK 변조기(302)에 제공된다. 상기 변조기(302)의 출력은, 초당 270833 비트의 GSM 비트율에서 제로(0)-IF 반송파 상의 디지털화 된 I 및 Q 신호이다. 그리고 나서 상기 신호는 디지털 업-변환 및 필터링 블록(304)에 의해 처리되는데, 이는 -17.5 MHz와 +17.5 MHz 사이의 가변 IF까지 상기 신호들을 혼합한다. 이것은, 필요한 디지털 필터링을 통합하는 순수한 디지털 처리 과정이다. 업-회전(up-rotation)의 I 및 Q 신호는 IF 합성기(306)로부터 유도되는데, 상기 합성기는 제어 버스(308)를 통해 제어 신호를 수신한다.

동조 범위는 GSM 송신기 대역에 대한 송신기 출력에서 요구되는 것을 반영한다. 음의 주파수로 확장되는 대칭 범위의 이용은 전력 소비를 최소화시키기 위해 가능한 한 낮게 IF를 유지한다. 음의 주파수 이용에 대한 결과로써, 송신기 연쇄(chain)(회로) 전체에 걸쳐 복소 신호를 처리하는 것이 필수적이다. 업-변환 이후의 샘플율은 최소한 35MHz는 되어야만 하는데, 이는 앨리어싱(aliasing)을 피하기 위함이다.

이러한 제 1 업-변환 후에, 상기 신호는 디지털 에러 정정 모듈(310)을 통과하는데, 이는 아래에서 좀 더 자세히 논의된다. 적절한 에러 정정이 적용된 후에, I 및 Q 디지털 신호는 제 1 및 제 2 D/A 변환기(312, 322)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 그리고 나서 대략 17.5MHz 의 대역폭을 가지는 제 1 및 제 2 저역 통과 필터(314, 324)에 의해 필터링 된다. 상기 필터(314, 324)는 낮은 Q 장치일 수 있고, 온-칩(on-chip) 형태의 능동 장치로써 구현될 수 있다.

그 후, 필터링 된 신호는 송신기 출력 주파수로 직접 변환되는데, 신호(I)는 90°위상 천이기(320)를 통해 고정된-주파수의 VCO(318)로부터 출력 신호를 갖는 제 1 혼합기(316)에 의해 혼합되고, 신호(Q)는 VCO(318)로부터 출력 신호를 가지는 제 2 혼합기(326)에 의해 혼합된다. 고정된 주파수의 VCO(318)를 사용하여 얻는 이점은 다음 사항을 포함한다:

상기 VCO(318)는 다-단계의 합성기를 필요로 하지 않는다;

상기 90°위상 천이기(320)의 설계는 현격히 간소하다; 그리고

혼합기의 평형은 고정된-주파수의 국부 발진기에서 보장하기가 더 용이하다.

두 개의 RF 신호는 가산기(328)에 의해 결합되고, 그 후 결합된 신호는 혼합기의 의사 응답을 제거하고 광대역 잡음의 레벨을 감소시키기 위해 RF 대역 통과 필터(330)에서 필터링 된다. 상기 신호는 전력 증폭기(332)에 의해 증폭되고 송신을 위해 안테나(244)에 중계된다(relay). 만일 상기 RF 필터(330)의 품질이 충분히 고급이라면, 전력 증폭기(332) 이후에 추가의 필터링은 필요치 않을 것이다.

만일 고정된 주파수의 VCO(318)가 동조 가능한 버전보다 훨씬 높은 Q를 갖고 있어서 더 낮은 DC 전력을 소비하면서 더 낮은 레벨의 잡음을 발생시킨다면, 상기 RF 필터(330)를 제거하는 것이 가능할 수도 있다. 그러나, 잡음의 개선은 큰 주파수 오프셋에서의 잡음 레벨에서보다는 인접한-반송파의 잡음 성능에서 이루어지는데, 이는 DC 전력 소비에 의해 좌우된다. 그러므로 상기 RF 필터(330)가 없이도 VCO에 의해 송신기 잡음이 나빠지지 않도록 보장하기 위해서는 상기 VCO가 상대적으로 고 전력 장치일 필요가 있다.

