SE522119C2 - HF-effektförstärkning genom konvertering och tidsmultiplexering av basbandssignaler - Google Patents

Description

20 25 30 522 119 effektiviteten för dessa effektförstärkare inte kan bibehållas p.g.a. den övre frekvensbegränsningen för tillgängliga RF-effekttransistorer och p.g.a deras inre ohmiska förluster med nuvarande halvledarteknologi.

I US-patentet nr. 3,896,395 används två NLPA:er 104, 106 för att förstärka RF- signaler med konstant envelopp direkt efter mixrarna 108, 1 10 för både I- och Q- grenarna såsom visas i figur 1. I- och Q-basbandssignaler S1, SQ konverteras till ett tvåtillstånds- (+1,- 1) pulståg som använder en deltakodare 1 12, 114. Denna genererar en PSK-modulerad RF-signal med konstant envelopp efter att den blandats med den lokala oscillatorn (LO) 116. En RF-effektkombinerare 102 med hög nivå som används enligt figuren kan orsaka effektförluster (t.ex. 3dB förlust), vilket reducerar den totala effekteffektiviteten betydligt för den linjära förstärkningen med samplingstekniken (LIST) som beskrivs nedan.

En nackdel med effektförstärkaren som visas i US-patentet, är att effektkombineraren 102 orsakar effektförluster som beskrivits ovan och därför försämrar effektiviteten.

SAMMANFATTNING Syftet med föreliggande uppfinning är att tillhandahålla en effekteffektiv effektförstärkaranordning genom att använda en högeffektiv icke linjär effektförstärkare för att förstärka en RF-signal med hög frekvens med fas- och amplitudvariationer.

Problemet löses av en effektförstärkaranordning som har särdragen enligt patentkrav 1 och av en metod som har särdragen enligt patentkrav 9.

Effektförstärkaranordningen som tillhandahålls av föreliggande uppfinning, innefattar en signalbehandlingsanordning SCD, innefattande medel för att generera en komponentsignal för I-grenen med n tillstånd Sn från nämnda I- komponentssignal S1, medel för att generera en komponentsignal för Q-grenen med n tillstånd STQ från nämnda Q-komponentsignal SQ, och medel för att interfoliera 10 15 20 25 30 522 119 komponentsignalen för I-grenen med n tillstånd och komponentsignalen för Q- grenen med n tillstånd till en i tiden icke överlappande l-komponentsignal Sn och en Q-komponentsignal STQ, en multiplexeraranordning 204, innefattande medel för att generera en signal SMIQ med en bärarvåg med hög frekvens varvid I och Q- komponenterna tidsmultiplexeras; och en enda effektförstärkare (PA) 206 innefattar medel för att förstärka nämnda signal SMIQ, gör det möjligt att förstärka en RF- signal med hög frekvens med fas- och amplitudvariationer på ett effekteffektivt sätt.

Metoden som utförs av effektförstärkaranordningen tillhandhållen av föreliggande uppfinning innefattar stegen att: - generera en komponentsignal för I-grenen med n tillstånd från en I- komponentsignal S1, - generera en komponentsignal för Q-grenen med n tillstånd från en Q- komponentsignal SQ, - interfoliera komponentsignalen för I-grenen med n tillstånd och komponentsignalen för Q-grenen med n tillstånd till en i tiden icke överlappande I- komponentsignal Sn och en Q-komponentsignal STQ; - generera en signal SMIQ med en bärarvåg med hög frekvens varvid I- och Q- komponenterna tidsmultiplexeras och - förstärka nämnda signal SMIQ genom att använda en enda effektförstärkare PA 206, gör det möjligt att förstärka en RF-signal med hög frekvens med fas- och amplitudvariationer på ett effekteffektivt sätt.

Föredragna utföringsformer definieras i de beroende patentkraven.

En fördel med föreliggande uppfinning är att kylar som krävs av utgångstransistorerna i förstärkaren är mindre och därmed billigare och mer tillförlitliga (tack vare färre termiska problem) i en högeffektiv icke linjär förstärkare.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Figur l visar ett exempel enligt känd teknik.

