JP2002526958A - 無線送信器 - Google Patents

無線送信器

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JP2002526958A
JP2002526958A JP2000572993A JP2000572993A JP2002526958A JP 2002526958 A JP2002526958 A JP 2002526958A JP 2000572993 A JP2000572993 A JP 2000572993A JP 2000572993 A JP2000572993 A JP 2000572993A JP 2002526958 A JP2002526958 A JP 2002526958A
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ジェイ ミニス，ブライアン
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Abstract

(57)【要約】 多標準無線通信システム用の無線送信器は、周波数アップコンバージョンの二つの段を有し、第１の段（３０４）は可変IFを発生するディジタル処理であり、第２の段（３１６、３１８、３２０、３２６）は電力増幅（３３２）の最終段の後にRFフィルタする必要性を軽減する、固定周波数局部発振器（３１８）を使用するアナログコンバージョンである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 本発明は、限定的ではないが特にGSMのようなディジタル通信システムに適用
できる無線送信器に関する。
【０００２】 ヨーロッパ電気通信標準協会（ETSI）文書「GSM：Digital Cellular Telecomm
unications System（Phase ２）Radio Transmission and Receptions（ＧＳＭ
０５．０５ version ４．１９．０）」において定義される、移動局送信器から
のスプリアス放射に関するGSM規格は、添付図面の図１に概略的に示される。図
１は、１Hz帯域幅における望ましくないノイズNの許容レベルをMHzにおける周波
数ｆに対してプロットした図であり、９０２MHzにおける３３ｄBmの搬送波電力
レベルに関連している。更に、GSM送信（Tx）帯域及び受信（Rx）帯域の位置が
示される。ノイズは、GSM受信帯域の９２５乃至９３５MHz部分では−１５０ｄBc
以下に、又、９３５乃至９６０MHz部分では−１６２ｄBc以下に保たれなくては
ならない。ノイズの許容レベルをこのように低くすることは、完全に一体化され
た送信器を用いては困難であり、従来の構造を用いてこの規格を満たすには、電
力増幅の最終段の後に高価なRFフィルタを使用する必要があるので結果として送
信器の効率の低下を招く。
【０００３】 アナログ回路で二重のアップコンバージョンを実行する従来の送信器構造のブ
ロック図は図２に示される。送信するディジタルデータは、ガウスの最小シフト
キーイング（GMSK）変調器２０４へ、入力２０２として与えられ、そのGMSKから
は出力としてアナログ同相I信号及び直角位相Q信号を零周波搬送波上に生成する
。I信号は、第１のIFミキサ２０６に供給され、Q信号は第２のIFミキサ２０８に
供給される。第１の電圧制御発振器（VCO）２１０からの出力信号は、第１の９
０°移相器２１２を介して第１のIFミキサ２０６の局部発振器ポートと、直接的
に第２のIFミキサ２０８の局部発振器ポートとに供給される。ミキサ２０６及び
２０８から夫々結果として得られる出力信号は、結合器２１４によって加算され
、要求されるIF周波数、例えば、１００MHzで信号を生成するために帯域フィル
タ２２２でフィルタリングされる。帯域フィルタ２２２は、望ましくない混合生
成物を除去することに加えて、帯域外ノイズのレベルを下げる。フィルタ２２２
は、一般的にオフチップで実現される。
【０００４】 第１のVCO２１０は、IFシンセサイザ２１６によって生成された信号により駆