상기 RF 필터(330)를 제거하는 것과 관련한 다른 논점은 혼합기(316, 326)와 관련된 잡음에 대한 것이다. 만일 상기 혼합기가 공칭으로 10dB의 잡음 지수를 갖는다면, 그리고 만일 상기 혼합기(316, 326)를 구동시키는 변조 신호에 대한 잡음 한계(noise floor)가 -174 dBm/Hz라는 이론상 한계 치에 가깝다면, 20 MHz의 오프셋에서 상기 혼합기의 등가 잡음이 약 -164 dBm/Hz 이하로 될 수 없다. 이것은, 상기 RF 필터(330) 없이 GSM 규정의 바람직한 -162 dBc/Hz를 얻기 위해서는 상기 혼합기(316, 326)로의 신호 구동이 약 0dBm이어야 한다는 것을 의미한다. 만일 의사(spurious) 응답이 제어 하에서 유지되어야 한다면, 그러한 고 레벨 구동은 바람직하지는 않지만 필요하다.

그러므로, 대부분의 응용에서, 상기 RF 필터(330)를 제거하여 생기는 단점은 구성 소자의 수가 적어져서 생기는 이점보다 더 중대한 사항이 될 것이다.

디지털 에러 정정 블록(310)의 기능은 아날로그 프론트-엔드 혼합기(316, 326)에서의 불완전(imperfection)을 보상하는 것이다. 임의의 실제 집적 회로일 때, 상기 불완전의 처리는 두 개의 아날로그 혼합기(316, 326)를 통한 I 및 Q 신호 경로에 대해 미미한 불균형을 초래할 것이다. 고정된 주파수의 국부 발진기(318)가 이러한 불균형을 최소화시켜야 하지만 그렇게 하지 못하고, 이것은 몇몇 에러 정정 설비에서 필요로 할 듯한 GSM 규정에 의한 송신기 상에 가해지는 제한이다. 상기 에러 정정 블록(310)은 디지털 영역에서 실시간으로 적절한 정정을 적용한다. 자동 눈금 측정(automatic calibration)은 상기 송신기를 통합시키는 제품의 마지막 제조 과정에서 수행되고, 이 때 송신기 출력은 의사 출력을 최소화시키기 위해 최적화될 것이다. 일단 정정 항목이 계산되고 나면, 상기 출력은 상기 에러 정정 블록(310)에서 정적 메모리(static memory) 내로 다운-로드된다. 이러한 과정 후에, 에러 정정 회로는 상기 혼합기(316, 326) 내의 불균형에 대해 정정할 수 있는데, 이 때 이러한 불완전은 시간이 지나도 일정하게 유지된다고 가정한다.

고정된 주파수의 국부 발진기(318)는 또한 다른 중요한 요구 사항의 처리를 돕는데, 상기 요구 사항이란 국부 발진기(LO) 포트에서 두 개의 혼합기(316, 326)의 평형을 유지시키는 일이다. 이것들은 송신된 신호로 LO 신호가 브레이크스루(breakthrough) 하는 것을 피하도록 엄격한 허용 오차를 고수해야 한다.

만일 GSM 주파수 범위 중 중간에서 선택된 채널에 대해 국부 발진기 풀링(pulling)을 하기가 어렵다면, -17.5 MHz 내지 +17.5 MHz 중의 한 값에서 약 제로(0) 내지 35 MHz 중의 한 값으로 IF 주파수 범위를 변화시키는 것도 가능하다. 이는 상기 국부 발진기 주파수를 송신기 주파수 범위 밖으로 이동시키고 임의의 풀링을 완화시킨다.