Figur 2 visar föreliggande uppfinning i en allmän mod. 10 15 20 25 30 522 119 Figur 3 visar ett schema för en RF-effektförstärkare korrelerad med digital modulering enligt föreliggande uppfinning.

Figur 4 visar ett schema för en pulsbreddsmodulerad (Pulse-Width Modulated, PWM) signal enligt föreliggande uppfinning.

Figur 5 visar ett schema för en effektförstärkaranordning med två Switchar och två NLPA:er enligt föreliggande uppfinning.

Figur 6 visar ett schema för en RF-effektförstärkaranordning styrd med fem tillstånd med en switch enligt föreliggande uppfinning.

Figur 7 visar ett konventionellt digitalt moduleringsschema enligt känd teknik.

Figur 8 visar ett schema för en RF-effektförstärkare som innefattar en fördistorsionsenhet enligt föreliggande uppfinning.

Figur 9 visar ett exempel på en möjlig implementering av signalbehandlingsanordningen SCD enligt föreliggande uppfinning.

DETALJERAD BESKRIVNING AV UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning förstärker en signal med hög frekvens på ett effekteffektivt sätt genom att använda en högeffektiv effektförstärkare, som generellt är icke linjär, och genom att eliminera effektkombineraren 102 som orsakar effektförlust.

En allmän mod av föreliggande uppñnning visas i figur 2. En förstärkaranordning 200 innefattar en serie-till-parallell (S / P) konverterare 212 som är ansluten till två bandbegränsningsfilter (Band Limit Filter, BLF) 210, 214. Vart och ett av BLF 210, 214 är respektive anslutet till en signalbehandlingsanordning (Signal Conditioning Device, SCD) 202. SCD:n är vidare ansluten till en multiplexeraranordning 204 och 10 15 20 25 30 522 119 multíplexeraranordningen är vidare ansluten till en högeffektiv effektförstärkare (PA) 206 som är ansluten till ett bandpassfilter (BPF) 208.

S / P-konverteraren 212 konverterar en basbandsdata- (BBD) signal till två parallella dataströmmar, till en infas (I) respektive en kvadratisk (Q) komponent. Vart och ett av bandbegränsningsfiltren (BLF) 2 10, 214 medelvärdesbildar korta skurar av olika fasbärare till en kontinuerlig signal med en lämplig amplitud och fas. Utdatat från respektive BLF 210, 214 är således en respektive basbandsignal, S; och SQ. Det finns emellertid, alternativa sätt att genera basbandsignaler S1 och SQ för system med multibärare och en enda bärare.

I föreliggande uppfinning, elimineras användningen av RF-effektkombineraren 102, som användes i det amerikanska patentet nr. 3,896,395. Genom att introducera SCD:n 202 konverteras bandbandsignalerna S; och SQ till interfolierade signaler med tre tillstånd (-l, 0, + 1) (eller ett annat udda antal tillstånd), som visas i figur 4.

Endast en icke linjär effektförstärkare (NLPA) i figur 1 är aktiv vid en given tidpunkt, så kombineraren 102 kan ersättas av multiplexeraranordningen 204, och därigenom eliminera effektförlusten. Eftersom S1 endast är i aktivt tillstånd (+1, -1 eller skiljt från nolltillstånd) då SQ är i nolltillstånd och vice versa, är det möjligt att ersätta de två NLPA:era 104 och 106 i figur 1 av en enda effektförstärkare 206 såsom visas i figur 2.

Signalbehandlingsanordning (Signal Conditioning Device, SCD) SCD 202 genererar i tiden icke överlappande switchsigrialer Sn, STQ med t.ex. tre, eller ett annat antal udda antal som hänvisas till som n stycken, uttillstånd.