動され、このIFシンセサイザ２１６は、固定IF出力を生成するために制御バス２
２０に送られる命令の制御下で、１３MHz基準発振器２１８を使用して出力を得
る。
【０００５】 フィルタリングされたIF信号は、二つの部分に分割される。第１の部分は、そ
の位相を第２の移相器２２４によって９０°ずつシフトされ、次に第１のRFミキ
サ２２６によってアップコンバートされ、IF信号の第２の部分は第２のRFミキサ
２２８によってアップコンバートされる。第２のVCO２３０からの出力信号は、
直接的に第２のRFミキサ２２８の局部発振器ポートと、第３の９０°移相器２３
２を介して第１のRFミキサ２２６の局部発振器ポートとに供給される。ミキサ２
２６及び２２８から結果として得られる出力信号は、８８０乃至９１５MHzの GS
M送信帯域内の要求された周波数で生成される生成物を含んだ結合されたRF信号
を生成するために結合器２３４によって加算される。
【０００６】 第２のVCO２３０は、RFシンセサイザ２３６によって生成された信号により駆
動され、このRFシンセサイザ２３６は、可変出力周波数を生成するために制御バ
ス２２０に送られる命令の制御下で、１３MHz基準発振器２１８を使用して出力
を得る。
【０００７】 追加のフィルタリングを行わない場合には、第２のVCO２３０からのノイズは
許容できないほどの高レベルでGSM受信帯域内に入れられる。従って、RF信号は
送信のために電力増幅器２４０によって増幅される前に、第１のRF帯域フィルタ
２３８を通る。増幅器２４０は、通常、最適効果を得るために強い圧縮条件で動
作され、これは入力信号上の単側波帯ノイズのAM成分を除去する効果を有する。
AM成分が無い場合には、残りのFM成分は信号の両側上で等しいレベルのノイズを
生成し、主にノイズを望ましくない側波帯で復元する。そのため、信号はアンテ
ナ２４４を介して送信される前に、第２のRF帯域フィルタ２４２によってフィル
タリングされなくてはならない。第２のRFフィルタ２４２は、（扱わなければな
らないより高い電力レベルにかかる）費用、及び、フィルタ２４２中の損失によ
り送信電力に生じる損失の２つの点から第１のフィルタ２３８より必要とされな
い。送信器のこれら損失は１Wより多くなり得、より大きい電力増幅器２４０及
びより大きいバッテリの使用を必要とする。
【０００８】 従って、このような構造は、現在のディジタルセルラ通信標準と併用するには
不利な点が幾つかある。スキームが（例えば、帯域幅及び変調スキームに対して
同様の要求を有するといった意味で）互換性がない限り、この構造は二つ以上の
標準に従って動作する電話機に使用することは困難である。これは、ベースバン
ド回路のみがディジタルであり、アナログIF回路及びRF回路は本来さほど汎用性
がないからである。更に、上述した通り、スプリアス放射のためのGSM要件を満
たすことは、電力増幅段の後に追加的なフィルタリング無しでは困難である。
【０００９】 本発明は、上述した問題を解決することを目的とする。
【００１０】 本発明による無線送信器は、直角変調信号を生成する変調手段と、上記直角変
調信号をディジタル形式の可変中間周波（IF）信号に変換する第１の周波数変換
手段と、上記可変IF信号をアナログ形式に変換するDA変換手段と、固定周波数に
よって上記アナログIF信号を無線周波数（RF）信号に変換する第２の周波数変換
手段と、送信するために上記RF信号を増幅する電力増幅手段とを有する。
【００１１】 本発明は、可変IFへのディジタルアップコンバージョンによって高価なRFフィ
ルタを必要としないより汎用性のある送信器構造が得られる従来技術ではみられ
ない認識に基づく。
【００１２】 説明された送信器構造の利点は、非常に多様性があり、様々な通信標準に適応
するために変調方法、周波数、サンプリング速度又は帯域幅を変更できることで
ある。
【００１３】 有利には、第２の周波数変換手段において同相信号と直角信号との間の不均衡
性を訂正するために、誤り訂正手段が第１と第２の周波数変換手段との間に設け
られる。
【００１４】 このような手段を備えることは、第２の周波数変換手段において信号路の間の