상술된 구조는 매우 다목적이고, RF 필터(330)가 포함되면, 심지어 안테나(244)에 듀플렉서 필터가 없을 지라도 잡음이 문제가 되어서는 안 된다. 입력 데이터 스트림(202)과 에러 정정 블록(310)의 출력 사이의 모든 신호 처리 요소는 전용의 하드웨어 또는 소프트웨어에서 디지털로 구현된다. 그러므로 GSM으로부터의 서로 다른 통신 표준을 충족시키기 위해 변조 방식, 주파수, 샘플율 또는 대역폭을 변화시키는 것은 비교적 간단하다. 만일 상기 기능이 완전히 소프트웨어에서 구현된다면, 실지의 다중-모드 작동이 실질적인 제안이 된다. 디지털 회로의 우월성(predominance)은 또한 좀 더 비싼 BiCMOS 집적 회로 기술 대신에 CMOS를 사용함으로 좀 더 양호한 전망을 제공하고, 오프-칩 IF 필터링도 필요로 하지 않는다.

본 구조의 중요한 이점은, 위상이 고정된(phase-locked) VCO의 사용을 회피함으로써, 일정 및 비-일정 포락선 변조 구조 모두를 충족시킬 수 있다는 데에 있다. 만일 더 높은 비트율 트래픽에 대해 일정하지 않은 포락선 변조 구조로 임의의 수단이 존재한다면, 상기 이점은 특히 GSM을 위해 중요할 수도 있다.

상기 구조는 RF 성분에 대한 심한 복제의 필요성 없이도 800/900MHz 주파수 대와 1800/1900MHz 대, 모두에서 이중-대역 동작을 위한 양호한 잠재력을 갖는다. 제 2의 고정된 주파수의 VCO, RF 필터 및 적절한 스위치를 가산하는 것만이 필요할 수도 있다.

비록 본 발명이 GSM 셀룰러 원격 통신 방식을 참조하여 설명되었을지라도, 셀룰러이든 셀룰러가 아니든지 다른 원격 통신 방식에도 동일하게 적용 가능하다는 것이 명백할 것이다.

본 설명의 이해로부터, 다른 변형이 이루어질 수 있다는 것이 당업자에게는 자명할 것이다. 그러한 변형은 무선 송신기에서 이미 공지되었거나, 여기서 이미 설명된 특성 대신에 또는 그것에 추가하여 사용될 수도 있는, 다른 특성을 수반할 수도 있다.

본 명세서와 청구항에서, 요소들의 앞에 나오는 "하나의(a 또는 an)"라는 단어가 다수의 그러한 요소의 존재를 배제하지는 않는다. 더욱이, "포함하는"이라는 단어는 기술된 것 이외의 다른 요소 또는 단계의 존재를 배제하지 않는다.

본 발명은 예를 들어 GSM과 같은 디지털 원격 통신 방식에서 사용하기 위한 무선 송신기에 적용 가능하다.

Claims (9)

1. 무선 송신기에 있어서, 직교 변조 신호를 발생시키기 위한 변조 수단, 상기 신호를 디지털 형태의 가변 중간 주파수(IF) 신호로 변환시키기 위한 제 1의 주파수 변환 수단, 상기 가변 IF 신호를 아날로그 형태로 변환시키기 위한 D/A 변환 수단, 상기 아날로그 IF 신호를 고정 주파수만큼 무선 주파수(RF) 신호로 변환시키기 위한 제 2의 주파수-변환 수단, 및 송신을 위해 상기 RF 신호를 증폭시키기 위한 전력 증폭 수단을 포함하는, 무선 송신기.
2. 제 1항에 있어서, 상기 제 2의 주파수-변환 수단에 대한 기준 주파수는 고정된 주파수 발진기에 의해 제공되는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 IF 주파수 대역은 대략 제로 주파수를 기준으로 대칭인 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 IF 주파수 대역은 0Hz에서 상한 값까지에서 범위가 정해지는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 제 2 주파수 변환 수단 내의 동-위상과 직교-위상 신호 사이의 불균형을 정정하기 위해, 상기 에러 정정 수단이 상기 제 1 주파수 변환 수단과 제 2 주파수 변환 수단 사이에 제공되는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서, 필터링 수단이 상기 제 2의 주파수-변환 수단과 상기 전력 증폭 수단 사이에 결합되는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
7. 제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 증폭 수단은 신호 전달 수단에 연결되는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
8. 제 1항 내 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변조 수단은 소프트웨어의 제어 하에 있는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.
9. 제 1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 주파수-변환 수단은 소프트웨어의 제어 하에 있는 것을 특징으로 하는, 무선 송신기.