Multiplexeraranordning Multíplexeraranordningen 204 använder styrsignalerna ST; och STQ för att tidsmultiplexera olika komponenter från den lokala oscíllatorsignalen (normalt I- och Q-komponenterna) till en signal SMlQ så att den enda förstärkaren kan användas för båda komponenterna. Den här används istället för att ha en separat förstärkare för I och för Q-kanalen. 10 15 20 25 30 522 119 Effektförstärkaren 206 är en mycket effektiv effektförstärkare, som generellt är icke linjär, och den förstärker signalen SM1Q. Syftet med BPF 208 är t.ex. att endast tillåta signalband som ska passera och att skära bort allt kvantiserat brus som genereras av SCD. Utsignalerna efter BPF kommer då att vara de önskade bandbreddsbegränsade signalerna med både amplitud- och fasmodulationer.

I figur 3, visas en första utföringsform av föreliggande uppfinning.

Multiplexeraranordníngen implementeras med hjälp av multíplikationsanordningar MI och MQ, en fasskiftare 302 och en lokal oscíllator (LO). LO generar bärvågen med frekvensen wc och fasskiftaren skiftar fasen för bärarvågen 90 grader.

Utsignalerna SMIQ från anordningarna MI och MQ som styrs av respektive S11 och STQ, kommer inte att överlappa varandra i tiden, eftersom de två multipliceringsanordningarna MI och MQ aldrig är anslutna vid samma tidpunkt.

Om Sn separeras från noll är STQ alltid noll och vice versa. Följaktligen, kan RF- signalen SMIQ från anordningarna MI och MQ vara en RF-signal med hög effekt och en pulsbreddsmodulerad (Pulse-Width Modulated, PWM) signal såsom visas i figur 4.

Pulsbreddsmodulerad signal (Pulse-Width Modulated, PWMI Figur 4 visar PWM-signalerna ST; (på I-axeln) och STQ (på Q-axeln). Sn och STQ PWM- signalerna har tillstånden + 1, 0, -1 (n=3).

S1~1=+12 Då STI-kanalen har tillståndet + 1, aktiveras en RF-bårare (multiplicerad med + 1) och har därför 0 graders fas, se multipliceringsanordningen i figur 3.

STF-l Då Sn har tillståndet -1 multipliceras RF-bäraren med - 1 och har därför ett fasskift på 180 grader. 10 l5 20 25 30 522119 7 STF-Û Då ST; har tillståndet O multipliceras RF-bäraren med 0, d.v.s. inget kommer ut från multipliceraren.

STQ=+1 Då STQ-kanalen har tillståndet +1, aktiveras en 90 graders fasskiftad RF-bärare (multiplicerad med + 1) och har därför 90 graders fas, se multipliceraranordningen i figur 3.

STQ=-1 Då STQ har tillståndet -1 multipliceras den 90 graders fasskiftade RF-bäraren med -1 och får därför ett fasskift på 90- 180=-90 grader.

SrQ=0 Då STQ har tillståndet O och 90 graders fasskiftade RF-bäraren multipliceras med O kommer ingenting ut från multiplexeraren.

Följaktligen kan mycket effektiva icke linjära effektförstärkare, såsom klass C, D, E eller S användas för att förstärka dessa signaler, eftersom signalerna har konstanta envelopper. SCD 202 kan använda brusforrnande tekniker för att förbättra prestandan genom att skifta bort kvantiseringsbrus från det önskade signalspektrummet. Ett exempel på en sådan brusformande teknik är "sigma delta" eller "delta sigma" metoden som används i analoga till digitala konverterare.

I figur 5 visas en andra utföringsform av föreliggande uppfinning som visar ett möjligt sätt att implementera MI och MQ multipliceringsanordningarna genom att använda switchar med tre tillstånd. Switchfrekvensen för respektive anordning MI och MQ styrs av respektive signal, Sn och STQ, som ligger inom ordningen på åtskilliga hundra MHz, beroende på bandbredden på basbandsignalen som vanligtvis är i ordningen på några få tiotals MHz. Vid dessa driftfrekvenser, är halvledarmixrar och Switchar tillgängliga. Det visas även i figur 5 att förstärkningen av RF-signalerna kan splittas mellan två olika förstärkare PA1, PA2. Detta betyder att bärarvågen med en normal låg effekt med frekvensen mc som genereras av LO:n 10 15 20 25 30 522 119 8 först förstärks genom att använda en högeffektiv NLPA PA 1. Det är möjligt eftersom bärarvågen idealt är en omodulerad sinusvåg som kan förstärkas av en NLPA utan att förorsaka problem med att generera intermodulationsprodukter. Beroende på tillgänglig effekthanteringskapabilitet för switchinganordningarna, insättningsförluster, såväl som andra möjliga implementeringsaspekter, kan ytterligare effektförstärkning PA 2 för SmQ-signalen göras precis före BPF som visas ifigur 5.