不均衡性を考慮するために、製造中送信器の自動校正を可能にし、この校正後、
不均衡性を更に注意する必要はない。
【００１５】 本発明の実施例は、添付図を参照して例によって説明される。
【００１６】 図中、同じ参照番号は同等部分を示すために使用される。
【００１７】 本発明によって設計された送信器構造の実施例は図３に示される。基本的な概
念は、第１のアップコンバージョンをディジタル領域内の可変周波数コンバージ
ョンとし、第２のアップコンバージョンをアナログ領域内の固定周波数コンバー
ジョンとすることである。
【００１８】 ディジタルデータが、ディジタルGMSK変調器３０２への入力２０２として与え
られる。変調器３０２の出力は、毎秒２７０８３３ビットのGSMビット速度で零I
F搬送波上でデジタル化されたI信号及びQ信号である。次に、信号は、−１７．
５から＋１７．５MHzまでの可変IFに信号を混合するディジタルアップコンバー
ジョン及びフィルタリングブロック３０４によって処理される。これは、単に必
要なディジタルフィルタリングを組込んだディジタル処理である。アップローテ
ーションI信号及びQ信号は、制御バス３０８を通じて制御信号を受信するIFシン
セサイザ３０６から得られる。
【００１９】 同調範囲は、GSM送信帯域のために送信器出力の中で必要とされる同調範囲を
反映する。負の周波数に拡がる対称的な範囲を使用することで、電力消費量を最
小にするためにIFを可能な限り低い状態に保つ。負の周波数を使用する結果、送
信回路中の複素信号を処理することが不可欠である。アップコンバージョン後の
サンプリング速度は、エイリアシングを回避するために少なくとも３５MHzでな
ければならない。
【００２０】 この第１のアップコンバージョンに続いて、信号は以下により詳細に説明され
るディジタル誤り訂正モジュール３１０を通る。適切な誤り訂正が適用された後
、I信号及びQ信号は第1のDA変換器３１２及び第２のDA変換器３２２によってア
ナログに変換され、次に、約17.5MHzの帯域幅を有する第１のアナログ低域フィ
ルタ３１４及び第２のアナログ低域フィルタ３２４によってフィルタリングされ
る。フィルタ３１４及び３２４は、オンチップ形のアクティブディバイスとして
実現される低いQの装置でよい。
【００２１】 フィルタリングされた信号は、送信器出力周波数に直接的に変換され、このと
きI信号は固定周波数VCO３１８から９０°移相器３２０を介して来る出力信号と
第１のミキサ３１６によって混合され、Q信号はVCO３１８から来る出力信号と第
２のミキサ３２６によって混合される。固定周波数VCO３１８を使用する利点は
、VCO３１８がマルチステップのシンセサイザを必要としない点、９０°移相器
３２０の設計がかなり簡略化された点、及び、固定周波数局部発振器を用いた方
がミキサの均衡を保つことが簡単な点である。
【００２２】 二つのRF信号は、加算器３２８によって結合され、その後結合された信号はミ
キサのスプリアスレスポンスを除去し広帯域ノイズのレベルを下げるためにRF帯
域フィルタ３３０の中でフィルタリングされる。信号は、電力増幅器３３２によ
って増幅され、送信のためにアンテナ２４４に中継される。RFフィルタ３３０の
品質が充分に高い場合、電力増幅器３３２の後で更にフィルタリングする必要は
ない。
【００２３】 固定周波数VCO３１８が同調可能な周波数よりも高いQを有する、より少ない直
流電力消費量でより低いレベルのノイズが発生される場合、RFフィルタ３３０無
しで済ませることが可能である。しかしながら、ノイズにおける改善は、直流電
力消費量に支配され、大きい周波数オフセットにおけるノイズに対してよりも搬
送波付近のノイズに対して実行される。従って、送信ノイズがRFフィルタ３３０
無しの場合にVCOによって劣化されないことを確実にするために、VCOを比較的高
電力装置にする必要がある。
【００２４】 RF３３０を排除することに関連する別の事項は、ミキサ３１６及び３２６に関
連するノイズである。ミキサが公称１０ｄBのノイズ指数を有する場合、又、ミ
キサ３１６及び３２６を駆動する変調信号に対するノイズフロアが−１７４dBm/
Hzという理論的な限界に近い場合、２０MHzオフセットにおけるミキサの等価ノ