I en förstärkningsanordning 600 som visas i figur 6, används endast en multitrådsswitch MC för att utföra pulsbreddsmodulationen som krävs av t.ex. multifassignalen. Antalet trådar i sWitchen hänvisas häri till som n. För att styra switchen, måste SCD 602 generera en styrsignal SC med femtillstånd (n=5) (p.g.a. femtrådsswitchen), som visas i en tredje utföringsform av föreliggande uppfinning i figur 6. SC är en styrledning med fem tillstånd (digital signal) som styr vilket RF- fasskift (eller nollsignal), som sänds till effektförstärkaren PA2. För att generera styrsignalen SC, kan de två utsignalerna med tre tillstånd från SCD, d.v.s. ST; och STQ som visas i de tidigare utföringsformerna, föras in i en signalomvandlingsenhet (ej visad i figurerna), med SC som utsignalen. Signalomvandlingsenheten har följande funktion: S11 STQ Se 0 0 grader (MC år i topposition, se figur 6) -l 270 grader (MC är i den andra positionen uppifrån.) -1 O 180 grader (MC är i den tredje positionen uppifrån.) 0 +l 90 grader (MC är i den fjärde positionen uppifrån.) 0 0 grader (MC är i den femte positionen uppifrån, d.v.s. bottenpositionen.) Andra kombinationer av Sn och STQ är inte möjliga p.g.a. av SCD:s utformning.

Det är även möjligt att använda implementationer med ett större antal amplitud- och fastillstånd, d.v.s. n>5. 10 15 20 25 30 522 119 Det kan noteras att RF-sígnalen SMIQ, som visas i figur 3, figur 5 och ñgur 6 skiljer sig från RF-signalen SUT från de konventionella digitala modulatorerna som visas i figur 7 . I allmänhet kan den konventionella digitala modulerade RF-signalen SUT vara både amplitud- och fasmodulerad med en tidsvaríerande envelopp. För en sådan signal, är det inte möjligt att använda NLPA. Detta p.g.a. oönskade intermodulationsprodukter som genereras av NLPA:n som resulterar i en stor kvalitetsreduktion av utsignalerna, som måste uppfylla vissa linearitetskrav.

Vid betraktande av potentiella praktiska implementationsförhållanden, kan en känd predistorsionsteknik introduceras, som visas i figur 8. En predistorenhet 802 är ansluten till respektive BLF 8 10, 814 och till SCD:n 804. Predistorenheten innefattar två ingångar för I- och Q-signalerna S1, SQ och en ingång för den förstärkta signalen S som visas i figur 8. D.v.s. förstärkaranordningen innefattar en återkopplingsloop från den förstärkta utsignalen till predistorenheten 802. Den innefattar ytterligare två utgångar för I- och Q-signalerna S1, SQ, varvid varje utgång år ansluten till SCD 804. Predistorenheten 802 kan innefatta lookuptabeller och andra medel för justering. Predistorenheten 802 kompenserar för alla icke lineariteter och andra fel som kan störa signalen under konverteringen och förstärkningsprocessen. Detta görs för att ytterligare förbättra signalkvaliteten, beroende på specifikationen av lineariteten för RF-utsignalen.

För att ytterligare förbättra effektiviteten för RF-effektförstärkaren, kan några energiåtervinnande tekniker tillämpas för att ta hand om viss reflekterad reaktiv RF-effekt från kretsarna.

Signalbehandlingsanordnins I ñgur 9, visas ett exempel på en möjlig implementation av SCD 900. Sigma delta Z- A-kodarna för I- och Q-kanalerna formar bruset spektralt bort från den önskade signalen. Utnivåerna på +l, 0, -1 möjliggörs av utgången med tre tillstånd från sigma-deltakodarna. En styrenhet används på utgången från beslutsanordningarna med tre nivåer för att hindra simultana I 1 I utgångar på Sn och STQ-ledningarna.

Styrenheten kan endast tillåta en signal som är skild från noll på utgången STI- 10 15 522 119 10 ledningen om |Xi| är större än vid beslutstidpunkten som sätts av pulsen som aktiveras av klockan. Switchpositionerna visas i positionen där Xq är större än X1, vilken tillåter utdata från Q-kanalen med beslutsanordningen med tre nivåer på STQ-ledningen. Styrenheten är inbyggd i Z-A-återkopplingslooparna.

Den klassiska digitala modulatorarkitekturen är förändrad på så sätt att RF- effektförstärkningen kan göras effektivt genom att använda mycket effektiva icke- linjära effektförstärkare. Problem med icke-linearitet, som tex. intermodulationsprodukter, elimineras eller reduceras för komplexa digitala modulerade signaler med både fas- och amplitudmodulationer som t.ex. Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA) och andra multibärarsignaler.

Föreliggande uppfinning är inte begränsad till de ovan beskrivna utföringsformerna.

Olika alternativ, modifikationer och ekvivalenter kan användas. De ovan beskrivna utföringsformerna är därför inte avsedda att begränsa uppñnningens omfattning, vilken anges av de bifogade patentkraven.

Claims (16)

10 15 20 25 30 522 119 11 PATENTKRAV

1. Effektförstårkaranordning (200) innefattande medel för att förstärka en högfrekventsignal som har både amplitud- och fasvariationer, medel för att separera nämnda signal i en infas- (I) komponentsignal (S1) och i en kvadratisk (Q) komponentsignal (SQ), nämnda effektförstärkaranordning (200) är k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en signalbehandlingsanordning, SCD (202) innnefattande: medel för att generera en komponentsignal för I-grenen med n tillstånd (Sri) från nämnda I-komponentsignal (S1), medel för att generera en komponentsignal för Q-grenen med n tillstånd (S-rQ) från nämnda Q-komponentsignal (SQ), och medel för att interfoliera komponentsignalen för l-grenen med n tillstånd och komponentsignalen för Q-grenen med n tillstånd till en, i tiden icke överlappande, I- komponentsignal (Sn) och Q-komponentsignal (STQ); en multiplexeraranordning (204) innefattande medel för att generera en signal (Si/HQ) med en högfrekvent bärarvåg varvid I- och Q-komponenterna tidsmultiplexeras; och en enda effektförstärkare (206) innefattande medel för att förstärka nämnda signal (Smol-

2. Effektförstärkaranordning (200) enligt patentkrav 1, varvid den enda effektförstärkaren (206) är en icke-linjär effektförstärkare.

3. Effektförstärkaranordning (200) enligt något av patentkraven 1-2, varvid den innefattar medel för att pulsbreddsmodulera I-komponentsignalen (STI) och Q- komponentsignalen (STQ).

4. Effektförstärkaranordning (200) enligt något av patentkraven 1-3, varvid den innefattar: medel för att multiplicera I-komponentsignalen (STI) med I-komponenten för en högfrekvent bärarvåg i en första multiplexeringsanordning (MI), medel för att multiplicera Q-komponentsignalen (STQ) med Q-komponenten för en högfrekvent bärarvåg i en andra multiplexeringsanordning (MQ), och 10 15 20 25 30 522 119 12 medel för I-komponentsignalen (S11) för att styra den första multiplexeraranordningen (MI), och medel för Q-komponentsignalen (STQ) för att styra den andra multiplexeraranordningen (MQ) för att tidsmultiplexera respektive I- komponentsignal (Sn) och Q-komponentsígnal (STQ).

5. Effektförstärkaranordning (200) enligt krav 4, varvid den innefattar medel för att förstärka nämnda bärarvåg före någon av komponenterna för nämnda bärarvåg kommer in i någon av multiplexeraranordningarna (MI; MQ).