イズは約−１６４dBm/Hz以下であってはならない。反対に、RFフィルタ３３０無
しでGSM規格の所望の−１６２dBc/Hzを満たすには、ミキサ３１６及び３２６を
駆動する信号は約０ｄBmでなくてはならない。このような高レベルな駆動は、ス
プリアスレスポンスが制御される場合には望ましくないが、この制御は必要であ
る。
【００２５】 それ故に、多くの適用法の場合、RFフィルタ３３０を排除することによる不都
合な点は、部品点数が少なくなる利点よりも重大である。
【００２６】 ディジタル誤り訂正ブロック３１０の機能は、アナログフロントエンドミキサ
３１６及び３２６における不完全性を補償することである。全ての実際の集積回
路にみられるように、処理の不完全性は二つのアナログミキサ３１６及び３２６
を通るI信号路及びQ信号路に僅かな不均衡性を生ずる。固定周波数局部発振器３
１８は、これらの不均衡性を最小にしなくてはならないが、GSM規格によって送
信器に課せられた制約のため、何らかの誤り訂正機構が要求される可能性がある
。誤り訂正ブロック３１０は、適当な訂正をディジタル領域内でリアルタイムで
行う。自動校正は、送信器を組込む製品の製造処理の最後に実行され、送信器の
出力はスプリアス出力が最小になるように最適化される。訂正項は、一旦算出さ
れると、誤り訂正ブロック３１０の中の静的記憶装置の中にダウンロードされる
。この処理後、誤り訂正回路は、ミキサ３１６及び３２６の中の不均衡性が時間
に関して一定の状態に保たれるという条件で、その不均衡性を訂正し得る。
【００２７】 固定周波数局部発振器３１８は、二つのミキサ３１６及び３２６の均衡性を局
部発振器ポート（LO）で保つといった別の重要な要件を扱う。ミキサ３１６及び
３２６は、LO信号が送信された信号の中に入ることを回避するために狭い許容度
に保たれなくてはならない。
【００２８】 局部発振器のプリングがGSM周波数レンジの途中で選択されたチャネルに対し
て困難な場合、IF周波数レンジを−１７．５MHz乃至＋１７．５MHzの周波数から
約ゼロ乃至３５MHzの周波数に変更することが可能である。これは、局部発振器
の周波数を送信器のレンジ外に移し、全てのプリングを緩和する。
【００２９】 上述された構造は、非常に多様性があり、アンテナ２４４に送受切換フィルタ
が無くてもRFフィルタ３３０を含むことでノイズは問題にならない。入力データ
ストリーム２０２と誤り訂正ブロック３１０の出力との間の全ての信号処理素子
は、ハードウェア専用又はソフトウェア専用にディジタル式に実現される。それ
故に、GSMからの様々な通信標準に適応するために変調方法、周波数、サンプリ
ング速度又は帯域幅を変更することは比較的容易である。機能が全体的にソフト
ウェアで実施される場合、実際のマルチモード操作が現実的な問題となる。ディ
ジタル回路の優位性は、より高価なBiCMOS集積回路技術ではなくCMOSを使用する
ことができる見込みを高め、オフチップのIFフィルタリングを必要としなくなる
点である。
【００３０】 この構造の重要な利点は、位相ロックされたVCOの使用を回避する結果として
、一定の包絡線変調スキーム及び一定でない包絡線変調スキームの両方に適応で
きることである。これは、より高いビットレートトラフィックに対して一定でな
い包絡線変調を適用しようとする場合に特にGSMに関しては重要となり得る。
【００３１】 この構造は、RF成分を二倍にすること無く、８００／９００MHz周波数帯域及
び１８００／１９００MHz帯域の両方で二重の帯域動作をする可能性が高い。第
２の固定周波数VCO、RFフィルタ及び適当な切換器を追加するだけでよい。
【００３２】 本発明は、GSMセルラ電気通信システムを参照して説明されたが、セルラであ
ってもセルラでなくても他の電気通信システムにも同等に適用可能であることが
明白である。
【００３３】 本開示を読んで、他の変更が当業者に明白である。この変更は、無線送信器に
おいて既に公知である他の特徴を含み得、本願で既に説明された特徴以外又はそ
の特徴に加えて使用され得る。
【００３４】 本明細書及び特許請求の範囲において、素子は単数形で表されているが、同じ
素子が複数個存在することを除外するものではない。更に、「有する、含む」等
の用語は、記載されていない他の素子及び段階を除外するものではない。
【００３５】 本発明は、例えば、GSMのようなディジタル電気通信システムで使用する無線
送信器に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 スプリアス放射のためのGSM規格を図示する、MHｚで表される周波数ｆ対ｄBc
／Hzで表されるノイズNのグラフである。
【図２】 従来の送信器構造のブロック図である。
【図３】 本発明によって設計された送信器構造のブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １， 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直角変調信号を生成する変調手段と、上記直角変調信号をデ
    ィジタル形式の可変中間周波（IF）信号で変換する第１の周波数変換手段と、上
    記可変IF信号をアナログ形式に変換するDA変換手段と、固定周波数によって上記
    アナログIF信号を無線周波数（RF）信号に変換する第２の周波数変換手段と、送
    信するために上記RF信号を増幅する電力増幅手段とを有する、無線送信器。
  2. 【請求項２】 上記第２の周波数変換手段のための基準周波数は固定周波数
    発振器によって与えられることを特徴とする、請求項１記載の送信器。
  3. 【請求項３】 上記IF周波数帯域はゼロ周波数に関して対称的であることを
    特徴とする請求項１又は２記載の送信器。
  4. 【請求項４】 上記IF周波数帯域は０Hzから上限までの間で変動することを
    特徴とする、請求項１又は２記載の送信器。
  5. 【請求項５】 上記誤り訂正手段は、上記第２の周波数変換手段における同
    相信号と直角信号との間の不均衡性を訂正するために、上記第１の周波数変換手
    段と上記第２の周波数変換手段との間に設けられることを特徴とする請求項１乃
    至４のうちいずれか一項記載の送信器。
  6. 【請求項６】 フィルタリング手段は、上記第２の周波数変換手段と上記電
    力増幅手段との間に接続されることを特徴とする、請求項１乃至５のうちいずれ
    か一項記載の送信器。
  7. 【請求項７】 上記電力増幅手段は信号伝搬手段に接続されることを特徴と
    する、請求項１乃至６のうちいずれか一項記載の送信器。
  8. 【請求項８】 上記変調手段はソフトウェア制御の下にあることを特徴とす
    る、請求項１乃至７のうちいずれか一項記載の送信器。
  9. 【請求項９】 上記第１の周波数変換手段はソフトウェア制御の下にあるこ
    とを特徴とする、請求項１乃至８のうちいずれか一項記載の送信器。
JP2000572993A 1998-09-30 1999-09-08 無線送信器 Withdrawn JP2002526958A (ja)

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GB9821088.3 1998-09-30
GBGB9821088.3A GB9821088D0 (en) 1998-09-30 1998-09-30 Radio transmitter
PCT/EP1999/006663 WO2000019600A1 (en) 1998-09-30 1999-09-08 Radio transmitter

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EP (1) EP1046224A1 (ja)
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KR (1) KR100590783B1 (ja)
CN (1) CN1121772C (ja)
GB (1) GB9821088D0 (ja)
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