6. Effektförstärkaranordning (200) enligt något av kraven 4-5, varvid n är lika med tre och MI respektive MQ innefattar en tretrådsswitch.

7. Effektförstärkaranordning (200) enligt något av kraven 1-3, varvid den innefattar: medel för att överföra I-komponentsignalen (S11) och Q-komponentsignalen (STQ) till en överföringsenhet, och medel för att överföra en styrsignal SC från nämnda översättningsenhet till en n- trådsswitch (MC), medel för att överföra en bärarvåg till nämnda n-trådsswitch och erhålla en utsignal (SMIQ) från nämnda n-trådsswitch (MC).

8. Effektförstärkaranordning (200) enligt något av kraven 1-7, varvid den innefattar medel för att ansluta en predistortorenhet (802) för att kompensera för några icke- lineariteter och/ eller andra fel under förstärkningsprocessen.

9. Metod för att förstärka en högfrekvent signal som har både amplitud- och fasvariationer, innefattande steget att: - separera nämnda signal i en infas (I) komponentsignal (S1) och i en kvadratisk (Q) komponentsignal (SQ), k ä n n e t e c k n a d av att metoden innefattar de ytterligare stegen: ~ generera en komponentsignal för I-grenen med n tillstånd från nämnda I- komponentsignal (S1) , 10 15 20 25 30 522 119 13 generera en komponentsignal för Q-grenen med n tillstånd från nämnda Q- komponentsignal (SQ), interfoliera komponentsignalen för I-grenen med n tillstånd och komponentsignalen för Q-grenen med n tillstånd till en, i tiden ej överlappande I-komponentsignal (Sn) och Q-komponentsigrial (STQ); generera en signal (SMIQ) med en högfrekvent bärarvåg varvid I- och Q- komponenterna tidsmultiplexeras och förstärka nämnda signal (SMIQ) genom att använda en enda effektförstärkare (206).

10. Metod enligt krav 9, varvid effektförstärkaren (206) är en icke-linjär effektförstärkare.

11. Metod enligt något av kraven 9-10, innefattande det ytterligare steget: pulsbreddsmodulera (Pulse-Width Modulating, PWM) I-komponentsignalen (Sn) respektive Q-komponentsignalen (Sw).

12. Metod enligt något av kraven 9-11, innefattande de ytterligare stegen: multiplicera I-komponentsignalen (Sn) med I-komponenten för en högfrekvent bärarvåg i en första multiplexeringsanordning (MI), multiplicera Q-komponentsignalen (STQ) med Q-komponenten för en högfrekvent bärarvåg i en andra multiplexeraranordning (MQ), och I- komponentsignalen (Sn) styra den första multiplexeraranordningen (MI) och Q-komponentsígnalen (Sw). styra den andra multiplexeraranordningen (MQ) för att tidsmultiplexera respektive I- och Q-komponentsignal (STI, S-pQ).

13. Metod enligt krav 12, innefattande det ytterligare steget: förstärka nämnda bärarvåg före någon av komponenterna för nämnda bärarvåg kommer in i någon av multíplexeraranordningarna (MI;MQ). 522 119 14

14. Metod enligt något av patentkraven 12-13, varvid n är lika med tre och MI respektive MQ innefattar en tretrådsswitch.

15. Metod enligt något av kraven 9- l 1, innefattande de ytterligare stegen: 5 ~ överföra I-komponentsignalen (Sn) och Q-kornponentsignalen (STQ) till en översättningsenhet, och - överföra en styrsignal SC från nämnda översättningsenhet till en n- trådsswitch (MC), - överföra en bärarvåg till nämnda n-trådsswitch och erhålla en utsignal (SM1Q) 10 från nämnda n-trådssvvitch (MC).

16. Metod enligt något av kraven 9- 15, innefattande det ytterligare steget: - ansluta en predistortorenhet (802) för att kompensera för några icke- lineariteter och/ eller andra fel under förstärkningsprocessen.